JP2013215043A

JP2013215043A - マルチレベル電力変換装置

Info

Publication number: JP2013215043A
Application number: JP2012083932A
Authority: JP
Inventors: Akitake Takizawa; 聡毅滝沢
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2012-04-02
Filing date: 2012-04-02
Publication date: 2013-10-17
Also published as: US9106074B2; DE102013002616A1; US20130258728A1; CN103368428A

Abstract

【課題】直流電源の中点に双方向スイッチを接続する構成のマルチレベル電力変換回路で、装置の遮断を行う場合、半導体スイッチを一括遮断すると半導体スイッチに過電圧が印加され、破壊の恐れがある。
【解決手段】直流電源部の中間電位点である中点に双方向性の半導体スイッチを接続したマルチレベルの電力変換回路において、事前に決められたシーケンス、あるいはその時の電圧、電流の状態に応じたシーケンスに基づき、時間差をもって順番に半導体スイッチのゲートを遮断し、最後に遮断させる半導体スイッチを直流電源部の中点に接続されている双方向性の半導体スイッチとする。その結果、最小限の電圧変動によって運転状態から停止状態への移行を可能とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流を交流に変換又は交流を直流に変換するマルチレベル電力変換装置の制御方式に関し、特に装置を安全に遮断する遮断制御方式に関する。

図４に、直流を交流に変換する電力変換回路である５レベルインバータの回路例を示す。１、２が直列に接続された直流電源（電圧は２Ｅｄ×２）で、正極電位をＰ、負極電位をＮ、中点電位をＭとしている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、図示していない整流器と大容量のコンデンサで構成された直流電源を２個直列接続することによって構成することが可能である。

Ｓ１、Ｓ２、Ｓ５、Ｓ６がＰ側電位とＮ側電位間に４個直列接続されているダイオードを逆並列接続した半導体スイッチとしてのＩＧＢＴである。Ｓ７とＳ８は、ＩＧＢＴＳ１とＳ２との接続点とＩＧＢＴＳ５とＳ６との接続点との間に接続されたダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴである。Ｓ９は直流電源の１と２の直列接続点であるＭ電位とＩＧＢＴＳ７とＳ８の直列接続点との間に接続された双方向性の半導体スイッチで、図４に示すように逆耐圧を有するＩＧＢＴを逆並列接続するか、もしくは図９（ａ）、図９（ｂ）に示すように逆耐圧を有しないＩＧＢＴＱ１、Ｑ２とダイオードＤ１、Ｄ２とを組み合わせて構成できる。図９（ａ）はＩＧＢＴQ１、Ｑ２のコレクタ同士を共通接続した構成で、図９（ｂ）はＩＧＢＴQ１、Ｑ２のエミッタ同士を共通接続した構成である。

また１０がフライングキャパシタと呼ばれるコンデンサで、その両端の平均的な電圧はＥｄに制御され、その充放電現象を利用して直流電源１又は２の中間電位の出力を実現する。これら回路群１１ＵがＵ相の回路で、Ｖ相用の回路１１Ｖ、Ｗ相用の回路１１Ｗにも同じ回路を用いることにより３相のインバータを構成する。

１２が本システムの負荷例である交流電動機である。本回路構成とすることで、変換器の出力端子１３の電位は、Ｐ電位、Ｎ電位、Ｍ電位、及び半導体スイッチのオンオフとコンデンサ１０の電圧を利用してＰ電位（２Ｅｄ）−ＥｄとＮ電位（−２Ｅｄ）＋Ｅｄの直流電源１又は２の中間電位を出力することが可能となるため、５レベル出力のインバータとなる。図１０に出力電圧（Ｖｏｕｔ）波形例を示す。

本方式は２レベルタイプのインバータに対して、低次の高調波成分が少ないことや、半導体スイッチのスイッチング損失が低減することから、高効率システムの構築が可能となる。

また図５、図６には、図４に示す５レベルの変換回路などのマルチレベル変換回路の基本形となる回路を示す。図５は図４の回路におけるＩＧＢＴＳ２とＳ５を除去した構成である。また図６は、図４におけるＩＧＢＴＳ７とＳ９の機能を双方向性のスイッチＳ１２とし、またＩＧＢＴＳ８とＳ９の機能を双方向性のスイッチＳ１３とした構成である。図５の端子部１６、１７、又は図６の端子部１８、１９に、半導体スイッチなどからなる変換回路を追加することで５レベル以上のマルチレベル化が可能となる（図４ではＩＧＢＴＳ２とＳ５を接続した例となる）。

図７にその応用回路として７レベルインバータの回路例１を示す。直流電源電圧（３Ｅｄ×２）に対してＩＧＢＴＳ３のコレクタとＩＧＢＴＳ４のエミッタとの間に１単位の電圧分（Ｅｄ）に充電されるコンデンサ２０を接続し、またＩＧＢＴＳ２のコレクタとＩＧＢＴＳ５のエミッタとの間には２単位の電圧（２Ｅｄ）に充電されるコンデンサ２１を接続することで、７レベルの電位の出力が可能となる。

また図８は、半導体スイッチの耐圧を全て等しくした場合の回路構成である。図７のＩＧＢＴＳ１とＳ６は４直列分、ＩＧＢＴＳ７とＳ８とは２直列分が必要となる。この場合、静的な状態での各素子の電圧分担の均等化を図るために、一般的に各ＩＧＢＴと並列に図示していない分圧抵抗を接続する。但し本抵抗の接続は、スイッチング時などの動的な状態での電圧均等化を図れることを目的としていないため、スイッチング時の電圧均等化は別途対策が必要となる。
また図１１は７レベル変換回路の変形例として、図８のＩＧＢＴＳ７ａとＳ７ｂの接続点とＩＧＢＴＳ８ａとＳ８ｂとの接続点との間に、１単位分（Ｅｄ）の電圧に充電されるコンデンサ２２を接続した構成である。
以上の５レベルインバータの回路例、およびマルチレベル回路の基本回路については、特許文献１に記載されている。

特表２００９−５２５７１７号公報

一般に３レベル以上のマルチレベル回路を適用したシステムにおいて、システム停止時などで強制的な全相遮断を実施する際、例えば図１２（ａ）に示す７レベルの回路の場合で、通常運転中（図１２（ａ）ではＩＧＢＴＳ１ａ〜Ｓ１ｄ、Ｓ２、Ｓ３が導通して電流が交流出力へ流れている場合に、同時に全ＩＧＢＴ（Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄ、Ｓ２、Ｓ３）のゲート遮断を実施すると、電流は図１２（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴＳ４、Ｓ５、Ｓ６ａ〜Ｓ６ｄと逆並列接続されているダイオード側に転流する。その際、過渡的なサージ電圧を含めると６Ｅｄ以上の電圧が、ＩＧＢＴＳ１ａのコレクタとＳ３のエミッタとの間に印加される。

特に直列接続されたＩＧＢＴＳ１ａ〜Ｓ１ｄにおいては４Ｅｄ以上の電圧が印加されるが、この時、直列接続された素子の電圧分担が均等化されていれば、各素子に印加される電圧はＥｄ程度となる。直列接続されたこれらのＩＧＢＴを駆動するゲート駆動回路の信号伝達時間のばらつきやＩＧＢＴ自身のスイッチング特性のばらつきなどがあると、電圧分担に不均衡が生じ、特定のＩＧＢＴに過電圧が印加され、結果として電圧破壊を招くおそれがある。

このような電圧不均衡常態となった場合においても、半導体スイッチを破壊から防止するためには、高い電圧耐量をもった素子を適用すれば良いが、この場合、素子の大型化やコストアップといった課題が発生する。

従って、本発明の課題は装置を遮断させるに際し、高い電圧耐量をもった素子を適用することなく、各半導体スイッチに過電圧が印加されないように、各半導体スイッチを遮断することで、装置の小型化と低価格化を図ることである。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路で、正極端子と、負極端子と、前記正極端子と前記負極端子との中間電位点である中点端子とを備えた直流電源と、１相分の回路として前記直流電源の正極端子と負極端子との間に接続するダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを少なくとも４個直列に接続した半導体スイッチ直列回路と、前記直流電源の中点端子と前記半導体スイッチ直列回路の中間接続点との間に接続された双方向性にスイッチングが可能な双方向スイッチと、前記直列接続された半導体スイッチ群の半導体スイッチ同士が接続されている電位を出力する端子と前記双方向性スイッチの前記直流電源側に接続されていない側の端子との間に接続されたダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ又はコンデンサ、又は両方を含んだ回路を接続した回路構成のマルチレベル電力変換回路において、前記電力変換回路を動作状態から停止させる場合、所定のシーケンス動作に基づき半導体スイッチを順々に遮断し、最後に遮断させる半導体スイッチは前記双方向性スイッチとする。

第２の発明においては、第１の発明における前記半導体スイッチを遮断させるシーケンス動作は、オンしている半導体スイッチを所定の時間ごとに１素子ずつ順々に遮断させる。

第３の発明においては、第１又は第２の発明を適用する前記マルチレベル電力変換回路として、５レベル以上のマルチレベル電力変換回路を用いる。

本発明では、マルチレベル電力変換回路を停止させる時、所定のシーケンス動作に基づき半導体スイッチを順々に遮断し、最後に遮断させる半導体スイッチは直流電源の中点に接続された双方向性スイッチとする。
この結果、強制停止時における半導体スイッチの全相遮断時においても、特定素子に高い電圧が印加することがなくなるため、電圧耐量の低いスイッチ素子を適用することが可能となり、結果、小型、低コストの装置を構築することが可能となる。

本発明の第1の実施例を示すフローチャートである。５レベル電力変換回路における停止時の動作説明図１である。５レベル電力変換回路における停止時の動作説明図２である。５レベル電力変換回路を用いたインバータ回路図例である。マルチレベル電力変換回路の基本形１である。マルチレベル電力変換回路の基本形２である。マルチレベル電力変換回路の基本形１を用いた７レベル電力変換回路の例である。半導体スイッチの耐圧を同じにした場合の７レベル電力変換回路の例である。双方向スイッチの構成例である。５レベルインバータの出力線間電圧（Ｖｏｕｔ）波形例である。７レベル電力変換回路の変形例である。７レベル電力変換回路の停止時の動作例である。

本発明の要点は、直流電源部の中間電位点である中点に双方向性の半導体スイッチを接続したマルチレベルの電力変換回路において、事前に決められたシーケンス、あるいはその時の電圧、電流の状態に応じたシーケンスに基づき、時間差をもって順番に半導体スイッチのゲートを遮断し、最後に遮断させる半導体スイッチを直流電源部の中点に接続されている双方向性の半導体スイッチとする点である。その結果、最小限の電圧変動によって運転状態から停止状態への移行を可能とするものである。

図１に、本発明の実施例である通常の動作状態から主回路を停止させるための、動作フロー図を示す。ブロック２３において、運転指令が入力された場合に、ブロック２４における通常運転動作中に、ブロック２５において強制停止における全相遮断するか否かを判断する。全相遮断を実施しない通常の動作の場合は、ブロック２４に戻る。

全相遮断を実施する場合は、ブロック２６において、ある決められたシーケンスに基づき、オンしているスイッチ素子をある設定された時間ごとに順番に遮断し、最後に直流部の中点電位に接続されている双方向性の半導体スイッチを遮断する（２７）。本双方向性の半導体スイッチは図２の主回路方式ではＳ９となる。

図２に５レベル変換回路における全相遮断時の第１の動作例を示す。回路構成は図４と同じであるので、説明は省略する。図２（ａ）ではＩＧＢＴＳ１とＳ２が導通している状態である。この時、全相遮断指令に基づき、全てのＩＧＢＴＳ１、Ｓ２を同時に遮断すると、ＩＧＢＴＳ５、Ｓ６のダイオードに環流するモードである図２（ｅ）の状態となる。その際、ＩＧＢＴＳ１には直流電源の電圧（２Ｅｄ×２）からコンデンサ１０の電圧Ｅｄを減算した電圧３Ｅｄ（実際はサージ分が重畳）が印加され、本ＩＧＢＴＳ１を直列構成とした場合は、電圧のアンバランスにより素子破壊する恐れがある。

その防止策として遮断順序をＩＧＢＴＳ１→ＩＧＢＴＳ２→ＩＧＢＴＳ８の順にある設定された時間ごとに遮断し、最後に双方向性スイッチＳ９を遮断することで、スイッチングが行われる各ＩＧＢＴに印加される電圧は、ＩＧＢＴＳ１、Ｓ６は直列接続したと仮定すると全てのＩＧＢＴに印加される電圧はＥｄ＋サージ分の電圧となる。但し、Ｓ１、Ｓ６には静的には、２Ｅｄもしくは３Ｅｄの電圧が印加されるが、並列に抵抗を接続することで、電圧分担は図れる。

以下ＩＧＢＴをＳ１→Ｓ２→Ｓ８の順に遮断した時の動作を説明する。
ＩＧＢＴＳ１、Ｓ２がオンしている状態（図２（ａ））即ち交流出力に直流電源１の電圧２Ｅｄが出力されている状態からＩＧＢＴＳ１をオフすると、ＩＧＢＴＳ１、Ｓ２を流れていた電流は図２（ｂ）に破線で示すように、直流電源のＭ点→双方向性ＩＧＢＴＳ９→ＩＧＢＴＳ８→コンデンサ１０→ＩＧＢＴＳ２→交流出力の経路となる。この時、交流出力での電圧はコンデンサ１０の電圧Ｅｄとなり、ＩＧＢＴＳ１に印加される電圧は直流電源１の電圧２Ｅｄからコンデンサ１０の電圧Ｅｄを減算した電圧Ｅｄとなる。

この状態からＩＧＢＴＳ２をオフすると、ＩＧＢＴＳ２を流れていた電流は図２（ｃ）に破線で示すように、直流電源のＭ点→双方向性ＩＧＢＴＳ９→ＩＧＢＴＳ８→ＩＧＢＴＳ５のダイオード→交流出力の経路となる。この時交流出力電圧は直流電源の中点電位Ｍとなり、ＩＧＢＴＳ２に印加される電圧はコンデンサ１０の電圧Ｅｄとなる。

この状態からＩＧＢＴＳ８をオフすると、ＩＧＢＴＳ８を流れていた電流は図２（ｄ）に破線で示すように、直流電源のＭ点→双方向性ＩＧＢＴＳ９→ＩＧＢＴＳ７のダイオード→コンデンサ１０→ＩＧＢＴＳ５のダイオード→交流出力の経路となる。この時交流出力の電位はＭ点電位（零）からコンデンサ１０の電圧を減算した電圧−Ｅｄとなり、ＩＧＢＴＳ８に印加される電圧はコンデンサ１０の電圧Ｅｄとなる。

次に双方向性ＩＧＢＴ９をオフさせると、交流出力の負荷電流はＩＧＢＴＳ５、Ｓ６のダイオードを流れる経路に転流し、この時双方向性ＩＧＢＴＳ９に印加される電圧はＥｄとなる。この様に、オフ動作するＩＧＢＴには１単位の電圧Ｅｄが印加されるだけであり、高耐圧の半導体スイッチを使用することなく、安全に回路を遮断させることが可能となる。

図３に５レベル変換回路における全相遮断時の第２の動作例を示す。回路構成は図４と同じであるので、説明は省略する。図２ではＩＧＢＴＳ１、Ｓ２がオンの状態からＳ１を先にオフした時の動作例を示したが、本実施例ではＩＧＢＴＳ２を先にオフさせる場合の動作例を示す。図３（ａ）ではＩＧＢＴＳ１とＳ２が導通している状態である。この時、全相遮断指令に基づき、全てのＩＧＢＴＳ１、Ｓ２を同時に遮断すると、ＩＧＢＴＳ５、Ｓ６のダイオードに環流するモードである図３（ｅ）の状態となる。その際、ＩＧＢＴＳ１には直流電源の電圧（２Ｅｄ×２）からコンデンサ１０の電圧Ｅｄを減算した電圧３Ｅｄ（実際はサージ分が重畳）が印加され、本ＩＧＢＴＳ１を直列構成とした場合は、電圧のアンバランスにより素子破壊する恐れがある。

その防止策として遮断順序をＩＧＢＴＳ２→ＩＧＢＴＳ１→ＩＧＢＴＳ８の順にある設定された時間ごとに遮断し、最後に双方向性スイッチＳ９を遮断することで、スイッチングが行われる各ＩＧＢＴに印加される電圧は、ＩＧＢＴＳ１、Ｓ６は直列接続したと仮定すると全てのＩＧＢＴに印加される電圧はＥｄ＋サージ分の電圧となる。但し、Ｓ１、Ｓ６には静的には、２Ｅｄもしくは３Ｅｄの電圧が印加されるが、並列に抵抗を接続することで、電圧分担は図れる。

以下ＩＧＢＴをＳ２→Ｓ１→Ｓ８の順に遮断した時の動作を説明する。
ＩＧＢＴＳ１、Ｓ２がオンしている状態（図２（ａ））即ち交流出力に直流電源１の電圧２Ｅｄが出力されている状態からＩＧＢＴＳ２をオフすると、ＩＧＢＴＳ１、Ｓ２を流れていた電流は図２（ｂ）に破線で示すように、直流電源のＰ点→ＩＧＢＴＳ１→コンデンサ１０→ＩＧＢＴＳ５のダイオード→交流出力の経路となる。この時、交流出力での電圧は直流電源１の電圧２Ｅｄからコンデンサ１０の電圧Ｅｄを減算した電圧Ｅｄとなり、ＩＧＢＴＳ２に印加される電圧はコンデンサ１０の電圧Ｅｄとなる。

この状態からＩＧＢＴＳ１をオフすると、ＩＧＢＴＳ１を流れていた電流は図２（ｃ）に破線で示すように、直流電源のＭ点→双方向性ＩＧＢＴＳ９→ＩＧＢＴＳ８→ＩＧＢＴＳ５のダイオード→交流出力の経路となる。この時交流出力電圧は直流電源の中点電位Ｍとなり、ＩＧＢＴＳ１に印加される電圧は直流電源１の電圧２Ｅｄからコンデンサ１０の電圧Ｅｄを減算した電圧Ｅｄとなる。この状態からＩＧＢＴＳ８をオフすると、ＩＧＢＴＳ８を流れていた電流は図２（ｄ）に破線で示すように、直流電源のＭ点→双方向性ＩＧＢＴＳ９→ＩＧＢＴＳ７のダイオード→コンデンサ１０→ＩＧＢＴＳ５のダイオード→交流出力の経路となる。この時交流出力の電位はＭ点電位（零）からコンデンサ１０の電圧を減算した電圧−Ｅｄとなり、ＩＧＢＴＳ８に印加される電圧はコンデンサ１０の電圧Ｅｄとなる。

いずれの方式においても、あるシーケンスに基づいた順番で遮断し、最後に双方向性スイッチであるＩＧＢＴＳ９を遮断することによって、スイッチオフ時において半導体スイッチに印加される電圧はＥｄ＋サージ分となる。

本実施回路例では、５レベル変換回路と７レベル変換回路例の場合について示したが、図５又は図６の基本回路に基づき、直流電圧の中間電位点Ｍに双方向性のスイッチ素子を接続して構成した９レベル以上のマルチレベル変換器においても、適用可能である。
また、直流を交流に変換する回路について説明したが、交流を直流に変換する回路についても同様に実現可能である。

本発明は、少ない数の直流電源からマルチレベルの高電圧交流を作り出す高圧インバータや高電圧の交流電源からマルチレベルの直流を作り出す直流電源に関する回路技術であり、高電圧の電動機駆動装置、系統連系用インバータ装置などへの適用が可能である。

１、２・・・直流電源１０、２０、２１、２２・・・コンデンサ
１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗ・・・マルチレベル回路（１相分）
１２・・・電動機負荷Ｄ１、Ｄ２・・・ダイオード
Ｓ１、Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄ、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５・・・ＩＧＢＴ
Ｓ６、Ｓ６ａ〜Ｓ６ｄ・・・ＩＧＢＴ
Ｓ７、Ｓ７ａ、Ｓ７ｂ、Ｓ８、Ｓ８ａ、Ｓ８ｂ、Ｑ１、Ｑ２・・・ＩＧＢＴ
Ｓ９、Ｓ１２、Ｓ１３・・・双方向性スイッチ（双方向性ＩＧＢＴ）

Claims

直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、正極端子と、負極端子と、前記正極端子と前記負極端子との中間電位点である中点端子とを備えた直流電源と、１相分の回路として前記直流電源の正極端子と負極端子との間に接続するダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを少なくとも４個直列に接続した半導体スイッチ直列回路と、前記直流電源の中点端子と前記半導体スイッチ直列回路の中間接続点との間に接続された双方向性にスイッチングが可能な双方向スイッチと、前記直列接続された半導体スイッチ群の半導体スイッチ同士が接続されている電位を出力する端子と前記双方向性スイッチの前記直流電源側に接続されていない側の端子との間に接続されたダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ又はコンデンサ、又は両方を含んだ回路を接続した回路構成のマルチレベル電力変換回路であって、前記電力変換回路を動作状態から停止させる場合、所定のシーケンス動作に基づき半導体スイッチを順々に遮断し、最後に遮断させる半導体スイッチは前記双方向性スイッチとすることを特徴とするマルチレベル電力変換装置。
前記半導体スイッチを遮断させるシーケンス動作は、オンしている半導体スイッチを所定の時間ごとに１素子ずつ順々に遮断させることを特徴とする請求項１に記載のマルチレベル電力変換装置。
前記マルチレベル電力変換回路として、５レベル以上のマルチレベル電力変換回路を用いることを特徴とする請求項1又は２に記載のマルチレベル電力変換装置。