JPH0655032B2 - 電流型コンバ−タの保護装置 - Google Patents
電流型コンバ−タの保護装置Info
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- JPH0655032B2 JPH0655032B2 JP61020161A JP2016186A JPH0655032B2 JP H0655032 B2 JPH0655032 B2 JP H0655032B2 JP 61020161 A JP61020161 A JP 61020161A JP 2016186 A JP2016186 A JP 2016186A JP H0655032 B2 JPH0655032 B2 JP H0655032B2
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- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
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- H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、自己消弧素子を用いた電流型コンバータの保
護装置に係り、特に出力に過電圧が発生したとき、これ
を抑制して、電流型コンバータの運転を継続させるのに
好適な電流型コンバータの保護装置に関する。
護装置に係り、特に出力に過電圧が発生したとき、これ
を抑制して、電流型コンバータの運転を継続させるのに
好適な電流型コンバータの保護装置に関する。
従来、自己消弧素子を利用した電流型コンバータに過電
圧が発生した場合の保護装置に関して、電気学会半導体
電力変換研究会資料ＳＰＣ−８４−６０における、岡
氏他による「新転流エネルギー処理方式によるＰＷＭ制
御ＧＴＯコンバータと題する文献において論じられてい
る。しかし、この文献では、ノイズ等が原因でゲート信
号に任意の時点で誤消弧パルスが混入した場合に、出力
側に設けられた直流リアクトル両端に発生する過電圧か
ら、電流型コンバータの主回路素子を保護するという点
について、十分考慮されていないという問題があつた。
その理由は、上記の従来例に記載された保護装置が、主
回路電流転流時の過電圧抑制並びに転流エネルギー帰還
のためのものであり、任意の時点で発生する過電圧に対
して対処することができず、抑制可能期間が転流時に限
定されているからである。更に、上記した従来例の保護
装置は、ダイオードブリツジ、コンデンサ、自己消弧素
子を用いるなどの複雑な構成となつているという問題点
があつた。
圧が発生した場合の保護装置に関して、電気学会半導体
電力変換研究会資料ＳＰＣ−８４−６０における、岡
氏他による「新転流エネルギー処理方式によるＰＷＭ制
御ＧＴＯコンバータと題する文献において論じられてい
る。しかし、この文献では、ノイズ等が原因でゲート信
号に任意の時点で誤消弧パルスが混入した場合に、出力
側に設けられた直流リアクトル両端に発生する過電圧か
ら、電流型コンバータの主回路素子を保護するという点
について、十分考慮されていないという問題があつた。
その理由は、上記の従来例に記載された保護装置が、主
回路電流転流時の過電圧抑制並びに転流エネルギー帰還
のためのものであり、任意の時点で発生する過電圧に対
して対処することができず、抑制可能期間が転流時に限
定されているからである。更に、上記した従来例の保護
装置は、ダイオードブリツジ、コンデンサ、自己消弧素
子を用いるなどの複雑な構成となつているという問題点
があつた。
本発明は上記した従来技術の問題点に鑑みなされたもの
で、任意時点で発生する誤消弧パルスにより自己消弧素
子が開放された場合でも、直流リアクトルに発生する過
電圧を抑制し、継続運転を可能にする構成の簡単な電流
型コンバータの保護装置を提供することを目的としてい
る。
で、任意時点で発生する誤消弧パルスにより自己消弧素
子が開放された場合でも、直流リアクトルに発生する過
電圧を抑制し、継続運転を可能にする構成の簡単な電流
型コンバータの保護装置を提供することを目的としてい
る。
本発明の電流型コンバータの保護装置は、自己消弧素子
を用いた電流形コンバータにおいて、出力される直流電
流の脈動を抑制するために出力端に接続されている直流
リアクトルの端子電圧を検出する検出手段と、上記検出
手段の出力値と直流リアクトルの端子電圧に対する過電
圧設定値とを比較する比較手段と、上記比較手段が過電
圧設定値を越える直流リアクトルの端子電圧を検出した
場合、上記直流リアクトルを含む形で閉回路が形成され
るように、上記自己消弧素子のゲート信号を制御する制
御手段とを備えていることを特徴としている。
を用いた電流形コンバータにおいて、出力される直流電
流の脈動を抑制するために出力端に接続されている直流
リアクトルの端子電圧を検出する検出手段と、上記検出
手段の出力値と直流リアクトルの端子電圧に対する過電
圧設定値とを比較する比較手段と、上記比較手段が過電
圧設定値を越える直流リアクトルの端子電圧を検出した
場合、上記直流リアクトルを含む形で閉回路が形成され
るように、上記自己消弧素子のゲート信号を制御する制
御手段とを備えていることを特徴としている。
以下、添付の図面に示す実施例により、更に詳細に本発
明について説明する。
明について説明する。
第１図は本発明の第１の実施例を示す回路構成図であ
る。第１図において、１は交流電源、２は入力端コンデ
ンサ、３はゲート回路、４はパルス選択回路、５はパル
ス幅変調（以下ＰＷＭと略す）制御回路、６は比較回
路、７は直流計器用変圧器（以下ＤＣＰＴと略す）、８
は負荷、１１〜１６は自己消弧素子の一種であるＧＴＯ
である。図示する様に、交流電源１はＧＴＯ１１〜ＧＴ
Ｏ１６でブリツジ構成されるコンバータ部の入力側に接
続され、両者の中間に入力端コンデンサ２が接続されて
いる。上記コンバータ部の出力側には、直流リアクトル
ＤＣＬを介して負荷８が接続されている。この状態で、
ＤＣＰＴ７は直流リアクトルＤＣＬの両端の電圧ｅ′
DCLを検出し、信号ｅDCLを出力する。比較回路６は、上
記信号ｅDCLとあらかじめ定められている過電圧設定値
ｅOVとを比較し、信号ｅDCLが過電圧設定値ｅOVよりも
大の場合に限つて、出力信号ＰOVがパルス選択回路４に
入力される。ＧＴＯ１１〜GTO16のブリツジ構成からな
るコンバータ部は、ＰＷＭ制御回路５とパルス選択回路
４とゲート回路３によつて制御される。
る。第１図において、１は交流電源、２は入力端コンデ
ンサ、３はゲート回路、４はパルス選択回路、５はパル
ス幅変調（以下ＰＷＭと略す）制御回路、６は比較回
路、７は直流計器用変圧器（以下ＤＣＰＴと略す）、８
は負荷、１１〜１６は自己消弧素子の一種であるＧＴＯ
である。図示する様に、交流電源１はＧＴＯ１１〜ＧＴ
Ｏ１６でブリツジ構成されるコンバータ部の入力側に接
続され、両者の中間に入力端コンデンサ２が接続されて
いる。上記コンバータ部の出力側には、直流リアクトル
ＤＣＬを介して負荷８が接続されている。この状態で、
ＤＣＰＴ７は直流リアクトルＤＣＬの両端の電圧ｅ′
DCLを検出し、信号ｅDCLを出力する。比較回路６は、上
記信号ｅDCLとあらかじめ定められている過電圧設定値
ｅOVとを比較し、信号ｅDCLが過電圧設定値ｅOVよりも
大の場合に限つて、出力信号ＰOVがパルス選択回路４に
入力される。ＧＴＯ１１〜GTO16のブリツジ構成からな
るコンバータ部は、ＰＷＭ制御回路５とパルス選択回路
４とゲート回路３によつて制御される。
第２図は、第１図に示したパルス選択回路４の具体例を
示す図である。図示する様に、パルス選択回路４は６個
のオア回路４１〜４６によつて構成され、各オア回路４
１〜４６には出力信号ＰOVが入力され、更に各オア回路
４１〜４６には、それぞれＰＷＭ制御回路５から出力さ
れるゲート信号パターンＰＵ〜ＰＺが入力されている。
各オア回路４１〜４６からゲート回路入力信号ＰGU〜Ｐ
GZが形成される。
示す図である。図示する様に、パルス選択回路４は６個
のオア回路４１〜４６によつて構成され、各オア回路４
１〜４６には出力信号ＰOVが入力され、更に各オア回路
４１〜４６には、それぞれＰＷＭ制御回路５から出力さ
れるゲート信号パターンＰＵ〜ＰＺが入力されている。
各オア回路４１〜４６からゲート回路入力信号ＰGU〜Ｐ
GZが形成される。
第３図は、第１図に示すＰＷＭ制御回路５とパルス選択
回路４の動作を説明するためのタイムチヤートである。
第３図において、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは交流電源１の各相
の電圧、ｅｃ，ｅｍはＰＷＭ基本パターンＰＴＮを作る
ための搬送波及び変調波である。▲▼は、ＰＷＭ
基本パターンＰＴＮ反転信号である。ｅ′ｍは、ＰＷＭ
基本パターンＰＴＮの立上り・立下りに同期した不等周
期三角波であり、図示する様にＰＷＭ制御回路５に入力
される直流電圧指令値ｅd *と比較され、短絡パルスＳが
求められる。Ｄ１〜Ｄ６は分配信号であり、ＰＦ，ＰＲ
は実際にゲート信号を構成する６０度期間のＰＷＭパタ
ーンである。上記ＰＷＭパターンＰＦ，ＰＲ及び短絡パ
ルスＳは、分配信号Ｄ１〜Ｄ６に従つて各相に分配さ
れ、ゲート信号パターンＰＵ〜ＰＺを得る。このゲート
信号パターンＰＵ〜ＰＺは、第１図及び第２図に示す様
にパルス選択回路４に入力される。第２図に示すパルス
選択回路４では、ゲート信号パターンＰＵ〜ＰＺと比較
回路６の出力ＰOVとの論理和が、オア回路４１〜４６に
よってとられ、ゲート回路入力信号ＰGU〜ＰGZが形成さ
れる。
回路４の動作を説明するためのタイムチヤートである。
第３図において、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは交流電源１の各相
の電圧、ｅｃ，ｅｍはＰＷＭ基本パターンＰＴＮを作る
ための搬送波及び変調波である。▲▼は、ＰＷＭ
基本パターンＰＴＮ反転信号である。ｅ′ｍは、ＰＷＭ
基本パターンＰＴＮの立上り・立下りに同期した不等周
期三角波であり、図示する様にＰＷＭ制御回路５に入力
される直流電圧指令値ｅd *と比較され、短絡パルスＳが
求められる。Ｄ１〜Ｄ６は分配信号であり、ＰＦ，ＰＲ
は実際にゲート信号を構成する６０度期間のＰＷＭパタ
ーンである。上記ＰＷＭパターンＰＦ，ＰＲ及び短絡パ
ルスＳは、分配信号Ｄ１〜Ｄ６に従つて各相に分配さ
れ、ゲート信号パターンＰＵ〜ＰＺを得る。このゲート
信号パターンＰＵ〜ＰＺは、第１図及び第２図に示す様
にパルス選択回路４に入力される。第２図に示すパルス
選択回路４では、ゲート信号パターンＰＵ〜ＰＺと比較
回路６の出力ＰOVとの論理和が、オア回路４１〜４６に
よってとられ、ゲート回路入力信号ＰGU〜ＰGZが形成さ
れる。
この時、例えば、第３図中のに示す時点において、ゲ
ート信号パターンＰＵに誤消弧パルスが混入し、ＧＴＯ
１１がオフした場合を考える。に示す時点において、
コンバータ部を形成する自己消弧型素子のうち、オンし
ているのは、ＧＴＯ１５のみとなる。従つて、負荷８が
接続された回路は開放状態となり、直流リアクトルＤＣ
Ｌに蓄積されていたエネルギーにより次式で示す電圧が
発生する。
ート信号パターンＰＵに誤消弧パルスが混入し、ＧＴＯ
１１がオフした場合を考える。に示す時点において、
コンバータ部を形成する自己消弧型素子のうち、オンし
ているのは、ＧＴＯ１５のみとなる。従つて、負荷８が
接続された回路は開放状態となり、直流リアクトルＤＣ
Ｌに蓄積されていたエネルギーにより次式で示す電圧が
発生する。
ただし、ｅ′DCL：直流リアクトル端子電圧 Ｌｄ：直流リアクトルインダクタンス ｉＤ：直流電流 一般に、電流形コンバータで使用する直流リアクトルイ
ンダクタンス値は数十ｍＨと大きく、（１）式に従うと
非常に大きな電圧が発生する。
ンダクタンス値は数十ｍＨと大きく、（１）式に従うと
非常に大きな電圧が発生する。
上記直流リアクトル端子電圧ｅ′DCNに比例するＤＣＰ
Ｔ７の出力ｅDCLと過電圧設定値ｅOVとが、比較器６で
比較され、ｅDCL≧ｅOVのときＰOV＝“Ｈ”，ｅDCL＜ｅ
OVのときＰOV＝“Ｌ”となる。ＰOVが“Ｈ”になつた場
合には、第２図のオア回路４１〜４６の出力、即ちゲー
ト回路入力信号ＰGU〜ＰGZは、全て“Ｈ”となる。従つ
て、全てのＧＴＯ１１〜１６にオンゲート信号が入力さ
れ、直流回路が短絡状態となり、直流リアクトルＤＣＬ
の端子に発生していた過電圧を抑制することができる。
Ｔ７の出力ｅDCLと過電圧設定値ｅOVとが、比較器６で
比較され、ｅDCL≧ｅOVのときＰOV＝“Ｈ”，ｅDCL＜ｅ
OVのときＰOV＝“Ｌ”となる。ＰOVが“Ｈ”になつた場
合には、第２図のオア回路４１〜４６の出力、即ちゲー
ト回路入力信号ＰGU〜ＰGZは、全て“Ｈ”となる。従つ
て、全てのＧＴＯ１１〜１６にオンゲート信号が入力さ
れ、直流回路が短絡状態となり、直流リアクトルＤＣＬ
の端子に発生していた過電圧を抑制することができる。
上記したように、第１図に示す実施例によれば、ＤＣＰ
Ｔ７により直流リアクトルＤＣＬの端子電圧を検出し、
比較回路６において過電圧設定値との大小を比較するこ
とにより、パルス選択回路４においてパルスを選択する
ことができるので、過電圧発生時に全ての自己消弧素子
ＧＴＯ１１〜１６にオン信号を与え、直流短絡状態にす
ることによつて過電圧を抑制でき、コンバータの保護及
び継続運転を可能にすることができる。
Ｔ７により直流リアクトルＤＣＬの端子電圧を検出し、
比較回路６において過電圧設定値との大小を比較するこ
とにより、パルス選択回路４においてパルスを選択する
ことができるので、過電圧発生時に全ての自己消弧素子
ＧＴＯ１１〜１６にオン信号を与え、直流短絡状態にす
ることによつて過電圧を抑制でき、コンバータの保護及
び継続運転を可能にすることができる。
第４図は、本発明の第２の実施例を示す図であり、第１
図に示す第１の実施例と同一部分には同一符号を付して
いる。第４図に示す第２の実施例においては、パルス選
択回路４の入力信号として、ゲート信号パターンＰＵ〜
ＰＺと比較回路６の出力信号ＰOVの他に、ＰＷＭ制御回
路５から得られる補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚが存在してい
る。第５図は、第４図に示すパルス選択回路４の具体例
を示す図であり、オア回路４１〜４６及びアンド回路４
７〜５８から構成されている。第５図に示すパルス選択
回路４においては、比較回路６の出力ＰOVが“Ｌ”のと
きＰＵ〜ＰＺがゲート回路入力信号ＰGU〜ＰGZとして選
択され、出力ＰOVが“Ｈ”のとき補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′
Ｚが出力信号ＰGU〜ＰGZとして選択されるものである。
図に示す第１の実施例と同一部分には同一符号を付して
いる。第４図に示す第２の実施例においては、パルス選
択回路４の入力信号として、ゲート信号パターンＰＵ〜
ＰＺと比較回路６の出力信号ＰOVの他に、ＰＷＭ制御回
路５から得られる補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚが存在してい
る。第５図は、第４図に示すパルス選択回路４の具体例
を示す図であり、オア回路４１〜４６及びアンド回路４
７〜５８から構成されている。第５図に示すパルス選択
回路４においては、比較回路６の出力ＰOVが“Ｌ”のと
きＰＵ〜ＰＺがゲート回路入力信号ＰGU〜ＰGZとして選
択され、出力ＰOVが“Ｈ”のとき補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′
Ｚが出力信号ＰGU〜ＰGZとして選択されるものである。
第６図は、第４図に示す第２の実施例の動作を示すタイ
ムチヤートである。第６図において、ゲート信号パター
ンＰＵ〜ＰＺを生成するまでの過程は、前記した第１の
実施例の動作と同様である。補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′
Ｚは、次の様にして形成される。即ち、Ｕ相電源による
入力線間電圧瞬時値ｖｕが他のどの相の電源電圧瞬時値
よりも高い期間“Ｈ”となる信号を補助信号Ｐ′Ｕと
し、同様にＶ相電源による入力線間電圧瞬時値ｖｖに対
応して補助信号Ｐ′Ｖとし、同様にＷ相電源による入力
線間電圧瞬時値ｖｗに対応して補助信号Ｐ′Ｗにする。
逆に、Ｕ相電源による入力線間電圧瞬時値ｖｖが他のど
の相の電源電圧瞬時値よりも低い期間“Ｈ”となる信号
を補助信号Ｐ′Ｘとし、同様にＶ相電源電圧に対応して
Ｐ′Ｙ、Ｗ相電源電圧に対応してＰ′Ｚとする。これら
の補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚは、正極アーム群については
電源電圧瞬時値が最も高い相の自己消弧素子をオンさ
せ、正極アーム群については最も低い相の自己消弧素子
をオンさせるための信号である。ＰＷＭパターンＰＵ〜
ＰＺのいずれかの信号に誤消弧パルスが混入した場合に
は、パルス選択回路４によつて、ゲート回路入力信号Ｐ
GU〜ＰGZが補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚに切替わり、その時
点で電圧瞬時値の最も高い相と最も低い相の自己消弧素
子がオンする。従つて、交流電源１よりオンした素子を
介して、負荷電流が増加するような閉回路が形成される
ので直流リアクトルＤＣＬの過電圧を抑制することがで
きる。
ムチヤートである。第６図において、ゲート信号パター
ンＰＵ〜ＰＺを生成するまでの過程は、前記した第１の
実施例の動作と同様である。補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′
Ｚは、次の様にして形成される。即ち、Ｕ相電源による
入力線間電圧瞬時値ｖｕが他のどの相の電源電圧瞬時値
よりも高い期間“Ｈ”となる信号を補助信号Ｐ′Ｕと
し、同様にＶ相電源による入力線間電圧瞬時値ｖｖに対
応して補助信号Ｐ′Ｖとし、同様にＷ相電源による入力
線間電圧瞬時値ｖｗに対応して補助信号Ｐ′Ｗにする。
逆に、Ｕ相電源による入力線間電圧瞬時値ｖｖが他のど
の相の電源電圧瞬時値よりも低い期間“Ｈ”となる信号
を補助信号Ｐ′Ｘとし、同様にＶ相電源電圧に対応して
Ｐ′Ｙ、Ｗ相電源電圧に対応してＰ′Ｚとする。これら
の補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚは、正極アーム群については
電源電圧瞬時値が最も高い相の自己消弧素子をオンさ
せ、正極アーム群については最も低い相の自己消弧素子
をオンさせるための信号である。ＰＷＭパターンＰＵ〜
ＰＺのいずれかの信号に誤消弧パルスが混入した場合に
は、パルス選択回路４によつて、ゲート回路入力信号Ｐ
GU〜ＰGZが補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚに切替わり、その時
点で電圧瞬時値の最も高い相と最も低い相の自己消弧素
子がオンする。従つて、交流電源１よりオンした素子を
介して、負荷電流が増加するような閉回路が形成される
ので直流リアクトルＤＣＬの過電圧を抑制することがで
きる。
上記した様に、本発明の第２の実施例によれば、パルス
選択回路４によつて補助パルスを選択し、ＤＣＬの過電
圧を抑制でき、電源電圧瞬時値に応じたコンバータの適
切な保護及び継続運転が可能である。
選択回路４によつて補助パルスを選択し、ＤＣＬの過電
圧を抑制でき、電源電圧瞬時値に応じたコンバータの適
切な保護及び継続運転が可能である。
前記第２の実施例では、正極アーム群については電源電
圧瞬時値が最も高い相の素子に、負極アーム群について
は、最も電圧の低い相の素子にオン信号を与えるように
補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚを構成したが、正極アーム群に
ついては最も電圧の低い相の素子に、負極アーム群につ
いては最も電圧の高い相の素子にオン信号を与えるよう
に補助信号を構成してもよい。このときの動作を示すタ
イムチヤートを第７図に示す。本実施例においては、交
流電源１よりオンした素子を介して負荷電流が減少する
ような閉回路が形成されるので、直流リアクトルＤＣＬ
の過電圧を抑制することができる。
圧瞬時値が最も高い相の素子に、負極アーム群について
は、最も電圧の低い相の素子にオン信号を与えるように
補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚを構成したが、正極アーム群に
ついては最も電圧の低い相の素子に、負極アーム群につ
いては最も電圧の高い相の素子にオン信号を与えるよう
に補助信号を構成してもよい。このときの動作を示すタ
イムチヤートを第７図に示す。本実施例においては、交
流電源１よりオンした素子を介して負荷電流が減少する
ような閉回路が形成されるので、直流リアクトルＤＣＬ
の過電圧を抑制することができる。
第８図は、第４図及び第５図に示した第２の実施例にお
いて、補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚとして異なる形の信号を
用いてたときの、動作を示すタイムチヤートである。第
８図において、補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚは次のようにし
て作ることができる。即ち、ＰＷＭ基本パターンＰＴＮ
を分配信号Ｄ１〜Ｄ６に従つて分配した信号が補助信号
Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚである。この場合、短絡パルスＳは分配
されない。期間Ｉでは例えばＰ′ＵとＰ′Ｗは論理反転
したパターンとなつている。ＰＵ〜ＰＺのいずれかのゲ
ート信号パターンに誤消弧パルスが混入した場合には、
パルス選択回路４によつて、ゲート回路入力信号ＰGU〜
ＰGZが補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚに切替わり、短絡パルス
の幅が零の状態のパターンＰ′Ｕ〜Ｐ′Ｚでコンバータ
が運転される。従つて、交流電源１よりオンした２アー
ムの素子を介して負荷８に電流が流れるので、直流リア
クトルＤＣＬの過電圧を抑制することができる。
いて、補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚとして異なる形の信号を
用いてたときの、動作を示すタイムチヤートである。第
８図において、補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚは次のようにし
て作ることができる。即ち、ＰＷＭ基本パターンＰＴＮ
を分配信号Ｄ１〜Ｄ６に従つて分配した信号が補助信号
Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚである。この場合、短絡パルスＳは分配
されない。期間Ｉでは例えばＰ′ＵとＰ′Ｗは論理反転
したパターンとなつている。ＰＵ〜ＰＺのいずれかのゲ
ート信号パターンに誤消弧パルスが混入した場合には、
パルス選択回路４によつて、ゲート回路入力信号ＰGU〜
ＰGZが補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚに切替わり、短絡パルス
の幅が零の状態のパターンＰ′Ｕ〜Ｐ′Ｚでコンバータ
が運転される。従つて、交流電源１よりオンした２アー
ムの素子を介して負荷８に電流が流れるので、直流リア
クトルＤＣＬの過電圧を抑制することができる。
上記したように第８図に示す実施例によれば、パルス選
択回路４によつて補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚを選択し、直
流リアクトルＤＣＬの過電圧を抑制できる。この時ＰＷ
Ｍ制御も行われるので電源電流波形を乱すことなく、コ
ンバータの保護及び継続運転が可能となる。
択回路４によつて補助信号Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚを選択し、直
流リアクトルＤＣＬの過電圧を抑制できる。この時ＰＷ
Ｍ制御も行われるので電源電流波形を乱すことなく、コ
ンバータの保護及び継続運転が可能となる。
第９図に本発明の第３の実施例における回路構成図を示
す。前記第１，第２の実施例においては、主回路を構成
する素子として、自己消弧素子であるＧＴＯ１１〜１６
を使用している。本実施例における主回路構成素子とし
て、次のような性質を有するスイツチング素子ＳＷＵ〜
ＳＷＺを使用するものとする。
す。前記第１，第２の実施例においては、主回路を構成
する素子として、自己消弧素子であるＧＴＯ１１〜１６
を使用している。本実施例における主回路構成素子とし
て、次のような性質を有するスイツチング素子ＳＷＵ〜
ＳＷＺを使用するものとする。
(1)オン状態・オフ状態はゲート信号によつて制御する
ことができる。
ことができる。
(2)正逆両方向にツエナー降伏の性質を有し、かつツエ
ナー電圧を変えることができる。
ナー電圧を変えることができる。
誤消弧パルスによつて直流回路が開放され直流リアクト
ルに過電圧が発生し、主回路構成素子に過電圧が印加さ
れた場合、前記性質（２）によつて素子がツエナー降伏
を生じ導通状態になり、直流リアクトルを含む電流のル
ープが存在するようになる。従つて、直流リアクトルに
発生した過電圧を抑制することができる。
ルに過電圧が発生し、主回路構成素子に過電圧が印加さ
れた場合、前記性質（２）によつて素子がツエナー降伏
を生じ導通状態になり、直流リアクトルを含む電流のル
ープが存在するようになる。従つて、直流リアクトルに
発生した過電圧を抑制することができる。
上記したように、前記性質（１），（２）を有するスイ
ツチング素子が存在するものとすると、過電圧を抑制す
るための保護装置を何ら接続することなく素子を保護す
ることが可能で、主回路及び制御回路の構成が非常に簡
単になるという効果がある。さらに、過電圧が抑制され
るとツエナー降伏状態から通常の動作状態に復帰するた
め、継続してコンバータの運転が可能である。
ツチング素子が存在するものとすると、過電圧を抑制す
るための保護装置を何ら接続することなく素子を保護す
ることが可能で、主回路及び制御回路の構成が非常に簡
単になるという効果がある。さらに、過電圧が抑制され
るとツエナー降伏状態から通常の動作状態に復帰するた
め、継続してコンバータの運転が可能である。
以上説明したように、本発明によれば、ＤＣＬに過電圧
が発生した場合、この電圧をＤＣＰＴによつて検出し、
パルス選択回路によつてゲート信号を制御することによ
り、コンバータを過電圧から保護でき、しかも過電圧が
抑制された場合には継続して運転を行うことができると
いう効果がある。
が発生した場合、この電圧をＤＣＰＴによつて検出し、
パルス選択回路によつてゲート信号を制御することによ
り、コンバータを過電圧から保護でき、しかも過電圧が
抑制された場合には継続して運転を行うことができると
いう効果がある。
第１図は本発明の電流形コンバータの保護装置の第１の
実施例を示す回路図、第２図は第１図に示す実施例中の
パルス選択回路を示す回路図、第３図は第１図に示す実
施例の動作を説明するためのタイムチヤート、第４図は
本発明の第２の実施例を示す回路図、第５図は第４図に
示す実施例中のパルス選択回路を示す回路図、第６図は
第４図に示す実施例の動作を説明するためのタイムチヤ
ート、第７図は第４図に示す実施例の他の動作例を説明
するためのタイムチヤート、第８図は第４図に示す実施
例の他の動作説明するためのタイムチヤート、第９図は
本発明の第３の実施例を示す回路図である。 １……交流電源、２……入力端コンデンサ、３……ゲー
ト回路、４……パルス選択回路、５……ＰＷＭ制御回
路、６……比較回路、７……ＤＣＰＴ、８……負荷、１
１〜１６……ＧＴＯ、ＤＣＬ……直流リアクトル、ＰGU
〜ＰGZ……ゲート回路入力信号、ＰＵ〜ＰＺ……ゲート
信号パターン、Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚ……補助信号、ｅDCL…
…ＤＣＬ端子電圧検出値、ｅOV……過電圧設定値、ＰOV
……過電圧検出信号、ｅd *……直流電圧指令値。
実施例を示す回路図、第２図は第１図に示す実施例中の
パルス選択回路を示す回路図、第３図は第１図に示す実
施例の動作を説明するためのタイムチヤート、第４図は
本発明の第２の実施例を示す回路図、第５図は第４図に
示す実施例中のパルス選択回路を示す回路図、第６図は
第４図に示す実施例の動作を説明するためのタイムチヤ
ート、第７図は第４図に示す実施例の他の動作例を説明
するためのタイムチヤート、第８図は第４図に示す実施
例の他の動作説明するためのタイムチヤート、第９図は
本発明の第３の実施例を示す回路図である。 １……交流電源、２……入力端コンデンサ、３……ゲー
ト回路、４……パルス選択回路、５……ＰＷＭ制御回
路、６……比較回路、７……ＤＣＰＴ、８……負荷、１
１〜１６……ＧＴＯ、ＤＣＬ……直流リアクトル、ＰGU
〜ＰGZ……ゲート回路入力信号、ＰＵ〜ＰＺ……ゲート
信号パターン、Ｐ′Ｕ〜Ｐ′Ｚ……補助信号、ｅDCL…
…ＤＣＬ端子電圧検出値、ｅOV……過電圧設定値、ＰOV
……過電圧検出信号、ｅd *……直流電圧指令値。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐々木 和彦 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 本田 一男 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 高橋 秀明 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内
Claims (4)
- 【請求項１】自己消弧素子を用いた電流形コンバータに
おいて、出力される直流電流の脈動を抑制するために出
力端に接続されている直流リアクトルの端子電圧を検出
する検出手段と、上記検出手段の出力値と直流リアクト
ルの端子電圧に対する過電圧設定値とを比較する比較手
段と、上記比較手段が過電圧設定値を越える直流リアク
トルの端子電圧を検出した場合、上記直流リアクトルを
含む形で閉回路が形成されるように、上記自己消弧素子
のゲート信号を制御する制御手段とを備えていることを
特徴とする電流形コンバータの保護装置。 - 【請求項２】前記制御手段は、比較手段が過電圧設定値
を越える直流リアクトルの端子電圧を検出した場合、全
ての自己消弧素子をオンさせるゲート信号を出力するこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電流型コン
バータの保護装置。 - 【請求項３】前記制御手段は、比較手段が過電圧設定値
を越える直流リアクトルの端子電圧を検出した場合、電
流型コンバータの入力線間電圧瞬時値が最大又は最小と
なるアームの自己消弧素子をオンさせるゲート信号を出
力することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電
流型コンバータの保護装置。 - 【請求項４】前記制御手段は、比較手段が過電圧設定値
を越える直流リアクトルの端子電圧を検出した場合、電
流型コンバータをＰＷＭ制御するために作成しているＰ
ＷＭ基本パターンに応じて定まる自己消弧素子をオンさ
せるゲート信号を出力することを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の電流型コンバータの保護装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61020161A JPH0655032B2 (ja) | 1986-02-03 | 1986-02-03 | 電流型コンバ−タの保護装置 |
| DE8787101368T DE3764810D1 (de) | 1986-02-03 | 1987-02-02 | Stromrichter mit ueberspannungsschutz. |
| US07/009,478 US4757436A (en) | 1986-02-03 | 1987-02-02 | Current-type converter protecting apparatus |
| EP87101368A EP0231917B1 (en) | 1986-02-03 | 1987-02-02 | Current-type converter with overvoltage protection |
| KR870000833A KR870008430A (ko) | 1986-02-03 | 1987-02-03 | 전류형 콘버터의 보호장치 |
| HK383/91A HK38391A (en) | 1986-02-03 | 1991-05-16 | Current-type converter with overvoltage protection |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61020161A JPH0655032B2 (ja) | 1986-02-03 | 1986-02-03 | 電流型コンバ−タの保護装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62181679A JPS62181679A (ja) | 1987-08-10 |
| JPH0655032B2 true JPH0655032B2 (ja) | 1994-07-20 |
Family
ID=12019432
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61020161A Expired - Lifetime JPH0655032B2 (ja) | 1986-02-03 | 1986-02-03 | 電流型コンバ−タの保護装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4757436A (ja) |
| EP (1) | EP0231917B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0655032B2 (ja) |
| KR (1) | KR870008430A (ja) |
| DE (1) | DE3764810D1 (ja) |
| HK (1) | HK38391A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH088778B2 (ja) * | 1987-04-22 | 1996-01-29 | 株式会社日立製作所 | 電流形インバ−タ装置 |
| US4815052A (en) * | 1988-07-06 | 1989-03-21 | Honeywell, Inc. | Automatic overvoltage protection circuit |
| DE4229342A1 (de) * | 1992-09-04 | 1994-03-10 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Ansteuerung mit gepulsten Signalen |
| US5414342A (en) * | 1993-04-29 | 1995-05-09 | Unitrode Corporation | Voltage mode pulse width modulation controller |
| JPH0759256A (ja) * | 1993-08-19 | 1995-03-03 | Toshiba Corp | サイリスタバルブの保護装置 |
| US6278597B1 (en) | 1999-10-05 | 2001-08-21 | International Business Machines Corporation | Conditional over-voltage protection for redundant phase-shift converters |
| KR100440345B1 (ko) * | 2002-06-03 | 2004-07-15 | 주식회사 동아일렉콤 | 3상 교류를 직류로 전환시키는 컨버터 |
| US6803748B2 (en) * | 2003-02-03 | 2004-10-12 | Delphi Technologies, Inc. | System and method for controlling load dump voltage of a synchronous machine |
| GB2508418A (en) * | 2012-11-30 | 2014-06-04 | Control Tech Ltd | Thyristor rectifier charge rate controller |
| US11196338B2 (en) * | 2017-12-29 | 2021-12-07 | North Carolina State University | Semiconductor topologies and devices for soft starting and active fault protection of power converters |
| CN108307117B (zh) * | 2018-02-09 | 2020-03-10 | 湖南大学 | 全场光测多功能同步控制装置与方法 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3622862A (en) * | 1970-10-22 | 1971-11-23 | Asea Ab | By-pass connection of static converters |
| JPS5270328A (en) * | 1975-12-10 | 1977-06-11 | Hitachi Ltd | Thyrister rectifier |
| US4044295A (en) * | 1976-12-29 | 1977-08-23 | International Business Machines Corporation | Over-voltage interrupt for a phase controlled regulator |
| US4238821A (en) * | 1979-04-24 | 1980-12-09 | General Electric Company | Method and apparatus for a variable frequency inverter system having commutation fault detection and correction capabilities |
| JPS5683268A (en) * | 1979-12-10 | 1981-07-07 | Hitachi Ltd | Controlling method for inverter |
| JPS58154377A (ja) * | 1982-03-10 | 1983-09-13 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JPS60156270A (ja) * | 1984-01-25 | 1985-08-16 | Hitachi Ltd | 電力変換装置の駆動制御装置 |
-
1986
- 1986-02-03 JP JP61020161A patent/JPH0655032B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-02-02 US US07/009,478 patent/US4757436A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-02-02 EP EP87101368A patent/EP0231917B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-02-02 DE DE8787101368T patent/DE3764810D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-02-03 KR KR870000833A patent/KR870008430A/ko not_active Application Discontinuation
-
1991
- 1991-05-16 HK HK383/91A patent/HK38391A/xx unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| HK38391A (en) | 1991-05-24 |
| EP0231917A2 (en) | 1987-08-12 |
| KR870008430A (ko) | 1987-09-26 |
| EP0231917B1 (en) | 1990-09-12 |
| EP0231917A3 (en) | 1988-10-05 |
| US4757436A (en) | 1988-07-12 |
| DE3764810D1 (de) | 1990-10-18 |
| JPS62181679A (ja) | 1987-08-10 |
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