KR100221810B1 - 전력변환장치 - Google Patents

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Abstract

DC전원들의 직렬회로와 양성측 및 음성측 역도통 반도체 스위치들의 직렬회로를 포함하는 전력변환장치로서, 중성점 전원단자로부터 양성측과 음성측 역도통 반도체 스위치들을 향해 접속되는 순방향 및 역방향 다이오드와, 양성측 및 음성측 전원단자들과 중성점 전원단자의 전위들간에 소정전압을 생성하기 위해 중성점 전원단자에 접속되는 중간 DC 전원단자와, 양성측 및 음성측 중간전압단자들과 양성측 및 음성측 도통 반도체 스위치들간에 접속되는 양방향 반도체 스위치와 리액터의 직렬회로로 구성되는 커뮤테이션회로들을 구비하며, 전원단자들, 중성점 전원단자, 중간전압단자들 및 역도통 반도체 스위치들의 2 인접한 것의 접속점들중 하나간에 접속되는 전압변동률 억제캐패시터를 더 구비한다

Description

전력 변환 장치(POWER CONVERTER)
제1도는 본 발명의 제1실시예에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제2도는 제1도에 보인 회로의 동작을 설명하는 파형도.
제3도는 본 발명의 제2실시예에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제4도는 본 발명의 제3실시예에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제5도는 본 발명의 제4실시예에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제6도는 본 발명의 제5실시예에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제7도는 제6도에 보인 회로의 동작을 설명하는 파형도.
제8도는 본 발명의 제5실시예의 변형에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제9도는 본 발명의 제5실시예의 다른 변형에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제10도는 본 발명의 제6실시예에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제11도는 본 발명의 제7실시예에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제12도는 본 발명의 제8실시예에 의한 전력 변환 장치의 회로도.
제13도는 종래의 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 일예의 회로도.
제14도는 제13도에서 반도체 스위치(3A-3D)의 상태와 모드를 나타내는 도면:
제15도는 제13도에서 반도체 스위치(3A-3D)의 상태와 출력 전압을 나타내는 도면:
제16도는 제13도에서 반도체 스위치(3A-3D)의 아노드-캐소드 간의 전압을 나타내는 도면:
제17도는 종래의 4치 출력 전력 변환 장치의 일예의 회로도.
제18도는 제17도에서 반도체 스위치(3A-3F)의 상태와 출력 전압을 나타내는 도면.
제19도는 제17도에서 반도체 스위치(3A-3F)의 아노드-캐소드 간 전압을 나타내는 도면.
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히 예를 들어 AC 모터의 가변 속도 제어에 사용되는 복수 레벨 출력 전력 변환 장치에 관한 것이다.
전력 변환용 전력 반도체장치를 사용하여 구성되는 전력 변환 장치가 많은 분야에서 사용되어 왔다.
중성점 클램프식 전력 변환 장치(neutral-point-clamped power converter) 등과 같은 복수 레벨의 전력 출력을 제공할 수 있는 전력 변환 장치는 변환기를 구성하는 전력 반도체 장치의 전압 부담을 줄일 수 있다.
또한 통상의 전력 변환 장치에 비해 적은 스위칭 주파수에서 원하는 출력 파형을 얻을 수 있으므로 이 변환기들은 대용량 AC 모터를 가변 속도로 구동시키기 위한 전력 변환 장치로서 사용된다.
제13도는 종래의 복수 레벨 출력 전력 변환 장치의 제1예로서 종래의 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 구성을 나타낸다.
이 장치의 동작 등은 예를 들어 "새로운 중성점 클램프식 전력 변환 장치"(IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATION", VOL. IA-17, No.5 September/October 1981: AKIRA NABAE and others)에 상세히 기재되어 있다.
제13도에서 1A와 1B는 DC 전원, 2A-2D는 역도통 반도체 스위치(reverse conducting semiconductor switch), 3A-3D는 게이트턴오프사이리스터(gate-turn-off thyristor)와 같은 반도체 스위치, 4A-4F 는 다이오드이다. 역도통 반도체 스위치(2A-2D)는 각각 비병렬(anti-parallel)로 접속된 반도체 스위치(3A-3D)와 다이오드(4A-4F)로 구성된다.
제13도에 보인 양성측 전원 단자(A), 중성점 전원 단자(B) 및 음성측 전원 단자(C)의 전위는 제각기 +VDC, 0 및 -VDC이다.
이 전력 변환 장치의 출력 단자(T)의 출력 전압 VU는 반도체 스위치(3A-3D)의 상태에 따라 제14도에 나타낸 바와 같이 된다.
그러나 반도체 스위치(3A-3D)의 동작에 있어 실제적으로 지연 시간이 있어 제15도에 보인 바와 같이 모드 2A(또는 모드 2B)와 모드 4A(또는 모드 4B)는 모드 1에서 모드 3으로(또는 모드 3에서 모드 1로) 또한 모드 3에서 모드 5로(또는 모드 5에서 모드 3으로) 약 수 마이크로 동안 지연된다.
이 기간을 데드타임(dead time) 이라 하며 이 기간 동안의 출력 전압은 부하 전류의 방향에 따라 결정된다.
이 때문에 어떤 변환기에서는 스위칭의 타이밍을 부하 전류의 방향에 따라 조정하여 출력 파형이 데드 타임에 의해 변형되는 것을 억제한다.
또한 각 모드에서 반도체 스위치(3A-3D)의 아노드-캐소드 간 전압은 제16도에 보인 바와 같다.
제16도에 보인 바와 같이 중성점 클램프식 전력 변환 장치는 반도체 스위치(2A-2D) 각각에 인가되는 전압이 단자들(A 와 C) 간의 DC 전압의 절반인 특징을 갖는다.
그러나 제16도에 보인 전압은 이론치이다. 예를 들어 반도체 스위치(3B)를 도통시켜서 모드 4B(부하 전류가 다이오드(4C-4D)를 통해 흐르는 상태)에서 모드 3으로 전이할 때 후술하는 바와 같이 서어지가 발생한다.
DC 전원(1B)은 반도체 스위치(3B)가 도통하는 시간에서 다이오드(4D)가 회복되는(온 상태에서 차단 상태로 전이되는)시간까지의 변환 기간 동안 다이오드(4E)와 역도통 반도체 스위치(2B-2D)의 경로에서 회로가 단락하여 반도체 스위치(3D)의 전압은 VDC가 되기 때문에 폐쇠 루프내에 서어지 전류(surge current)가 흐르며, 다이오드(4D)가 회복된 후 다이오드(4D)에 서어지 전압(surge voltage)이 발생한다.
모드 2B가 모드 1로, 모드 2A가 모드3으로, 또한 모드 4A가 모드 5로 전이될 때에도 동일한 서어지가 발생한다.
제17도는 종래의 복수 레벨 출력 전력 변환 장치의 제2예로서 4치 출력 전력 변환 장치의 구성을 나타낸다.
이 시스템은 또한 제13도에 나타낸 중성점 클램프식 전력 변환 장치로서 "새로운 중성점 클램프식 전력 변환 장치(IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL. IA-17, No.5, SEPTEMBER/OCTOBER 1981: AKIRA NABAE and others)"에 상세히 기재되어 있다.
제17도에서 1A-1C는 DC 전원, 2A-2E는 각각 비병렬로 접속된 반도체 스위치(3A-3F)와 다이오드(4A-4J)로 구성되는 역도통 반도체 스위치이다.
전원 단자들(A, B, C, D)의 전위는 각각 3×VDC, +2VDC, +VDC, 및 0 이다.
이 전력 변환 장치의 출력 단자 (T)의 출력 전압 VU는 반도체 스위치(3A-3F)의 상태에 따라 제18도에 보인 바와 같이 된다.
또한 각 모드에서 반도체 스위치(3A-3F)의 아노드-캐소드간 전압은 제19도에 나타낸 바와 같다.
제19도에 보인 바와 같이 4치 출력 전력 변환 장치는 각 반도체 스위치(3A-3F)에 인가된 전압이 단자들(A와D)간의 DC 전압의 1/3인 특징을 갖는다.
반도체 장치의 다른 동작과 전압은 제13도에 보인 중성점클램프식 전력 변환 장치에서와 동일하다.
제13 및 17도에 보인 바와 같은 종래의 복수 레벨 출력 전력 변환 장치에서는 원하는 출력 파형을 적은 스위칭 주파수에서 얻을 수 있으며 또한 저내압 반도체 스위치로 고 전압 변환을 행할 수 있다.
그러나 모드 스위칭의 시간 동안 서어지 전류 뿐만아니라 서어지 전압이 상술한 바와 같이 발생할 수도 있다.
따라서 본 발명의 한 목적은 서어지 전류 뿐만아니라 서어지 전압이 발생하지 않고 동작할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 다른 목적은 저내압 반도체 스위치로 고 전압 변환을 행할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 원하는 출력 파형을 비교적 낮은 스위칭 주파수에서 얻을 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 이들 및 기타 목적들은 중성점 전원 단자에 접속된 양성측 DC 전원과 음성측 DC 전원의 직렬 회로를 포함하는 전력 변환 장치를 제공함으로서 달성될 수 있다.
아노드로부터 캐소드로의 방향은 순방향을 그리고 캐소드에서 아노드로의 방향은 역방향을 나타낸다.
전력 변환 장치는 또한 양성측 DC 전원의 양성측 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 순방향으로 직렬로 접속된 양성측의 제1역도통 반도체 스위치와 양성측의 제2역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 음성측 DC 전원의 음성측 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 역방향으로 직렬로 접속된 음성측의 제1역도통 반도체 스위치와 음성측의 제2역도통 반도체 스위치의 직렬 회로를 더 포함한다.
전력 변환 장치는 또한 중성점 전원 단자로부터 양성측 제1역도통 반도체 스위치를 향해 순방향으로 접속된 순방향 다이오드와 중성점 전원 단자로부터 음성측 제1역도통 반도체 스위치를 향해 역방향으로 접속된 역방향 다이오드를 포함한다.
전력 변환 장치는 양성측 중간 전압 단자에서 양성측 전원 단자와 중성점 전원 단자간의 전위들 간에 소정 전압을 발생시키기 위한 중성점 전원 단자에 접속되는 양성측 중간 DC 전원과, 음성측 중간 전압 단자에서 음성측 전원 단자와 중성점 전원 단자간의 전위들 간에 소정 전압을 발생시키기 위한 중성점 전원 단자에 접속되는 음성측 중간 DC 전원을 포함한다.
전력 변환 장치는 또한 양성측 중간 전압 단자와 양성측 제1역도통 반도체 스위치의 캐소드 간에 접속되며, 순방향 및 역방향을 각각 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치와 리액터의 직렬 회로로 구성된 제1커뮤테이션(commutation)회로와 음성측 중간 전압 단자와 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드 간에 접속되며, 순방향 및 역방향을 각각 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치와 리액터의 직렬 회로로 구성된 제2커뮤테이션 회로를 포함한다.
전력 변환 장치는 또한 양성측 전원 단자, 중성점 전원 단자, 음성측 전원 단자, 양성측 중간 전압 단자 및 음성측 중간 전압 단자 중 하나와 2 인접한 양성측 제1역도통 반도체 스위치의 접속점들 중 하나 간에 접속된 전압 변환률 억제 캐패시터와, 양성측 제2역도통 반도체 스위치, 음성측 역도통 반도체 스위치 및 음성측 제1역도통 반도체 스위치를 포함한다.
본 발명의 다른 태양에 의하면, 제1 내지 제n DC 전원으로 구성되는 복수의 DC 전원의 직렬 회로를 포함하는 전력 변환 장치가 제공될 수 있다. 복수의 양성측 DC 전원 단자는 제1 내지 제n전원 단자로서 지정되며, 음성측 제n DC 전원 단자는 제(n+1) 전원 단자로서 지정된다.
아노드로부터 캐소드로의 방향은 순방향으로서 지정되며 또한 캐소드로부터 아노드로의 방향은 역방향으로서 지정된다.
또한 전력 변환 장치는 제1전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 순방향으로 직렬로 접속되는 양성측 제1 내지 제n역도통 반도체 스위치로 구성되는 복수의 양성측 역도통 반도체 스위치의 직렬 회로를 포함한다.
제1전원 단자에 접속된 양성측 제1역도통 반도체 스위치는 복수의 양성측 역도통 반도체 스위치에서 먼저 동작한다.
전력 변환 장치는 제(n+1) 전원 단자로부터 AC 출력 단자를 향해 역방향으로 직렬로 접속된 음성측 제1역도통 반도체 스위치 내지 음성측 제n역도통 반도체 스위치로 구성되는 복수의 음성측 역도통 반도체 스위치의 직렬 회로를 더 포함한다.
제(n+1) 전원 단자에 접속되는 음성측 제n역도통 반도체 스위치는 복수의 음성측 역도통 반도체 스위치에서 먼저 동작된다.
전력 변환 장치는 또한 제2 내지 제n전원 단자로부터 양성측 제2 내지 제n역도통 반도체 스위치의 아노드를 향해 순방향으로 각각 접속되는 복수의 순방향 다이오드와, 제2 내지 제n전원 단자로부터 음성측 제2 내지 제n역도통 반도체 스위치의 아노드를 향해 역방향으로 각각 접속되는 복수의 역방향 다이오드를 포함한다.
전력 변환 장치는 또한 제1중간 전압 단자 내지 n차 중간 전압 단자에서 제1 및 제2전원 단자들간 내지 제n 및 제(n+1) 전원 단자들간의 소정 전압을 발생시키기 위한 제2 내지 제(n+1) 전원 단자들에 접속되는 제1 내지 제n중간 DC 전원으로 구성되는 복수의 중간 DC 전원들을 포함한다.
전력 변환 장치는 또한 제1 내지 제n중간 전압 단자들과 중간 단자 간에 접속되며, 순방향 및 역방향 전류를 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치와 리액터의 직렬 회로로 구성되는 1차-n차 커뮤테이션 회로로 구성되는 복수의 커뮤테이션 회로와 중간 단자와 AC 출력 단자 간에 접속되는 리액터를 더 포함한다.
전력 변환 장치는 또한 제1 내지 제(n+1) 전원 단자와 제1 내지 제(n+1) 중간 전압 단자 중 하나와 양성측 역도통 반도체 스위치와 음성측 역도통 반도체 스위치의 2 인접한 것들의 접속점들 중 하나간에 접속되는 전압 변동률 억제 캐패시터를 포한한다.
본 발명의 좀더 구체적인 해와 본 발명의 많은 장점들을 알기 위해 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
도면을 참조하면 동일 또는 대응부분은 동일참조번호로 나타낸다.
이하 본 발명의 실시예들을 설명한다.
제1도는 본 발명의 제1실시예에 의한 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 회로도이다.
제1도에서 이 실시예는 제13도에 보인 종래의 종성점 클램프식 전력 변환 장치와 다르다.
즉 DC 전원(1C, 1D), 사이리스터와 같은 역차단 반도체 장치(5A-5D), 리액터(7A, 7B) 및 전압 변동률 억제 캐패시터(8A, 8B)가 추가되어 있다.
양방향 반도체 스위치(6A, 6B)는 비병렬로 접속된 역차단 반도체 스위치들(5A와 5B, 5C와 5D)로 각각 구성된다.
제1도에 보인 중성점 클램프식 전력 변환 장치는 후술하는 구성을 갖는다.
2DC 전원(1A, 1B)은 직렬로 접속되며 하나는 양성측 DC 전원(1A)으로서 다른 하나는 음성측 DC 전원(1B)으로서 지정된다. 양성측 DC 전원(1A)의 양성측 단자는 양성측 전원 단자(A)로서 지정되며, 음성측 DC 전원(1B)의 음성측 단자는 음성측 전원 단자(C)로서 지정되고, 양성측 DC 전원(1A)과 음성측 DC 전원(1B)의 접속점은 중성점 전원 단자(B)로서 지정된다.
여기서 아노드에서 캐소드로의 방향은 순방향으로서 그리고 캐소드에서 아노드로의 방향은 역방향으로서 간주된다.
양성측 제1역도통 반도체 스위치(2A)와 양성측 제2역도통 반도체 스위치(2B)는 양성측 전원 단자(A)에서 AC 출력 단자(T)를 향해 순방향으로 직렬로 접속된다.
음성측 제1역도통 반도체 스위치(2D)와 음성측 제2역도통 반도체 스위치(2C)는 음성측 전원 단자(C)에서 AC 출력 단자(T)를 향해 역방향으로 직렬로 접속된다.
다이오드(4E)는 중성점 전원 단자(B)에서 양성측 제1역도통 반도체 스위치(2A)의 캐소드를 향해 순방향으로 접속된다.
다이오드(4F)는 중성점 전원 단자(B)에서 음성측 제1역도통 반도체 스위치(2D)의 아노드를 향해 역방향으로 접속된다.
또한 양성측 전원 단자(A)와 중성점 전원 단자(B)간에 소정 전위를 갖는 양성측 중간 전압 단자(D)가 제공되며, 음성측 전원 단자(C)와 중성점 전원 단자(B) 간에 소정 전위를 갖는 음성측 중간 전압 단자(B)가 제공된다.
순방향과 역방향 전류를 개별적으로 제어할 수 있도록 비병렬로 접속된 역도통 반도체 스위치들(5A, 5B)로 구성되는 양방향 반도체 스위치(6A)가 구비된다.
직렬 접속된 양방향 반도체 스위치(6A)와 리액터(7A)로 구성되는 제1커뮤테이션 회로는 양성측 중간 전압 단자(D)와 양성측 제1역도통 반도체 스위치(2A)의 캐소드 간에 접속된다.
순방향과 역방향 전류를 개별적으로 제어할 수 있도록 비병렬로 접속된 역도통 반도체 스위치들(5C, 5D)로 구성되는 양방향 반도체 스위치(6B)가 구비된다.
직렬 접속된 양방향 반도체 스위치(6B)와 리액터(7B)로 구성되는 제2커뮤테이션 회로는 음성측 중간 전압 단자(E)와 음성 측 제1역도통 반도체 스위치(2D)의 아노드 간에 접속된다.
그다음 양성측 전압 변동률 억제 캐패시터(8A)는 양성측 제1역도통 반도체 스위치(2A)의 아노드와 캐소드간에 접속되며 또한 음성측 전압 변동률 억제 캐패시터(8B)는 음성측 제1역도통 반도체 스위치(2D)의 아노드와 캐소드 간에 접속된다.
여기서 제1도에 보인 실시예의 동작을 제2도를 참조하여 설명한다.
우선 회로 조건을 설명한다.
즉 리액터(7A, 7B)의 용량을 L로 하고, 전압 변동률 억제 캐패시터(8A, 8B)의 용량을 C로 하고, DC 전원 1A, 1B의 전압을 2×VDC로 하고, 단자들 A, B 및 C 의 전위는 각각 +2×VDC, 0 및 -2×VDC로 한다.
또한 DC 전원(1C, 1D)의 전압은 VDC이고, 단자들(D, E)의 전위들은 +VDC, -VDC이고, 이 전력 변환 장치의 부하 전류는 IU이다.
모드들 간의 스위칭 시간은 출력 전류 변동 시간보다 충분히 짧게 하고, 스위칭하는 동안 부하 전류 IU의 변동량은 무시된다.
출력 전압 VU이 +2×VDC(역도통 반도체 스위치들(2A, 2B)이 ON이고, 역도통 반도체 스위치들(2C, 2D)이 OFF 상태)에서 0(역도통 반도체 스위치들(2B, 2C)이 ON 이고, 역도통 반도체 스위치들(2A, 2D) OFF 상태)으로 변동할 때 각 부의 게이트 타이밍 및 파형을 제2도에 나타낸다.
제2도에서 전환 명령이 시간 t=0 에서 출력된다고 하면, 전환 명령과 동기하여 전력 변환 장치의 제어 회로(도시 않됨)에서 반송파 H(t)는 제2도 (a)에 보인 바와 같이 출력된다.
반송파 H(t)는 하기 식(5)로 표시된다.
H(t)=-IREF, t<0, t>T3
H(t)=-IREF+VDC×t/(2×L), 0≤t<T1
H(t)=-IREF, T1≤t<T2
H(t)=3×IREF×(3-VDC×t/(2×L)), T2≤t<T3
-----------(5)
하기 제어 동작은 제어 회로(도시 않됨)에서 실행된다.
상기 식에서 IREF는 기준 차단 전류로서 순간 최대 출력 전류보다 더 큰값이다.
식(5)에서 시간 t는 변동 명령이 발행될 때 시간(t=0) 부터 측정한다.
시간 T1, T2, T3는 각각 식(6)으로 표시된다.
T1=2×IREF×L/VDC
T2=T1+2×C×VDC/IERF
T3=T2+T1--------(6)
제어 회로로부터, T1타이밍에서 반도체 스위치(3A)에 오프 신호가 입력되며[제2도 (b)], T2타이밍에서 반도체 스위치(3C)에 온 신호가 입력된다[제2도 (c)].
부하 전류 IU와 반송파 H(t)를 비교하여 반송파 H(t)가 부하 전류 IU(t=T5) 보다 클 때 역도통 반도체 스위치(5B)에 온 신호가 입력되고, 부하 전력 IU(t=T6) 보다 작아지면 오프 신호가 입력된다[제2도 (d)].
역도통 반도체 스위치(5B)가 온된 후 역도통 반도체 스위치(2A)의 전류 i2A는 식(7)으로 나타낸 바와 같이 된다.
i2A=IREF+VDC×(t-T1)/L -------(7)
이 때 전류 i2A는 시간 T1에서 IREF가 되고, 이 시간 T1에서 역도통 반도체 스위치(2A)는 오프된다. 이 시간 T1후 식(8)에서 보인 전류 I8A는 전압 변동률 억제 캐페시터(8A)로 흘러 전압 변동률 억제 캐패시터(8A)의 전압 V8A는 식(9)로 표시한 바와 같이 된다.
i8A=IREF×cos(ω×(t-T1))+VDC×sin(ω×(t-T1))/(ω×L)
≒IREF----------(8)
V8A=VDC×{1+cos(ω×(t-T1))}+IREF×sin(ω×(t-T1))/(ω×C)
≒IREF×(t-T1)/C ----------(9)
상기 식에서 ω=1/(LC)1/2이다.
또한 근사식은 L×IREF이 C×VDC보다 극히 클경우 이다.
전압 변동률 억제 캐패시터(8A)의 전압 V8A는 시간 T2에서 2×VDC이다.
결과적으로 다이오드(4E)는 온 상태가 되고, 전압 변동률 억제 캐패시터(8A)의 전압 V8A는 2×VDC에서 클램프 된다[제2도 (e)].
그 후 리액터(7A)에 전압 -VDC가 입력되기 때문에 리액터(7A)의 전류 i7A는 감쇠되고 리액터(7A)와 역차단 반도체 스위치(5B)는 t=T6에서 0이 된다[제2도 (f)].
상술한 기간(t>0) 동안 역도통 반도체 스위치들(2A, 2C)의 아노드와 캐소드 간의 전압 V2A, V2C는 각각 식(10)으로 나타낸 바와 같이 된다.
V2A=V8A
V2C=2×VDC-V2A-------------------------(10)
상술한 바와 같이 반도체 스위치(3A)가 오프될 경우 역도통 반도체 스위치(2A)의 전압 V2A의 증가와 역도통 반도체 스위치(2C)의 전압 V2C의 감소는 충전 캐패시터(8)에 의해 억제되며, 전압 V2A와 V2C는 램프 함수 상태로서 변동한다.
또한 반도체 스위치(3C)의 전압 V3C가 반도체 스위치(3C)를 온시키기 전에 0으로 감소되기 때문에 종래의 변환기에서 발생하는 서어지 전류가 스위치(3C)의 온시 발생되지 않는다.
출력 전압 VU를 0(역도통 반도체 스위치들(2B, 2C)이 온 상태, 역도통 반도체 스위치들(2A, 2D)이 오프 상태)에서 -2×VDC(역도통 반도체 스위치들(2C, 2D)이 온 상태, 역도통 반도체 스위치들(2A, 2B)이 오프 상태)로 변동시키기 위해서는 역도통 반도체 스위치들(2A, 2C)과 역차단 반도체 스위치(5B)를 역도통 반도체 스위치들(2B, 2D)과 역차단 반도체 스위치(5D)로 각각 치환함으로서 달성될 수 있다.
상세한 설명은 생략한다.
마찬가지로, 출력 전압 VU는 역도통 반도체 스위치들(2A, 2C)과 역차단 반도체 스위치(5B)를 역도통 반도체 스위치들(2B, 2D)과 역차단 스위치(5C)로 각각 치환함으로서 -2×VDC에서 0으로 변동될 수 있다.
출력 전압 VU는 또한 역도통 반도체 스위치들(2A, 2C)과 역차단 반도체 스위치(5B)를 역도통 반도체 스위치들(2C, 2A)과 역차단 반도체 스위치(5A)로 각각 치환함으로서 0 에서 +2×VDC로 변동될 수 있다.
식(9) 와 (10)으로부터 역도통 반도체 스위치들의 아노드와 캐소드 간의 전압의 변동률은 부하 전류의 크기와 방향에 무관하게 일정하다.
그러므로 이 실시예에서는 종래의 변환기들에 존재하는 데드타임 기간이 없다.
역도통 반도체 스위치들의 전압 변동은 역도통 반도체 스위치들의 차단 전류를 전압 변동률 억제 캐패시터들에 충전시킴으로서 억제될 수 있다.
또한 반도체 스위치는 반도체 스위치에 인가되는 전압을 0으로 감소시킨 후 온 된다.
결과적으로 본 실시예에서는 서어지 전류와 서어지 전압이 발생되지 않는다.
또한 본 실시예에서는 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 특징인 적은 스위칭 주파수에서 양호한 파형을 얻는 것이 가능하다.
또한 저내 전압 반도체 스위치로서 고 전압 변환을 행할 수도 있다.
그 외에도 스위칭 소실을 작게 할 수 있다.
왜냐하면 반도체 스위치(3A-3D)용 스너버 회로(snubber circuit)(도시않됨)의 저항 등에 의해 전압 변동률 억제 캐패시터들의 에너지가 소모되지 않기 때문이다.
제3도는 본 발명의 제2실시예에 의한 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 회로도이다.
제3도에서 본 실시예의 구성은 3상 전력 변환 장치로 확장한 것을 제외하고 제1도에 보인 회로 구성과 동일하다.
제3도에 보인 구성 요소들은 제1도에 보인 것들과 대응하므로 동일 번호를 부여한다.
제3도에서 VU, VV및 VW는 이 변환기의 U상, V상 및 W상 출력 전압을 각각 나타낸다.
본 실시예의 동작은 3상 변환기인 것을 제외하고 제1도에 보인 것과 동일하다.
그러므로 상세 설명은 생략한다.
본 실시예는 3상 전력 변환 장치이지만 한 세트의 DC 전원(1C, 1D)이면 충분하다.
또한 DC 전원(1C, 1D)은 상의 수가 증가하더라도 공통으로 사용할 수 있다.
제4도는 본 발명의 제3실시예에 의한 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 회로도이다.
제4도에 보인 바와 같이 전압 변동률 억제 캐패시터(8)가 제1도에 보인 전압 변동률 억제 캐패시터(8A, 8B)대신 중성점 전압 단자(B)(다이오드(4E, 4F)의 접속점)와 출력 단자(T)에 접속된다.
이 경우에 전압 변동률 억제 캐패시터(8)의 용량은 제1실시예에서 전압 변동률 억제 캐패시터(8A, 8B)의 용량C와 동일하다.
다른 구성 요소들은 제1도와 동일하므로 동일 번호를 부여한다.
각 반체 스위치의 동작과 파형은 제2도에 보인 것과 동일하다.
본 실시예에서는 제1실시예에서와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
그 외에도 4 역도통 반도체 스위치들(2A-2D)의 전압 변동률은 하나의 전압 변동률 억제 캐패시터(8)에 의해 억제될 수 있으므로 본 실시예의 구성은 제1실시예보다 간단히 할 수 있다.
제5도는 본 발명의 제4실시예에 의한 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 회로도이다.
제5도에 보인 바와 같이 본 실시예는 전압 변동률 억제 캐패시터(8)가 중성점 전압 단자(B)(다이오드(4E,4F)의 접속점)와 출력 단자(T)간에 새로 추가 접속된 점에 있어 제1도에 보인 실시예와 다르다.
이 경우에 전압 변동률 억제 캐패시터(8A, 8B)의 용량은 동일하다.
다른 구성 요소들은 제1도와 동일하므로 동일 번호를 부여한다.
본 실시예에서 전압 변동률 억제 캐페시터(8A, 8C)의 용량의 합은 제1실시예의 전압 변동률 억제 캐패시터(8A)의 용량 C와 동일하다.
다른 구성용소 들은 제1도의 것들과 동일하다.
각 반도체 스위치의 동작과 파형은 제2도에 보인 것과 동일하다.
본 실시예에서는 제1도의 제1실시예에서와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
또한 전압 변동률 억제 캐패시터(8A-8C)는 역도통 반도체 스위치들(2A-2D)에 인접하여 배열되며 본 실시예는 이 전력 변환 장치의 메인 회로에 존재하는 부동 인덕턴스에 의해 거의 영향을 받지 않는다.
제6도는 본 발명의 제5실시예에 의한 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 회로도이다.
제6도에 보인 바와 같이 본 실시예는 다음 점들에 있어서 제13도에 보인 종래의 중성점 클램프식 전력 변환 장치와 다른다.
즉 양성측 전원 단자(A)의 전위와 중간 전압 단자(B)의 전위 간에 소정 전압을 갖는 양성측 중간 전압 단자(D)와 음성측 전원 단자(C)의 전위와 중간 전압 단자(B)의 전위 간에 소정 전압을 갖는 음성측 중간 전압 단자(E)가 설비된다.
또한 양성측 중간 전압 단자(D)와 AC 출력 단자(T)간에는 비병렬로 접속된 역도통 반도체 스위치들(5A, 5B)로 구성되며 순방향 및 역방향 전류 제어가 각각 가능한 양방향 반도체 스위치(6A)와 리액터(7A)의 직렬 회로로 구성되는 제1커뮤테이션 회로가 접속된다.
그 외에도 음성측 중간 전압 단자(E)와 AC 출력 단자(T) 간에는 비병렬로 접속된 역도통 반도체 스위치들(5C, 5D)로 구성되며 순방향 및 역방향 전류제어가 각각 가능한 양방향 반도체 스위치(6B)와 리액터(7B)의 직렬 회로로 구성되는 제2커뮤테이션 회로가 접속된다.
또한 중간 전압 단자(B)(다이오드들(4E, 4F)의 접속점)와 출력 단자(T)(역도통 반도체 스위치들(2B, 2C)의 접속점) 간에는 전압 변동률 억제 캐패시터(8)가 접속된다.
다른 구성 요소들은 제13도에 보인 종래의 전력 변환 장치와 동일하다.
이 후 제7도를 참조하여 제6도에 보인 실시예의 동작을 설명한다.
우선 회로 조건을 설명한다.
여기서 리액터(7A, 7B)는 L, 전압 변동률 억제 캐패시터(8)의 용량은 C로한다.
또한 DC 전원(1A, 1B)은 2×VDC전압을 가지며 단자들 A, B 및 C는 각각 +2×VDC, 0 및 -2×VDC전압을 갖는다.
그 외에도 DC 전원(1C, 1D)은 VDC전압, 중간 전압단자(D, E)는 각각 +VDC와 -VDC전압을 가지며, 부하 전류는 IU이다.
또한 스위칭하는 동안 부하 전류 IU의 변동량은 무시된다.
출력 전압 VU를 +2×VDC(역도통 반도체 스위치들(2A, 2B)가 온 상태에 있고 역도통 반도체 스위치들(2C, 2D)이 오프 상태에 있을 때)로 부터 0 전위(역도통 반도체 스위치들(2B, 2C)이 온 상태에 있고 역도통 반도체 스위치들(2A, 2D)이 오프 상태에 있을 때)로 변경시키기 위한 동작은 아래와 같다.
또한 출력 전압 VU이 +2×VDC일 때 전압 변동률 억제 캐패시터(8)의 단자 전압 V8은 +2×VDC이다.
우선 역도통 반도체 스위치(5B)는 시간 T11에서 오프되고 DC 전원(1A), 역도통 반도체 스위치들(2A, 2B), 리액터(7A) 및 역도통 반도체 스위치(5B)의 폐쇠 루프내의 리액터(7A)에 전압 VDC가 입력되어 역도통 반도체 스위치 (2A)의 전류 i2A는 VDC/L의 기울기로 증가된다.
역도통 반도체 스위치(2A)는 그를 통해 흐르는 전류가 기준 차단 전류 IREF가 될 경우 시간 T12에서 오프된다.
또한 역도통 반도체 스위치(5B)가 온(t=T11)된 후 역도통 반도체 스위치(2A)가 오프(t=T12)될 때까지의 시간기간(T)은 식(11)로 표시된다.
T=L×(IREF-IU)/VDC---------------------(11)
역도통 반도체 스위치(2A)가 전류 i2A가 전류 IREF가 되는 시간 T12에서 오프된 후 식(12)에 보인 전류 i8가 전압 변동률 억제 캐패시터(8)로 흐르고 캐패시터(8)의 전압 V8은 식(13)으로 보인 바와 같이 된다.
i8A=IREF×cos(ω×(t-T12))+VDC×sin(ω×(t-T12))/(ω×L)
≒IREF----------------(12)
V8=VDC×{3-cos(ω×(t-T12))}-IREF×sin(ω×(t-T12))/ω×C)
≒2×VDC-IREF×t/C -----------------(13)
상기 식에서 시간 t 는 스위치(2A)가 오프 되고(t=0) 또한 ω=1/(LC)1/2일 때 시간 T12로 부터 측정된다. 또한 근사식은 L×IREF가 C×VDC보다 극히 클 때이다.
출력 전압 VU는 전압 변동률 억제 캐패시터(8)의 전압(V8)과 동일하며 역도통 반도체 스위치(2A, 2C)의 전압 V2A와 V2C는 식(14)에 보인 바와 같이 된다.
V2A=2×VDC-V8
V2C=V8-----------------(14)
출력 전압 VU가 0일 경우 다이오드(4E)에 순방향 전압이 인가되어 도통 상태가 된다.
또한 역도통 반도체 스위치(2C)의 전압 V2C가 0 이 될 때 스위치(2C)는 이 시간(t=T13)에서 온 된다.
출력 전압 VU이 시간(t=T13)에서 0이 될 때 리액터(7A)의 전류 i7A는 VDC/L 의 기울기로 감쇠되며, 리액터(7A)의 전류 i7A와 역도통 반도체 스위치(5B)의 전류는 0 으로 감쇠된다.
역도통 반도체 스위치(5B)의 전류가 시간 T14에서 0이 될 때 반도체 스위치(5B)에 턴오프 신호가 입력된다.
상술한 바와 같이 반도체 스위치(3A)가 오프 될 때 역도통 반도체 스위치(2A, 2C)의 전압 V2A, V2C의 변동률은 전압 변동률 억제 캐패시터(8)를 변동시킴으로서 억제 되며 전압 V2A, V2C는 램프 함수 상태로서 변동된다.
또한 반도체 스위치(3C)의 전압 V3C는 온되기 전에 0으로 감소할 수 있기 때문에 제13도에 보인 종래의 전력 변환 장치에서 관측된 서어지 전류가 스위치(3C)가 도통할시 발생하지 않는다.
전압 VU을 0(역도통 반도체 스위치(2B, 2C)가 온 상태에 있고, 역도통 반도체 스위치(2A, 2D)가 오프 상태에 있을 때)에서 -2×VDC(역도통 반도체 스위치(2C, 2D)가 온 상태에 있고, 역도통 반도체 스위치(2A, 2B)가 오프 상태에 있을 때)로 변경시키기 위해는 역도통 반도체 스위치들(2A, 2C)과 역차단 반도체 스위치(5B)를 역도통 반도체 스위치들(2B, 2D)과 역차단 반도체 스위치(5D)로 각각 치환함으로서 달성될 수 있다.
상세한 설명은 생략한다.
또한, 출력 전압 VU는 역도통 반도체 스위치들(2A, 2C)과 역차단 반도체 스위치(5B)를 역도통 반도체 스위치들(2B, 2D)과 역차단 반도체 스위치(5C)로 각각 치환함으로서 -2×VDC에서 0으로 변동될 수 있다.
출력 전압 VU는 또한 역도통 반도체 스위치들(2A, 2C)과 역차단 반도체 스위치(5B)를 역도통 반도체 스위치들(2C, 2A)과 역차단 반도체 스위치(5A)로 각각 치환함으로서 0 에서 +2×VDC로 변동될 수 있다.
또한 제6도에서는 역도통 반도체 스위치(2A-2D)의 전압 변동률을 억제하도록 중성점 전원 단자(B)와 지점(H) 간에 전압 변동률 억제 캐패시터(8)가 접속되어 있지만 전압 변동률 억제 캐패시터가 역도통 반도체 스위치(2A, 2C)와 역도통 반도체 스위치(2B, 2D) 각각 마다 별도로 설비될 수도 있다.
즉 역도통 반도체 스위치(2A, 2C)에 대해 전압 변동률 억제 캐패시터가 고정 전위(이 경우 단자 A, B, C, D 또는 E)를 갖는 어떤 단자와 어느 한 단자(F또는H) 또는 상술한 바와 같은 이들 전압 변동률 억제 캐패시터들의 조합 간에 접속되더라도 반도체 스위치(2A, 2C)의 전압 변동률이 억제될 수 있다.
상술한 조합은 예를 들어 제1전압 변동률 억제 캐패시터까 단자들(A, F) 간에 접속되고 제2전압 변동률 억제 캐패시터가 단자들(E, H) 간에 접속되는 것을 뜻한다.
마찬가지로 역도통 반도체 스위치(2B, 2D)에 대해 전압 변동률 억제 캐패시터가 상술한 고정 전위를 갖는 어떤 단자와 어느한 단자(G 또는 H) 또는 상술한 바와 같은 이들 전압 변동률 억제 캐패시터들의 조합 간에 접속되더라도 반도체 스위치(2B, 2D)의 전압 변동률이 억제될 수 있다.
제8 및 9도는 전압 변동률 역제 캐패시터(8A, 8B)가 제6도의 전압 변동률 억제 캐패시터(8) 대신 후술되는 바와 같이 접속되는 경우를 나타낸다.
즉 제8도에서 전압 변동률 억제 캐패시터(8A)는 양방향 반도체 스위치(6A)와 리액터(7A)로 구성된 제1커뮤테이션 회로와 병렬로 접속된다.
마찬가지로 전압 변동률 억제 캐패시터(8B)는 양방향 반도체 스위치(6B)와 리액터(7B)로 구성된 제2커뮤테이션 회로와 병렬로 접속된다.
또한 제9도에서 전압 변동률 억제 캐패시터(8A)는 역도통 반도체 스위치(2A)에 병렬로 접속되며 전압 변동률 억제 캐패시터(8B)는 역도통 반도체 스위치(2D)에 병렬로 접속된다.
상술한 것들 이외에 제8 및 9도에 보인 회로들의 다른 구성은 제6도에 보인 것들과 동일하며 그의 스위칭 동작은 제6도에 보인 회로와 동일한다.
상술한 제5실시예에 의하면 다음 효과를 얻을 수 있다.
역도통 반도체 스위치(2A-2D)의 아노드와 캐소드 간의 전압 변동률과 타이밍은 부하 전류의 크기와 방향과 무관하게 일정하다.
그러므로 본 실시예에서는 종래의 전력 변환 장치에 존해하는 데드타임 기간이 없다.
역도통 반도체 스위치(2A-2D)의 전압 변동은 그의 턴오프 전류를 전압 변동률 억제 캐패시터(8, 8A, 8B)에 흘려줌으로서 억제될 수 있다.
또한 반도체 스위치(2A-2D)는 그에 인가된 전압이 0 으로 감소된 후 턴온된다.
결과적으로 본 실시예에서는 서어지 전압과 서어지 전류가 발생된다.
그 밖에도 본 실시예에서는 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 특징인 적은 스위칭 주파수에서 양호한 파형을 얻는 것도 가능한다.
또한 스위칭 손실을 작게할 수 있다.
왜냐하면 전압 변동률 억제 캐패시터(8, 8A, 8B)의 에너지가 반도체 스위치(3A-3D)용 스너버 회로(도시않됨)의 저항 등에 의해 소모되지 않기 때문이다.
제10도는 본 발명의 제6실시예에 의한 중성점 클램프식 전력 변환 장치의 회로도이다.
제10도에 보인 바와 같이 순방향과 역방향 전류 제어가 각각 가능한 양방향 반도체 스위치(6A)와 리액터(7)의 직렬 접속 회로로 구성되는 커뮤테이션 회로는 양성측 중간 전압 단자(D)와 AC 출력 단자(T) 간에 접속된다.
순방향과 역방향 전류제어가 각각 가능한 양방향 반도체 스위치(6B)는 리액터(7)와 양방향 반도체 스위치(6A)의 접속점 a 와 음성측 중간 전압 단자(E) 간에 접속된다.
다른 구성들은 제6도에 보인 실시예들과 동일하다.
리액터(7A, 7B)가 하나의 리액터(7)로 합병된 것을 제외하고 본 실시예의 동작은 제6도에 보인 것과 등일하다.
따라서 제10도에 보인 전력 변환 장치의 회로내의 부품수를 줄일 수 있다.
또한 제8 및 9도에 보인 회로들에서 리액터(7A, 7B)는 하나의 리액터(7)로 통합할 수도 있다.
제11도는 본 발명의 제7실시예에 의한 4치 출력 전력 변환 장치의 회로도이다.
제11도에 보인 바와 같이 3DC 전원(1A, 1B, 1C)은 직렬로 접속되고, 이 DC 전원그룹의 최종단의 일측은 제1DC 전원(1A)으로서 지정되고 다른 일측은 제3DC 전원(1C)으로서 지정되고 중간은 제2DC 전원(1B)으로서 지정된다.
제1DC 전원(1A)의 양성측 단자는 제1전원 단자(A)로서, 제2DC 전원(1B)의 양성측 단자는 제2전원단자(B)로서, 제3DC 전원(1C)의 양성측 단자는 제3전원 단자(C)로서, 제3DC 전원(1C)의 음성측 단자는 제4전원단자(D)로서 지정된다.
본 실시예의 복수 레벨 출력 전력 변환 장치는 후술한 바와 같이구성된다.
즉 직렬로 접속된 역도통 양성측 반도체 스위치(2A-2C)는 이 전력 변환 장치의 출력 단자(T)와 전원 단자(A) 간에 접속된다.
전원 단자(A)에 접속된 역도통 양성측 반도체 스위치(2A)가 먼저 동작된다.
직렬로 접속된 역도통 음성측 반도체 스위치(2D-2F)는 이 전력 변환 장치의 출력 단자(T)와 전원 단자(D) 간에 접속된다.
전원 단자(D)에 접속된 역도통 음성측 반도체 스위치(2F)가 먼저 동작된다.
다이오드(4G)는 역도통 양성측 반도체 스위치(2B)의 아노드(H)를 향해 전원 단자(B)로부터 순방향으로 접속된다.
다이오드(4H)는 역도통 양성측 반도체 스위치(2C)의 아노드(I)를 향해 전원 단자(C)로부터 순방향으로 접속된다.
다이오드(4I)는 역도통 음성측 반도체 스위치(2E)의 아노드(K)를 향해 전원 단자(B)로부터 역방향으로 접속된다.
다이오드(4J)는 역도통 음성측 반도체 스위치(2F)의 아노드(L)를 향해 전원 단자(C)로부터 역방향으로 접속된다.
또한 3DC 전원(1D, 1E, 1F)가 더 구비된다.
본 실시예의 다레벨 출력 전력 변환 장치에는 전원 단자들(A, B)의 전위들 간에 소정의 전위를 갖는 DC 전원(1D)의 중간 전압 단자(E)가, 전원 단자들(B, C)의 전위들 간에 소정의 전위를 갖는 DC 전원(1E)의 중간 전압 단자(F)가, 전원 단자들(C, D)의 전위들 간에 소정의 전위를 갖는 DC 전원(1F)의 중간 전압 단자(G)가 더 구비된다.
또한 순방향과 역방향 전류 제어가 각각 가능하도록 비병렬로 접속된 역차단 반도체 스위치(5A-5F)로 구성된 3 양방향 반도체 스위치(6A-6C)가 구비된다.
양방향 반도체 스위치(6A-6C)와 리액터(7B, 7C, 7D)의 직렬 회로를 구비한 3 커뮤테이션 회로는 중간 전압 단자들(E, F, G)와 중간 단자(9) 간에 각각 접속된다.
리액터(7A)는 출력 단자(T)와 중간 단자(9) 간에 접속된다.
또한 전압 변동률 억제 캐패시터(8)는 역도통 반도체 스위치(2C, 2D)의 접속점과 단자(F) 간에 접속된다.
또한 리액터(7B, 7C, 7D)의 공통 접속점은 중간 단자(9)로서 역할한다.
이 후 제11도에 보인 실시예의 동작을 설명한다.
동작을 설명하기 전에 회로 조건을 설명한다.
DC 전원(1A, 1B, 1C)은 각각 2×VDC전압을 생성하고, 단자들(A, B, C, D)은 각각 +6×VDC, +4×VDC, +2×VDC및 0 전압을 발생한다.
DC 전원(1D-1E)은 각각 VDC전압을 생성하고, 단자들(E, F, G)은 각각 +5×VDC, +3×VDC, +VDC전압을 발생한다.
또한 리액터(7A)를 생략하거나 또는 리액터(7B-7D)를 생략하는 것이 가능하다.
출력 전압 VU을 +6×VDC(역도통 반도체 스위치(2A-2C)가 온 상태, 역도통 반도체 스위치(2D-2F)가 오프 상태)에서 +4×VDC(역도통 반도체 스위치(2B-2D)가 온 상태, 역도통 반도체 스위치(2A, 2E, 2F)가 오프 상태)로 변경 시키기 위해 역차단 반도체 스위치(5B)가 동작된다.
본 실시예의 동작 설명은 제6도에 보인 실시예와 동일 하므로 생략한다.
마찬가지로 출력 전압 VU을 +4×VDC에서 +2×VDC로, +2×VDC에서 0 으로, 0 에서 +2×VDC로, +2×VDC에서 +4×VDC로, +4×VDC에서 +6×VDC로 변경시키기 위해 역차단 반도체 스위치(5D, 5F, 5E, 5C, 5A)가 각각 동작된다.
또한 제11도에서 역도통 반도체 스위치(2A-2A)의 전압 변동률은 단자들(F, J) 간에 전압 변동률 억제 캐패시터를 접속함으로서 억제될 수 있다.
그러나 역도통 반도체 스위치들(2A-2D, 2B-2E, 2C-2F) 각각 마다 전압 변동률 억제 캐패시터들을 제공하는 것도 가능하다.
한정적으로 고정 전위 단자(제11도에서 A,B,C,D,E,F 또는 G)를 갖는 어떤 단자와 단자(H또는J) 간에 또는 상술한 전압 변동률 억제 캐패시터들의 조합 간에 전압 변동률 억제 캐패시터가 접속될 때라도 역도통 반도체 스위치(2A, 2D)의 전압 변동률을 억제하는 것도 가능하다.
상술한 고정 전위 단자를 갖는 어떤 단자와 단자(I,J,K) 간에 또는 상술한 전압 변동률 억제 캐패시터들의 조합 간에 전압 변동률 억제 캐패시터가 접속될 때라도 역도통 반도체 스위치(2C, 2F)의 전압 변동률을 억제하는 것도 가능하다.
상술한 고정 전위 단자를 갖는 어떤 단자와 단자(J또는L) 간에 또는 상술한 전압 변동률 억제 캐패시터들의 조합 간에 전압 변동률 억제 캐패시터가 접속될 때라도 역도통 반도체 스위치(2C, 2F)의 전압 변동률을 억제하는 것도 가능하다.
상술한 바와 같이 복수 레벨 출력 전력 변환 장치의 실시예에서 조차 역도통 반도체 스위치(2A-2F)의 내 전압이 낮을 때라도 고 전압 전력 변환 장치를 구성할 수 있다.
또한 본 실시예는 제1도에 보인 중성점 클램프식 전력 변환 장치와 동일한 효과를 갖는다.
제12도는 본 발명의 제8실시예에 의한 4치 출력 전력 변환 장치의 회로도이다.
제12도에 보인 바와 같이 본 실시예에서는 복수 레벨 출력 전력 변환 장치의 구성 요소가 아래에 나타낸 바와 같이 접속된다.
즉 순방향과 역방향 전류 제어가 각각 가능한 3 양방향 반도체 스위치(6B-6D)의 일단부들이 전원단자(B-D)에 각각 접속되며 다른 단부들은 중간 단자(9)에 공통으로 접속된다.
DC 전원(1D), 양방향 반도체 스위치(6) 및 리액터(7)의 직렬 회로로 구성되는 커뮤테이션 회로는 이 전력 변환 장치의 출력 단자(T)와 양방향 반도체 스위치(6B-6D)의 다른 단부들의 공통 접속점(9) 간에 접속된다.
전압 변동률 억제 캐패시터(8)는 다이오드들(4H, 4J)의 접속점과 역도통 양성측 반도체 스위치(3D)의 아노드 간에 접속된다.
이 후 제12도에 보인 실시예의 동작을 설명한다.
우선 회로 조건을 설명한다.
DC 전원(1A-1C)는 각각 +2×VDC전압을 생성하고, 제12도에 보인 단자들(A,B,C,D)의 전위들은 +6×VDC, +4×VDC, +2×VDC및 0 전압이다.
또한 DC 전원(1D)은 VDC전압을 생성한다.
+6×VDC에서 +4×VDC로 또는 반대로 출력 전력 VU을 변경시키기 위해 양방향 반도체 스위치(6B)는 도통되고 단자(E)는 +5×VDC에 설정된다.
마찬가지로 +4×VDC에서 +2×VDC로 또는 반대로 출력 전압 VU을 변경시키기 위해 양방향 반도체 스위치(6C)는 도통되고 단자(E)는 +3×VDC에 설정된다.
+2×VDC에서 0 으로 또는 반대로 출력 전압 VU을 변경시키기 위해 양방향 반도체 스위치(6D)는 도통되고 단자(E)는 +VDC에 설정된다.
상기 조건하에서 출력 전압 VU을 증가 또는 감소시키기 위해 역차단 반도체 스위치(5A또는5B)는 각각 턴오프할 반도체 스위치들의 전류를 기준 차단 전류까지 증가 시키도록 동작된 후 전류가 차단된다.
다른 동작들은 제11도에 보인 실시예들과 동일하다.
또 제12도에서 전압 변동률 억제 캐패시터(8)는 단자들(C, F) 간에 접속된다.
그러나 제11도에 보인 종전 실시예들과 마찬가지로 전압 변동률 억제 캐패시터의 위치를 변경하는 것이 가능한다.
본 실시예에서는 제11도의 실시예에 비해 반도체 스위치의 수는 증가하지만 전원의 수가 감소되므로 전력 변환 장치의 회로 구성이 간단해진다.
상술한 실시예들에서는 게이트 턴오프 사이리스터가 반도체 스위치(3A)로서 사용되며, 본 발명은 이들 실시예들로 제한되지 않는다.
본 발명의 다른 실시예들에서는 IGBTS또는 트랜지스터들이 반도체 스위치(3A) 등으로서 사용될 수 있다.
본 발명에 의하면 다음과 같은 효과를 얻을 수 있다.
즉 데드타임에 의한 영향없이 서어지와 과 전압의 발생을 방지할 수 있으며 또한 비교적 적은 스위칭 주파수로 양호한 출력 파형을 얻는 것이 가능하다.
또한 반도체 스위치들이 0 전압에서 턴오프될 때 서어지 전압과 서어지 전류가 발생하지 않는다.
그 외에도 양호한 출력 파형이 복수 레벨 출력 전력 변환 장치의 특징인 저스위칭 주파수에서 얻어지며 또한 전압 변동률 억제 캐패시터의 에너지가 저항 등에 의해 소모되지 않기 때문에 스위칭 손실을 줄이는 것이 가능하다.
또한 저내 전압 반도체 스위치들로 고 전압 변환을 행할 수 있다.
상술한 점들에 비추어 본원 청구범위에서 벗어 나지 않는 범위내에서 여러 수정 변경이 가능함을 본 분야에 숙련자는 이해할 것이다.

Claims (16)

  1. 중성점 전원 단자에 접속된 양성측 DC 전원과 음성측 DC 전원의 직렬 회로와 아노드로부터 캐소드로 지정된 순방향 및 캐소드에서 아노드로 지정된 역방향과 상기 양성측 DC 전원의 양성측 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 상기 순방향으로 직렬로 접속된 양성측의 제1역도통 반도체 스위치와 양성측의 제2역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와 음성측 DC 전원의 음성측 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 상기 역방향으로 직렬로 접속된 음성측의 제1역도통 반도체 스위치와 음성측의 제2역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와 상기 중성점 전원 단자로부터 양성측 제1역도통 반도체 스위치를 향해 순방향으로 접속된 순방향 다이오드와 상기 중성점 전원 단자로부터 음성측 제1역도통 반도체 스위치를 향해 역방향으로 접속된 역방향 다이오드와 양성측 중간 전압 단자에서 중성점 전원 단자와 상기 양성측 전원 단자의 전위들 간에 소정 전압을 발생시키기 위한 중성점 전원 단자에 접속되는 양성측 중간 DC 전원과 음성측 중간 전압 단자에서 중성점 전원 단자와 음성측 전원 단자의 전위들 간에 소정 전압을 발생시키기 위한 중성점 전원 단자에 접속되는 음성측 중간 DC 전원과, 순방향 및 역방향을 각각 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치와, 상기 양성측 중간 전압 단자와 양성측 제1역도통 반도체 스위치의 캐소드 간에 접속되는 리액터의 직렬 회로로 구성된 제1커뮤테이션 회로와, 순방향 및 역방향을 각각 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치와, 상기 음성측 중간 전압 단자와 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드 간에 접속되는 리액터의 직렬 회로로 구성된 제2커뮤테이션 회로와, 양성측 전원 단자, 중성점 전원 단자, 음성측 전원 단자, 양성측 중간 전압 단자 및 음성측 중간 전압 단자중 하나와 양성측 제1역도통 반도체 스위치, 양성측 제2역도통 반도체 스위치, 음성측 제2역도통 반도체 스위치 및 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 인접한 것의 접속점들 중 하나 간에 접속된 전압 변동률 억제 캐패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 상기 양성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드와 캐소드 간에 접속되는 제1전압 변동률 억제 캐패시터와, 상기 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드와 캐소드 간에 접속되는 제2전압 변동률 억제 캐패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 상기 중성점 전원 단자와 상기 출력 단자 간에 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 상기 양성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드와 캐소드 간에 접속되는 제1전압 변동률 억제 캐패시터와,상기 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드와 캐소드 간에 접속되는 제2전압 변동률 억제 캐패시터와, 상기 중성점 전원 단자와 출력 단자 간에 접속되는 제3전압 변동률 억제 캐패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 중성점 전원 단자에 접속된 양성측 DC 전원과 음성측 DC 전원의 직렬 회로와, 아노드로부터 캐소드로 지정된 순방향 및 캐소드에서 아노드로 지정된 역방향과, 상기 양성측 DC 전원의 양성측 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 상기 순방향으로 직렬로 접속된 양성측의 제1역도통 반도체 스위치와 양성측의 제2역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 음성측 DC 전원의 음성측 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 역방향으로 직렬로 접속된 음성측의 제1역도통 반도체 스위치와 음성측의 제2역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 상기 중성점 전원 단자로부터 양성측 제1역도통 반도체 스위치를 향해 순방향으로 접속된 순방향 다이오드와, 상기 중성점 전원 단자로부터 음성측 제1역도통 반도체 스위치를 향해 역방향으로 접속된 역방향 다이오드와, 양성측 중간 전압 단자에서 중성점 전원 단자와 상기 양성측 전원 단자의 전위들 간에 소정 전압을 발생시키기 위한 중성점 전원 단자에 접속되는 양성측 중간 DC 전원과, 음성측 중간 전압 단자에서 중성점 전원 단자와 음성측 전원 단자의 전위들 간에 소정 전압을 발생시키기 위한 중성점 전원 단자에 접속되는 음성측 중간 DC 전원과, 순방향 및 역방향을 각각 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치와, 상기 양성측 중간 전압 단자와 상기 출력 단자 간에 접속되는 리액터의 직렬 회로로 구성된 제1커뮤이션 회로와, 순방향 및 역방향을 각각 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치와, 상기 음성측 중간 전압 단자와 상기 출력 단자 간에 접속되는 리액터의 직렬 회로로 구성된 제2커뮤테이션 회로와, 양성측 전원 단자, 중성점 전원 단자, 음성측 전원 단자, 양성측 중간 전압 단자 및 음성측 중간 전압 단자 중 하나와 양성측 제1역도통 반도체 스위치, 양성측 제2역도통 반도체 스위치, 음성측 제2역도통 반도체 스위치 및 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 인접한 것의 접속점들 중 하나 간에 접속된 전압 변동률 억제 캐패시터를 구비한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 중성점 전원 단자에 접속된 양성측 DC 전원과 음성측 DC 전원의 직렬 회로와, 아노드로부터 캐소드로부터 캐소드로 지정된 순방향 및 캐소드에서 아노드로 지정된 역방향과, 상기 양성측 DC 전원의 양성측 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 상기 순방향으로 직렬로 접속된 양성측의 제1역도통 반도체 스위치와 양성측의 제2역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 음성측 DC 전원의 음성측 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 역방향으로 직렬로 접속된 음성측의 제1역도통 반도체 스위치와 음성측의 제2역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 상기 중성점 전원 단자로부터 양성측 제1역도통 반도체 스위치를 향해 순방향으로 접속된 순방향 다이오드와, 상기 중성점 전원 단자로부터 음성측 제1역도통 반도체 스위치를 향해 역방향으로 접속된 역방향 다이오드와, 양성측 중간 전압 단자에서 중성점 전원 단자와 상기 양성측 전원 단자의 전위들 간에 소정 전압을 발생시키기 위한 중성점 전원 단자에 접속되는 양성측 중간 DC 전원과, 음성측 중간 전압 단자에서 중성점 전원 단자와 음성측 전원 단자의 전위들 간에 소정 전압을 발생시키기 위한 중성점 전원 단자에 접속되는 음성측 중간 DC 전원과, 순방향 및 역방향을 각각 제어할 수 있는 제1 양방향 반도체 스위치와, 상기 양성측 중간 전압 단자와 상기 출력 단자 간에 접속되는 리액터의 직렬 회로와, 순방향 및 역방향을 각각 제어할 수 있으며 양방향 반도체 스위치와 리액터의 직렬 접속점과 상기 음성측 중간 전압 단자 간에 접속되는 제2 양방향 반도체 스위치와, 양성측 전원 단자, 중성점 전원 단자, 음성측 전원 단자, 양성측 중간 전압 단자 및 음성측 중간 전압 단자 중 하나와 양성측 제1역도통 반도체 스위치, 양성측 제2역도통 반도체 스위치, 음성측 제2역도통 반도체 스위치 및 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 인접한 것의 접속점들 중 하나 간에 접속된 전압 변동률 억제 캐패시터를 구비한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제5 또는 6항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 복수의 캐패시터로 구성되며, 상기 캐패시터들 각각은 양성측 전원 단자, 중성점 전원 단자, 음성측 전원단자, 양성측 중간 전압 단자 및 음성측 중간 전압 단자중 하나와 양성측 제1역도통 반도체 스위치, 양성측 제2역도통 반도체 스위치, 음성측 제2역도통 반도체 스위치 및 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 인접한 것의 접속점들 중 하나 간에 접속된 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제5 또는 6항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 상기 중성점 전원 단자와 상기 AC 출력 단자간에 접속된 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제5 또는 6항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 상기 양성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드와 캐소드 간에 접속되는 제1전압 변동률 억제 캐패시터와, 상기 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드와 캐소드 간에 접속되는 제2전압 변동률 억제 캐패시터를 구비한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  10. 제5 또는 6항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 상기 양성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드와 캐소드 간에 접속되는 제1전압 변동률 억제 캐패시터와, 상기 음성측 제1역도통 반도체 스위치의 아노드와 캐소드 간에 접속되는 제2전압 변동률 억제 캐패시터를 구비한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  11. 제1DC 전원 내지 제n DC 전원으로 구성된 복수의 DC 전원의 직렬 회로와, 제n전원 단자를 통해 제1전원 단자로서 지정되는 상기 복수의 양성측 DC 전원 단자와, 제(n+1) 전원 단자로서 지정되는 상기 제n DC 전원의 음성측 단자와, 아노드로부터 캐소드로 지정되는 순방향 및 캐소드로부터 아노드로 지정되는 역방향과, 제1전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 순방향으로 직렬로 접속되는 양성측 제1역도통 반도체 스위치 내지 양성측 제n역도통 반도체 스위치로 구성되는 복수의 양성측 역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 상기 제(n+1) 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 역방향으로 직렬로 접속되는 음성측 제n역도통 반도체 스위치 내지 음성측 제1역도통 반도체 스위치로 구성되는 복수의 음성측 역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 상기 제2 내지 제n전원 단자로부터 상기 양성측 제2 내지 제n역도통 반도체 스위치의 아노드를 향해 순방향으로 각각 접속되는 복수의 순방향 다이오드와, 상기 제2 내지 제n전원 단자로부터 상기 음성측 제2 내지 제n역도통 반도체 스위치의 아노드를 향해 역방향으로 각각 접속되는 복수의 역방향 다이오드와, 제1중간 전압 단자 내지 제n중간 전압 단자에서 상기 제1 과 제2전원 단자의 전위들 간 내지 제n 과 제(n+1) 전원 단자의 전위들 간의 소정 전압을 발생시키기 위한 제2 내지 제(n+1) 전원 단자들에 접속되는 제1중간 DC 전원 내지 제n중간 DC 전원으로 구성되는 복수의 중간 DC 전원과, 각각 순방향 및 역방향 전류를 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치의 직렬 회로와 제1 내지 제n중간 전압 단자들과 중간 단자 간에 접속되는 리액터로 각각 구성되는 제1 내지 제n 커뮤테이션 회로로 구성되는 복수의 커뮤테이션 회로와, 상기 중간 단자와 상기 AC 출력 단자 간에 접속되는 리액터와, 상기 제1 내지 제(n+1) 전원 단자와 제1 내지 제n중간 전압 단자 중 하나 간에 그리고 상기 양성측 역도통 반도체 스위치들과 상기 음성측 역도통 반도체 스위치들의 2인접한 것들의 접속점들 중 하나 간에 접속되는 전압 변동률 억제 캐패시터를 구비하며, 상기 제1전원 단자에 접속되는 상기 양성측 제1역도통 반도체 스위치는 상기 복수의 양성측 역도통 반도체 스위치들에서 먼저 동작되며, 상기 제n전원 단자에 접속되는 상기 음성측 제n역도통 반도체 스위치는 상기 복수의 음성측 역도통 반도체 스위치들에서 먼저 동작되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 복수의 캐패시터로 구성되며, 상기 캐패시터들 각각은 상기 제1 내지 제(n+1) 전원 단자들과 상기 제1 내지 제n중간 전압 단자들 중 하나간에 그리고 상기 양성측 역도통 반도체 스위치들과 상기 음성측 역도통 반도체 스위치들의 2 인접한 것의 접속점들 중 하나 간에 접속된 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  13. 제11항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 상기 제1 내지 제n중간 전압 단자 중 하나와 상기 AC 출력 단자 간에 접속된 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  14. 제1DC 전원내지 제n DC 전원으로 구성된 복수의 DC 전원의 직렬 회로와, 제1 내지 제n전원 단자로서 지정되는 상기 복수의 양성측 DC 전원 단자와, 제(n+1) 전원 단자로서 지정되는 상기 음성측 제n DC 전원 단자와, 아노드로부터 캐소드로 지정되는 순방향 및 캐소드로부터 아노드로 지정되는 역방향과, 상기 제1전원 단자로부터 상기 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 순방향으로 직렬로 접속되는 양성측 제1역도통 반도체 스위치 내지 양성측 제n역도통 반도체 스위치로 구성되는 복수의 양성측 역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 상기 제(n+1) 전원 단자로부터 전력 변환 장치의 AC 출력 단자를 향해 상기 역방향으로 직렬로 접속되는 음성측 제n역도통 반도체 스위치내지 음성측 제1역도통 반도체 스위치로 구성되는 복수의 음성측 역도통 반도체 스위치의 직렬 회로와, 상기 제2 내지 제n전원 단자로부터 상기 양성측 제2 내지 제n역도통 반도체 스위치의 아노드를 향해 순방향으로 각각 접속되는 복수의 순방향 다이오드와, 상기 제2 내지 제n전원 단자로부터 상기 음성측 제2 내지 제n역도통 반도체 스위치의 아노드를 향해 역방향으로 각각 접속되는 복수의 역방향 다이오드와, 상기 제2 내지 제(n+1) 전원 단자들과 중간 전압 단자 간에 접속되는 제1 내지 제n 양방향 반도체 스위치로 구성되는 복수의 양방향 반도체 스위치와, 상기 중간 전압 단자와 상기 AC 출력 단자 간에 접속되는, 중간 DC 전원, 순방향 및 역방향 전류를 각각 제어할 수 있는 양방향 반도체 스위치 및 리액터로 각각 구성되는 직렬 회로로 구성되는 커뮤케이션 회로와, 상기 제1 내지 제(n+1) 전원 단자 중 하나와 상기 양성측 역도통 반도체 스위치들과 상기 음성측 역도통 반도체 스위치들의 2인접한 것들의 접속점들 중 하나 간에 접속되는 전압 변동률 억제 캐패시터를 구비하며, 상기 제1전원 단자에 접속되는 상기 양성측 제1역도통 반도체 스위치는 상기 복수의 양성측 역도통 반도체 스위치들에서 먼저 동작되며, 상기 제n전원 단자에 접속되는 상기 음성측 제n역도통 반도체 스위치는 상기 복수의 음성측 역도통 반도체 스위치들에서 먼저 동작되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  15. 제14항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 복수의 캐패시터로 구성되며, 상기 캐패시터들 각각은 상기 제1 내지 제(n+1) 전원 단자들 중 하나와 상기 양성측 역도통 반도체 스위치들과 상기 음성측 역도통 반도체 스위치들의 2 인접한 것의 접속점들 중 하나 간에 접속된 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  16. 제14항에 있어서, 상기 전압 변동률 억제 캐패시터는 상기 제1 내지 제(n+1) 전원 단자 중 하나와 상기 AC 출력 단자 간에 접속된 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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