JP5803683B2 - マルチレベル電力変換回路 - Google Patents
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Description
本発明は、直流から高調波成分の少ない交流に変換、又は交流入力電流波形の歪を小さくしながら交流を直流に変換するマルチレベル電力変換回路の構成法に関する。
図７に、特許文献１に記載された直流から交流に変換する電力変換回路である５レベルインバータの回路例を示す。
６０、６１が直列に接続された直流電源（２Ｅｄ×２）で、正極電位をＰ、負極電位をＮ、中点電位をＭとしている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、図示していない整流器と大容量のコンデンサを２直列接続などによって構成することが可能である。
６０、６１が直列に接続された直流電源（２Ｅｄ×２）で、正極電位をＰ、負極電位をＮ、中点電位をＭとしている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、図示していない整流器と大容量のコンデンサを２直列接続などによって構成することが可能である。
Ｕａが１相分（U相）の回路構成（相アーム）である。以下に内部構成を説明する。５１〜５４がＰ側電位とＮ側電位との間に４個直列接続されているＩＧＢＴとダイオードからなる半導体スイッチである。５５と５６は、半導体スイッチ５１と５２との接続点と、半導体スイッチ５３と５４との接続点との間に２個直列接続されたＩＧＢＴとダイオードからなる半導体スイッチである。
ＩＧＢＴ５７と５８の逆並列回路は、直流電源のＭ電位と、半導体スイッチ５５と５６との接続点との間に接続された双方向性の半導体スイッチで、図７に示すように逆耐圧を有するＩＧＢＴ（５７と５８）を逆並列接続するか、もしくは図１０（ａ）〜（ｃ）に示すように逆耐圧を有しないＩＧＢＴ（Ｑ１、Ｑ２）とダイオード（Ｄ１、Ｄ２）とを組み合わせで構成できる。図１０（ａ）は、ＩＧＢＴＱ１とダイオードＤ１との直列回路と、ＩＧＢＴＱ２とダイオードＤ２との直列回路とを逆並列接続した構成である。図１０（ｂ）はダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＱ１とダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＱ２とをコレクタを共通にして逆直列接続した構成で、図１０（ｃ）はＩＧＢＴＱ１とＱ２をエミッタを共通にして逆直列接続した構成である。これらの他にもダイオードブリッジ回路とＩＧＢＴ１個を用いる構成などがある。
５９はフライングキャパシタと呼ばれるコンデンサで、その両端の平均的な電圧はＥｄに制御され、その充放電現象を利用して直流電源２Ｅｄの中間電位Ｅｄの出力を実現する。これら回路群Ｕａが１相分となり、３台（Ｕａ、Ｕｂ、Ｕｃ）並列接続することにより、３相のインバータ回路を構成する。
６２は本システムの負荷である交流電動機である。本回路構成とすることで、変換器の交流出力端子の電位は、直流電源のＰ電位、Ｎ電位、Ｍ電位、及び半導体スイッチのオンオフとコンデンサ５９の電圧を利用して（Ｐ−Ｅｄ）と（Ｎ＋Ｅｄ）の中間電位を出力することが可能となるため、５レベル出力のインバータとなる。
例えば、２Ｅｄの電圧を出力する時にはＩＧＢＴ５１と５２をオンさせ、Ｅｄの電圧を出力する時にはＩＧＢＴ５１と５３をオンさせ、零電圧（Ｍ電位の電圧）を出力する時にはＩＧＢＴ５８、５６、５３をオンさせ、−Ｅｄを出力する時にはＩＧＢＴ５３、５５、５７をオンさせ、−２Ｅｄを出力する時にはＩＧＢＴ５３、５４をオンさせるなどの動作で、５レベルの電圧が出力される。この他にも別の動作パターンがあるが、詳細は省略する。特徴は直流電源２Ｅｄの半分の電圧Ｅｄの電圧はＰ側の直流電源６０の電圧２Ｅｄからコンデンサ５９の電圧Ｅｄを減算することにより、−Ｅｄの電圧はＮ側の直流電源６１の電圧（−２Ｅｄ）からコンデンサ５９の電圧（−Ｅｄ）を減算することにより、各々得るようにしている点である。
図１３に出力線間電圧（Ｖｏｕｔ）の波形例を示す。５レベルの電圧で構成された波形であり、２レベルタイプのインバータに対して、低次の高調波成分が少ないことや、半導体スイッチのスイッチング損失が低減できることから、高効率システムの構築が可能となる。
また、図８に図７の５レベルの変換回路などのマルチレベル変換回路の基本形となる回路を示す。同じ機能の部品番号を図７の回路と同じにしてあるので、説明は省略する。図中の端子ＡとＢとの間に変換回路を追加することによりマルチレベル回路が実現可能となる。
図９にその応用回路として７レベルインバータの回路例を示す。本回路は、直流電源１６と１７を直列接続した電圧（３Ｅｄ×２）の正極と負極との間に半導体スイッチとしてのＩＧＢＴ１〜６が接続され、ＩＧＢＴ３のコレクタとＩＧＢＴ４のエミッタとの間に１単位の電圧（Ｅｄ）に充電されるコンデンサ１３を接続し、またＩＧＢＴ２のコレクタとＩＧＢＴ５のエミッタとの間に２単位の電圧（２Ｅｄ）に充電されるコンデンサ１４を接続することで、７レベルの電位を持った交流出力が可能となる。
７レベルの電圧を出力する動作は、５レベルの場合と同様に考えることができる。例えば、３Ｅｄの電圧を出力する時にはＩＧＢＴ１、２、３をオンさせ、２Ｅｄの電圧を出力する時にはＩＧＢＴ１、２、４をオンさせ、Ｅｄの電圧を出力する時にはＩＧＢＴ１、５、４をオンさせ、零電圧（Ｍ電位の電圧）を出力する時にはＩＧＢＴ１２、５６、５、４をオンさせ、−Ｅｄを出力する時にはＩＧＢＴ４、５、５５、１１をオンさせ、−２Ｅｄを出力する時にはＩＧＢＴ４、２、５５、１１をオンさせ、−３Ｅｄを出力する時にはＩＧＢＴ４、５、６をオンさせるなどの動作で、７レベルの電圧が出力される。この他にも別のパターンがあるが、詳細は省略する。特徴はＥｄの電圧はＰ側の直流電源１６の電圧３Ｅｄからコンデンサ１４の電圧２Ｅｄを減算することにより、２Ｅｄの電圧は直流電源１６の電圧３Ｅｄからコンデンサ１３の電圧Ｅｄを減算することにより、−Ｅｄの電圧はＮ側の直流電源１７の電圧（−３Ｅｄ）からコンデンサ１４の電圧（−２Ｅｄ）を減算することにより、−２Ｅｄの電圧はＮ側の直流電源１７の電圧（−３Ｅｄ）からコンデンサ１３の電圧（−Ｅｄ）を減算することにより、各々得るようにしている点である。
「Fast High-power/High-voltage Switch Using Series-connected IGBTswith Active Gate-controlled Voltage-balancing」 APEC1994 、P469-472
上述のように、図９に示す７レベルインバータ回路の動作において、スイッチ素子５５又は５６がスイッチングする場合は、電圧変動が２単位（２Ｅｄ）となる。一般に高い電圧変動が出力波形に現れると、負荷側の交流電動機にはその電圧に応じた高いマイクロサージ電圧が発生し、その結果として絶縁破壊の問題が発生するおそれがある。
図１１にその時の動作図を示す。図１１（ａ）がＭ電位を出力している状態で、スイッチ素子１２、５６、５、４が導通している状態である。この状態からＩＧＢＴ５６をオフすると、同図（ｂ）に示すようにＩＧＢＴ５５とコンデンサ１４側に転流するため、出力にはＭ点電位（零）−２Ｅｄの電圧が出力され、この時の電圧変動幅は２Ｅｄとなる。
また、ＩＧＢＴ５５、５６に１単位の電圧変動（Ｅｄ）に応じた素子を選定すると、２個直列接続する必要があり、その場合、直列接続しているＩＧＢＴをスイッチングする際には、ターンオフ時電圧を均等に分担させるために、同時性が必須条件となる。それを実現する手段として、非特許文献１に示すような付属回路が必要となり、結果的にコストアップ要因となる。
本発明の課題は上記課題を解消することにある。即ち、ＩＧＢＴのスイッチングによる電圧変動は、全ての動作モードにおいて１単位（Ｅｄ）とし、かつ直列接続されているＩＧＢＴの同時スイッチングの必要性を不要とすることにある。
ここで、ＩＧＢＴ１及び６も、１単位の電圧変動に応じた耐圧の素子を適用すると直列接続が必要となるが、本ＩＧＢＴがスイッチする際は出力電圧の変化は１単位（Ｅｄ）の電圧変化となるため、マイクロサージの問題はなく、また必ずしも直列接続素子を同時にスイッチングする必要がなく、素子破壊に至ることもない。
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流から交流もしくは交流から
直流に変換するマルチレベル電力変換回路であって、2個の直流電源を直列接続した直流
電源直列回路と、前記直流電源直列回路の正極端子と負極端子間に接続されダイオードが逆並列接続された半導体スイッチを２ｎ（ｎは３以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第ｎ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間及びｍは１からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間にそれぞれ接続されたｎ−１個のコンデンサと、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目の半導体スイッチのエミッタと第２ｎ個目の半導体スイッチのコレクタとの間に接続されたダイオードが逆並列接続された半導体スイッチを２ｎ−２個直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路の正側から第ｎ−１個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ個目の半導体スイッチのエミッタとの間及びｎが４以上の場合はｍが２からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ−１個目の半導体スイッチのエミッタとの間にそれぞれ接続されたｎ−２個のコンデンサと、前記第２の半導体スイッチ直列回路の第ｎ−１個目の半導体スイッチのエミッタと前記直流電源直列回路の中間電位点との間に接続された双方向性のスイッチングが可能な双方向スイッチと、を備える。
直流に変換するマルチレベル電力変換回路であって、2個の直流電源を直列接続した直流
電源直列回路と、前記直流電源直列回路の正極端子と負極端子間に接続されダイオードが逆並列接続された半導体スイッチを２ｎ（ｎは３以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第ｎ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間及びｍは１からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間にそれぞれ接続されたｎ−１個のコンデンサと、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目の半導体スイッチのエミッタと第２ｎ個目の半導体スイッチのコレクタとの間に接続されたダイオードが逆並列接続された半導体スイッチを２ｎ−２個直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路の正側から第ｎ−１個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ個目の半導体スイッチのエミッタとの間及びｎが４以上の場合はｍが２からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ−１個目の半導体スイッチのエミッタとの間にそれぞれ接続されたｎ−２個のコンデンサと、前記第２の半導体スイッチ直列回路の第ｎ−１個目の半導体スイッチのエミッタと前記直流電源直列回路の中間電位点との間に接続された双方向性のスイッチングが可能な双方向スイッチと、を備える。
第２の発明においては、第１の発明と同様にｎは３以上の整数とし、２ｎ＋１レベルの電圧変化を有する電力変換回路を構成する。
第３の発明においては、第１又は第２の発明における、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目又は第２ｎ個目の半導体スイッチを複数個の直列接続構成とする。
第３の発明においては、第１又は第２の発明における、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目又は第２ｎ個目の半導体スイッチを複数個の直列接続構成とする。
本発明では、２個の直流電源を直列接続した直流電源直列回路と、前記直流電源直列回路の正極端子と負極端子間に接続されダイオードが逆並列接続された半導体スイッチを２ｎ（ｎは３以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第ｎ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間及びｍは１からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間にそれぞれ接続されたｎ−１個のコンデンサと、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目の半導体スイッチのエミッタと第２ｎ個目の半導体スイッチのコレクタとの間に接続されたダイオードが逆並列接続された半導体スイッチを２ｎ−２個直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路の正側から第ｎ−１個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ個目の半導体スイッチのエミッタとの間及びｎが４以上の場合はｍが２からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ−１個目の半導体スイッチのエミッタとの間にそれぞれ接続されたｎ−２個のコンデンサと、前記第２の半導体スイッチ直列回路の第ｎ−１個目半導体スイッチのエミッタと前記直流電源直列回路の中間電位点との間に接続された双方向性のスイッチングが可能な双方向スイッチと、を備えるようにして、２ｎ＋１レベルの電圧変化を有する交流出力電圧を出力するようにしている。
その結果、スイッチング時の出力電圧の変化が１単位（Ｅｄ）となり、従来に比べて小さく、負荷側の交流電動機などにマイクロサージ電圧が発生することはなくなり、絶縁破壊の問題が発生しなくなる。また、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目及び第２ｎ個目の半導体スイッチを複数個の直列接続構成とすることにより、スイッチング回路の各半導体スイッチに印加される電圧は１単位となり、また直列接続時の電圧分担を均等化するための付属回路などが不要となる。
本発明の要点は、２個の直流電源を直列接続した直流電源直列回路と、前記直流電源直
列回路の正極端子と負極端子間に接続された半導体スイッチを２ｎ（ｎは３以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第ｎ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間及びｍは１からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間にそれぞれ接続されたｎ−１個のコンデンサと、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目の半導体スイッチのエミッタと第２ｎ個目の半導体スイッチのコレクタとの間に接続された半導体スイッチを２ｎ−２個直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路の正側から第ｎ−１個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ個目の半導体スイッチのエミッタとの間及びｎが４以上の場合はｍが２からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ台目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ−１個目の半導体スイッチのエミッタとの間にそれぞれ接続されたｎ−２個のコンデンサと、前記第２の半導体スイッチ直列回路の第ｎ−１個目の半導体スイッチのエミッタと前記直流電源直列回路の中間電位点との間に接続された双方向スイッチと、を備えるようにして、２ｎ＋１レベルの電圧変化を有する交流出力電圧を出力する点である。
列回路の正極端子と負極端子間に接続された半導体スイッチを２ｎ（ｎは３以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第ｎ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間及びｍは１からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間にそれぞれ接続されたｎ−１個のコンデンサと、前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目の半導体スイッチのエミッタと第２ｎ個目の半導体スイッチのコレクタとの間に接続された半導体スイッチを２ｎ−２個直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路の正側から第ｎ−１個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ個目の半導体スイッチのエミッタとの間及びｎが４以上の場合はｍが２からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ台目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ−１個目の半導体スイッチのエミッタとの間にそれぞれ接続されたｎ−２個のコンデンサと、前記第２の半導体スイッチ直列回路の第ｎ−１個目の半導体スイッチのエミッタと前記直流電源直列回路の中間電位点との間に接続された双方向スイッチと、を備えるようにして、２ｎ＋１レベルの電圧変化を有する交流出力電圧を出力する点である。
図１に、本発明の第1の実施例を示す。３Ｅｄ（３単位）の電圧を備えた二つの直流電源の直列接続回路から７レベルの電圧波形で構成された交流出力電圧を作り出す電力変換回路の実施例である。半導体スイッチとしてはＩＧＢＴを用いた構成例である。
従来のマルチレベル変換回路の基本回路（図８）を用いた図９に示す７レベル変換回路に対して、第２の半導体スイッチ直列回路のＩＧＢＴ５５をＩＧＢＴ７と８との直列回路に、ＩＧＢＴ５６をＩＧＢＴ９と１０との直列回路に、各々変更し、さらにＩＧＢＴ７と８との接続点とＩＧＢＴ９と１０との接続点との間にコンデンサ１５を接続した構成である。
図２と図３に動作パターン図を示す。図２が交流出力電圧として、３Ｅｄ、２Ｅｄ、Ｅｄ、０の電位を出力する時のＩＧＢＴ１〜１２の出力動作パターン、図３が交流出力電圧として、−Ｅｄ、−２Ｅｄ、−３Ｅｄの電位を出力する時のＩＧＢＴ１〜１２の出力動作パターンである。○印がオン、×印がオフを、各々示している。以下出力動作パターンは、出力パターンと略して記載する。
図２において、３Ｅｄを出力する時は、ＩＧＢＴ１〜３をオンすれば良いが、次のタイミングでの転流動作を円滑に行わせるために、ＩＧＢＴ９、１０、１２もオンさせている。
２Ｅｄを出力する時の出力パターンはＡ〜Ｃの３種類ある。出力パターンＡは、ＩＧＢＴ１、２、４をオンさせ、直流電源１６の電圧３Ｅｄからコンデンサ１３の電圧Ｅｄを減算した電圧２Ｅｄを出力するパターン（３−１ｂと表現）で、次のタイミングでの転流動作を円滑に行わせるためにＩＧＢＴ９、１０、１２はオンさせている。出力パターンＢはＩＧＢＴ１、３、５をオンさせ、直流電源１６の電圧３Ｅｄからコンデンサ１４の電圧２Ｅｄを減算し、さらにコンデンサ１３の電圧Ｅｄを加算して、電圧２Ｅｄを出力するパターン（３−２＋１ｂと表現）で、次のタイミングでの転流を円滑に行わせるためにＩＧＢＴ９、１０、１２をオンさせている。出力パターンＣはＩＧＢＴ２、３、９、１０、１１、１２をオンさせ、Ｍ電位（零）にコンデンサ１４の電圧（２Ｅｄ）を加算して、電圧２Ｅｄを出力するパターン（０＋２と表現）である。
Ｅｄを出力する出力パターンはＡ〜Ｅの５種類、零を出力する動作パターンはＡ〜Ｆの６種類あり、その動作は３Ｅｄ又は２Ｅｄを出力する出力パターンの説明と同様に考えることができるので、説明は省略する。
図３は、交流出力電圧として、負の電圧を出力する時の出力パターンである。−３Ｅｄを出力する時はＩＧＢＴ４、５、６をオンさせれば良いが、次のタイミングでの転流動作を円滑に行わせるために、ＩＧＢＴ７、８、１１もオンさせている。
−２Ｅｄを出力する時の出力パターンはＡ〜Ｃの３種類ある。出力パターンＡは、ＩＧＢＴ３、５、６をオンさせ、直流電源１７の電圧−３Ｅｄにコンデンサ１３の電圧Ｅｄを加算して−２Ｅｄを出力するパターン（−３＋１ｂと表現）で、次のタイミングでの転流動作を円滑に行わせるためにＩＧＢＴ７、８、１１もオンさせている。出力パターンＢは、ＩＧＢＴ２、４、６をオンさせ、直流電源１７の電圧（−３Ｅｄ）にコンデンサ１４の電圧（２Ｅｄ）を加算し、コンデンサ１３の電圧（Ｅｄ）を減算して−２Ｅｄを出力するパターン（−３＋２−１ｂと表現）で、次のタイミングでの転流動作を円滑に行わせるためにＩＧＢＴ７、８、１１もオンさせている。出力パターンＣは、ＩＧＢＴ４、５、７、８、１、１２をオンさせ、直流電源のＭ点電位（零）からコンデンサ１４の電圧（２Ｅｄ）を減算した電圧を出力するパターン（０−２と表現）である。
−Ｅｄを出力する出力パターンはＡ〜Ｅの５種類あり、その動作は−３Ｅｄ又は−２Ｅｄを出力する出力パターンの説明と同様に考えることができるので、説明は省略する。
本回路構成とすることで、図１２に示すように、Ｍ電位（零）を出力している状態（ＩＧＢＴ１２、９、１０、５、４がオン）から負電圧を出力する際、ＩＧＢＴ１０をオフすることにより、図１１（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ７とコンデンサ１５側へ転流が行われ、出力にはＭ−Ｅｄ（詳細にはＭ＋Ｅｄ−２Ｅｄ）の電位が出力される。この時の電位変動は１単位分（Ｅｄ）となる。
本回路構成とすることで、図１２に示すように、Ｍ電位（零）を出力している状態（ＩＧＢＴ１２、９、１０、５、４がオン）から負電圧を出力する際、ＩＧＢＴ１０をオフすることにより、図１１（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ７とコンデンサ１５側へ転流が行われ、出力にはＭ−Ｅｄ（詳細にはＭ＋Ｅｄ−２Ｅｄ）の電位が出力される。この時の電位変動は１単位分（Ｅｄ）となる。
図５に適用するＩＧＢＴの耐圧をすべて等しいものとした場合の第１の実施例（７レベルの電力変換回路の実施例）の変形例を示す。この場合、図１における第１の半導体スイッチ直列回路のＩＧＢＴ１をＩＧＢＴ１ａ〜１ｄの４直列回路に、ＩＧＢＴ６をＩＧＢＴ６ａ〜６ｄの４直列回路に、各々変更した例である。全てのＩＧＢＴとして、同じ耐圧の素子が使用できるので、装置構成が単純化されると共に、部品管理が容易となる。
図４に、第２の実施例を示す。４Ｅｄ（４単位）の電圧を備えた二つの直流電源の直列接続回路から９レベルの電圧波形で構成された交流出力電圧を作り出す電力変換回路の実施例である。半導体スイッチとしてはＩＧＢＴを用いた構成例である。
図１と基本的な回路構成は同様で、ＩＧＢＴ２９〜３４を直列接続した第２の半導体スイッチ直列接続回路の中で、ＩＧＢＴ２９と３０の接続点とＩＧＢＴ３３と３４の接続点との間にコンデンサ４０を、さらにＩＧＢＴ３０と３１の接続点とＩＧＢＴ３２と３３の接続点との間にコンデンサ４１を接続した構成である。また、ＩＧＢＴ２１〜２８を直列接続した第１の半導体スイッチ直列接続回路においても第２の半導体スイッチ直列接続回路と同様の構成で、コンデンサ３９、３８およびコンデンサ３７が接続される。
図６に適用するＩＧＢＴの耐圧をすべて等しいものとした場合の第２の実施例（９レベル変換回路）の変形例を示す。この構成は、図４におけるＩＧＢＴ２１をＩＧＢＴ２１ａ〜２１ｅによる５直列接続回路に、ＩＧＢＴ２８をＩＧＢＴ２８ａ〜２８ｅによる５直列接続回路に、各々変更した構成である。
本基本構成に基づき１１レベル以上のマルチレベル変換回路も実現可能である。
尚、上記実施例では、スイッチング時の電圧変化が直流電圧の１単位（Ｅｄ）の場合の例を示したが、複数単位の変化が許容される場合には、半導体スイッチの直列接続数や使用するコンデンサの数を変更可能であることは言うまでもない。
尚、上記実施例では、スイッチング時の電圧変化が直流電圧の１単位（Ｅｄ）の場合の例を示したが、複数単位の変化が許容される場合には、半導体スイッチの直列接続数や使用するコンデンサの数を変更可能であることは言うまでもない。
尚、本実施例では、直流を交流に変換するインバータ回路について説明したが、交流から直流に変換するコンバータ回路についても同様に適用可能であることは言うまでもない。
また、これらの回路例の半導体スイッチとしてはＩＧＢＴを用いた例としたが、ＭＯＳＦＥＴやＧＴＯなどでも実現可能である。
また、図５や図６においてＩＧＢＴ１、６、２１及び２８の構成は、他の半導体素子の２倍耐圧や３倍耐圧の素子を適用して直列素子数を減らしても同様に実現可能である。
また、図５や図６においてＩＧＢＴ１、６、２１及び２８の構成は、他の半導体素子の２倍耐圧や３倍耐圧の素子を適用して直列素子数を減らしても同様に実現可能である。
本発明は、少ない直列数の直流電源から、高耐圧で低次の高調波成分の少ない交流電圧を作り出すインバータ回路や、交流電流波形を低歪みとしながら高圧の交流電源から低い電圧の直流電圧を作り出す直流電源回路に関する電力変換回路技術であり、高圧電動機駆動用インバータ、系統連系用インバータなどへの適用が可能である。
１〜１０、２１〜３４、５１〜５６、Ｑ１、Ｑ２・・・ＩＧＢＴ
１ａ〜１ｄ、６ａ〜６ｄ、２１ａ〜２１ｅ、２８ａ〜２８ｅ・・・ＩＧＢＴ
１１、１２、３５、３６、５７、５８・・・逆阻止形ＩＧＢＴ
１３〜１５、３７〜４１、５９・・・コンデンサ
１６、１７、４２、４３、６０、６１・・・直流電源 ６２・・・交流電動機
Ｕａ、Ｖａ、Ｗａ・・・相アーム Ｄ１、Ｄ２・・・ダイオード
１ａ〜１ｄ、６ａ〜６ｄ、２１ａ〜２１ｅ、２８ａ〜２８ｅ・・・ＩＧＢＴ
１１、１２、３５、３６、５７、５８・・・逆阻止形ＩＧＢＴ
１３〜１５、３７〜４１、５９・・・コンデンサ
１６、１７、４２、４３、６０、６１・・・直流電源 ６２・・・交流電動機
Ｕａ、Ｖａ、Ｗａ・・・相アーム Ｄ１、Ｄ２・・・ダイオード
Claims (3)
- 直流から交流もしくは交流から直流に変換するマルチレベル電力変換回路であって，2個の直流電源を直列接続した直流電源直列回路と，前記直流電源直列回路の正極端子と負極端子間に接続されダイオードが逆並列接続された半導体スイッチを２ｎ（ｎは３以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と，前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第ｎ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間及びｍは１からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ＋１個目の半導体スイッチのエミッタ間にそれぞれ接続されたｎ−１個のコンデンサと，前記第１の半導体スイッチ直列回路の前記直流電源直列回路の正極端子から第１個目の半導体スイッチのエミッタと第２ｎ個目の半導体スイッチのコレクタとの間に接続されたダイオードが逆並列接続された半導体スイッチを２ｎ−２個直列接続した第２の半導体スイッチ直列回路と，前記第２の半導体スイッチ直列回路の正側から第ｎ−１個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ個目の半導体スイッチのエミッタとの間及びｎが４以上の場合はｍが２からｎ−２までの整数を取る第ｎ−ｍ個目の半導体スイッチのコレクタと第ｎ＋ｍ−１個目の半導体スイッチのエミッタとの間にそれぞれ接続されたｎ−２個のコンデンサと，前記第２の半導体スイッチ直列回路の第ｎ−１個目の半導体スイッチのエミッタと前記直流電源直列回路の中間電位点との間に接続された双方向性のスイッチングが可能な双方向スイッチと、を備えたことを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
- 請求項１において，２ｎ＋１レベルの電圧変化を有する電力変換回路を構成することを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
- 請求項１又は２において、前記第１の半導体スイッチ直列回路の第１個目又は第２ｎ個目の半導体スイッチを複数個の直列接続構成としたことを特徴とするマルチレベル電力変換回路。
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