JP6146130B2

JP6146130B2 - 電力変換装置のゲート駆動電源供給回路

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Publication number: JP6146130B2
Application number: JP2013107081A
Authority: JP
Inventors: 滝沢　聡毅; 聡毅滝沢
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2013-05-21
Filing date: 2013-05-21
Publication date: 2017-06-14
Anticipated expiration: 2033-05-21
Also published as: CN104184311A; US9350266B2; DE102014208552A1; JP2014230357A; US20140347905A1; CN104184311B

Description

本発明は、インバータなどの電力変換装置の電力用半導体スイッチ素子を駆動するゲート駆動回路への電源供給回路に関し、特にフライングキャパシタを用いた電力変換回路における場合の構成に関する。

図８に電力変換回路の代表回路である直流から交流に変換する２レベルのインバータ主回路図を示す。ＡＰＭが主交流電源、ＲＥがダイオードなどで構成される交流を直流に変換する整流回路、Ｃａ、Ｃｂが直流電源相当となる直流中間回路で、一般に大容量のコンデンサで構成される。また、前記直流電圧が前記コンデンサの電圧定格よりも高いときは図に示すようにコンデンサを直列に接続する。ＡＣＭがモータなどの負荷、ＩＮＶが電力用半導体素子で構成する直流−交流変換回路で、電圧と周波数の可変出力が可能である。また、負荷からの回生電力がある場合には、インバータ主回路は交流を直流に変換するコンバータとして動作する。

また、直流−交流変換回路ＩＮＶの中でＳｕ〜Ｓｗ、Ｓｘ〜ＳｚがＩＧＢＴと逆並列接続されたダイオードとで構成された半導体スイッチ素子である。三相出力の場合、これらが６回路で構成される。ＧＤｕ〜ＧＤｗ、ＧＤｘ〜ＧＤｚがＩＧＢＴを駆動するためのゲート駆動回路で、ＣＮＴが電力変換装置の制御回路である。制御回路ＣＮＴは各ＩＧＢＴのゲート駆動回路にオンオフ指令信号（ゲート駆動信号）を送出する。一般に制御回路が置かれている基準電位側と、ＩＧＢＴ及びそのゲート駆動回路間には電位差があるため、ゲート駆動回路に電源供給を行う場合は、トランスなどの絶縁器が必要となる。

図９に商用周波数の低電圧交流電源ＡＰからゲート駆動回路へ電源を供給するための回路例を示す。低電圧交流電源ＡＰは図８に示す主交流電源ＡＰＭから供給される場合が多い。
図９（ａ）は、低電圧交流電源ＡＰからＡＣ/ＡＣ変換回路（又はＡＣ/ＤＣ/ＡＣ変換回路）ＡＣＶを介して高周波交流を生成し、絶縁器としての絶縁用高周波トランスＨＦＴを介して絶縁し、ダイオードＤとコンデンサＣｄにより直流に変換して、ＩＧＢＴＳのゲート駆動回路ＧＤに直流電力を供給する方式である。ここで、高周波交流としている理由はトランスＨＦＴの小型化を図るためである。図９（ｂ）は絶縁器として商用周波数の絶縁トランスＣＦＴを用いた場合の構成で、図９（ａ）におけるＡＣ/ＡＣ変換回路ＡＣＶを省略して、商用周波数のままで絶縁を得る方式である。この構成では絶縁トランスＣＦＴが商用周波数の動作となるため、図９（ａ）のトランスＨＦＴに比べて大型になる。

一般に２００Ｖ系や４００Ｖ系のモータを駆動する装置に適用する高周波トランスＨＦＴや商用周波数のトランスＣＦＴは２ｋＶ程度の絶縁耐圧を有するものでよいが、数ｋＶクラスの高圧の装置に適用されているＩＧＢＴのゲート駆動回路への電源供給には、１０ｋＶ以上の絶縁耐圧を有するトランスが必要となる。

また、図８の回路方式を基本回路として高圧回路を構成する場合の例を図１０に示す。本回路例は特許文献１に示されているようにフライングキャパシタ形電力変換回路と呼ばれ、高耐圧の半導体スイッチ素子を適用せずに、低耐圧の半導体スイッチ素子を直列に接続し、さらに半導体スイッチ素子直列回路と並列にフライングキャパシタと呼ばれるコンデンサを接続する構成である。図１０は三相交流出力の場合の構成であるが、各相とも回路構成は同じであるので、Ｕ相について説明する。直流単電源ＤＰ１、ＤＰ２、ＤＮ１及びＤＮ２を直列接続した直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間に4個の半導体スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｘ１及びＳｘ２の直列回路が接続される。また、半導体スイッチ素子Ｓｕ１とＳｕ２との接続点と半導体スイッチ素子Ｓｘ１とＳｘ２との接続点との間にはフライングキャパシタと呼ばれるコンデンサＣｕ１とＣｕ２との直列回路が接続される。ここで直流電源の電圧を４Ｅｄとした場合、フライングキャパシタ電圧を２×Ｅｄとすることで交流出力点Ａには、直流電圧の中間電位であるＭ点電位を基準０とすると２Ｅｄ、０、−２Ｅｄの３レベルの電位が出力可能となり、本回路は３レベルのインバータとなる。

また図１１、１２にはゲート駆動電源の構成を示す。図１１はＩＧＢＴ毎に個別のトランス１台で構成した場合の回路例を、図１２は特許文献２に示されているようなトランスを用いた回路を２個直列接続した場合の回路例を、各々示す。図１１に示す高周波トランスＨＦＴ１は低電圧交流電源ＡＰと主回路間を、また図１２に示す高周波トランスＨＦＴ３は低電圧交流電源ＡＰと直流電源のＭ点電位との間を絶縁するのが目的であるが、一般的に高絶縁耐圧品となる。また図１２において各ＩＧＢＴのゲート駆動回路へ電源供給するためのトランス群ＨＦＴ２は、Ｍ点の電位を基準として動作するため、必要となる絶縁耐圧は２×Ｅｄとなる。

特開２００９−１７７９５１号公報特開２００６−８１２３２号公報

上述のように、数１０００Ｖクラスの高圧の装置では、一般的にゲート駆動回路用電源の絶縁手段として高耐圧のトランスを各ＩＧＢＴ毎に適用しているため、コストアップ要因となる。
特にトランスは高絶縁耐圧品になるほど、１次側と２次側の絶縁距離を大きく確保する必要があるため大型となる。従って、コスト及び体積は、絶縁耐圧値と比例的とはならず、指数的に増加する傾向にあり、コスト及び体積の低減は高圧装置の課題である。

図１１に示すような３レベル以上のマルチレベルインバータの場合、一般に半導体スイッチ素子数が多くなるため、その数に応じて高絶縁耐圧のトランスが必要となり、さらなるコストアップ要因となる。
また、図１２に示すような構成においては、高周波トランス群ＨＦＴ２は１次巻線側の電位をＭ点電位としているが、少なくとも主回路直流電源電圧の１／２以上の電圧２Ｅｄに耐える絶縁耐圧を有するものが必要となる。
従って、本発明の課題は、フライングキャパシタ形電力変換回路の半導体スイッチ素子を駆動するゲート駆動回路に供給する電源回路に用いる絶縁器として低耐圧品を適用可能で、小型、低価格を実現できるゲート駆動電源供給回路を提供することである。

上述の課題を解決するために、第１の発明は、複数個の直流単電源を直列接続して構成され３個の端子を備えた直流電源と、複数の半導体スイッチ素子と、フライングキャパシタとから構成され、前記直流電源の各端子間電圧と前記フライングキャパシタの電圧とを加算又は減算してマルチレベルの電圧を生成する、いわゆるフライングキャパシタ形電力変換回路で構成された、直流から交流、もしくは交流から直流に電力変換を行う装置に適用する前記半導体スイッチ素子を駆動するゲート駆動回路への電源供給回路であって、前記電源供給回路は電源供給のための絶縁器としてトランスを用いた回路を２個以上直列接続した回路構成とし、前記直列接続した回路の中間回路部を、前記フライングキャパシタの中間電位点、又は主回路直流部の電位が固定された固定電位点に接続する。

第２の発明は、第１の発明における電力変換装置のゲート駆動電源供給回路において、主回路直流部の固定電位点は、直流部の最高電位点と中間電位点との間の電位点、又は主回路直流部の最低電位点と中間電位点との間の電位点とする。

第３の発明は、第１又は第２の発明における電力変換装置のゲート駆動電源供給回路において、主回路直流部の中間電位点を基準電位点とし、前記基準電位点からゲート駆動電源供給のための絶縁器としてトランスを用いた回路を２個以上直列接続して各半導体スイッチ素子のゲート駆動回路に電源供給する。

上述の発明は、数１０００Ｖクラスの高電圧の電力変換装置において、ゲート駆動電源供給のための絶縁方法として、絶縁器として高耐圧のトランス１台で構成するのではなく、小型で安価な低耐圧のトランスを用いた回路を直列接続することにより実現する。

本発明では、高圧の電力変換システムであるフライングキャパシタ形電力変換回路の半導体スイッチ素子を駆動するゲート駆動回路に供給する電源回路に用いる絶縁器として、高耐圧のトランス１台で構成するのではなく、小型で安価な低耐圧のトランスを用いた回路を直列接続し、直列接続回路の中間接続点をフライングキャパシタの中間電位点又は主回路直流部の固定電位点に接続するようにしている。
この結果、小型、低価格を実現できるゲート駆動電源供給回路が実現可能となる。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。第１の実施例の各部の電圧を示す図である。第１の実施例を簡略的に記載した図である。本発明の第２の実施例を示す回路図である。第２の実施例の各部の電圧を示す図である。本発明の第３の実施例を示す回路図である。第３の実施例の各部の電圧を示す図である。一般的な３相インバータのシステム図である。従来のゲート駆動回路電源の回路図例である。従来の３レベル高圧インバータの主回路図例である。高圧インバータのおけるゲート駆動電源の従来の回路図例１である。高圧インバータのおけるゲート駆動電源の従来の回路図例２である。

本発明の要点は、フライングキャパシタ形電力変換回路の半導体スイッチ素子を駆動するゲート駆動回路に供給する電源回路に用いる絶縁器として、トランスを用いた回路を直列接続し、直列接続回路の中間接続点をフライングキャパシタの中間電位点又は主回路直流部の電位が固定された固定電位点に接続するようにしている点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。本図は、フライングキャパシタを用いた３レベル３相出力インバータ回路での実施例である。各半導体スイッチ素子のＩＧＢＴのゲートには各々ゲート駆動回路が接続されるが、省略してある。各相の構成は同じであるので、Ｕ相を中心に説明する。直流単電源ＤＰ１、ＤＰ２、ＤＮ１及びＤＮ２を直列接続した直流電源の正極Ｐと負極Ｎとの間に4個の半導体スイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｘ１及びＳｘ２の直列回路が接続される。また、半導体スイッチ素子Ｓｕ１とＳｕ２との接続点と半導体スイッチ素子Ｓｘ１とＳｘ２との接続点との間にはフライングキャパシタと呼ばれるコンデンサＣｕ１とＣｕ２との直列回路が接続される。ここで直流電源の電圧を４Ｅｄとした場合、フライングキャパシタ電圧を２×Ｅｄとすることで交流出力点Ａには、直流電圧の中間電位であるＭ点電位を基準０とすると２Ｅｄ、０、−２Ｅｄの３レベルの電位が出力可能となり、本回路は３レベルのインバータとなる。また、負荷からの回生電力が交流出力から直流電源へ回生される時は交流を直流に変換するコンバータとして動作する。直流電源の中間電位点であるＭ点電位から各ゲート駆動回路への電源供給は高周波トランスＴｒ２を用いた回路と高周波トランスＴｒ３を用いた回路との直列接続回路で実施している。

高周波トランスＴｒ３を用いた回路の出力は、各々各半導体スイッチ素子のＩＧＢＴ駆動用ゲート駆動回路に駆動用電源として接続される。さらに、高周波トランスＴｒ２を用いた回路と高周波トランスＴｒ３を用いた回路との直列接続点（中間回路部）を、固定電位点としての直流電源のＭ点電位からＥｄ高い電位点Ｅ１又はＭ点電位からＥｄ低い電位点Ｅ２、又はコンデンサＣｕ１とＣｕ２との直列回路であるフライングキャパシタの直列回路の中間電位点Ｅ３のいずれかに接続する構成である。

図２に、直流電源の中間点Ｍの電位を０とした時の、図１に示す３レベル出力タイプの変換回路の各ゲート駆動回路用電源における高周波トランスＴｒ２とＴｒ３の１次−２次巻線間に印加される電圧と、高周波トランスＴｒ２を用いた回路と高周波トランスＴｒ３を用いた回路との直列接続点（中間回路部）電圧を示す。図２から判るように、全ての高周波トランスＴｒ２群とＴｒ３群の１次−２次巻線間に印加される電圧はＥｄとなるので、この電圧を絶縁保証する耐圧のトランスのみでシステムの構築が可能となる。

図３に低電圧交流電源ＡＰからゲート駆動回路の電源を生成する回路の簡略構成図を示す。低電圧交流電源ＡＰの商用周波数の電圧を高周波の交流電圧に変換するＡＣ/ＡＣ変換回路ＡＣＶと、低電圧交流電源ＡＰと直流電源のＭ点電位間を絶縁する高周波トランスＴｒ１は図１２に示す従来方式と同様である。本実施例では、図１２における電圧２Ｅｄに耐える高絶縁耐圧の高周波トランスＨＦＴ２が、電圧Ｅｄに耐える低絶縁耐圧の高周波トランスＴｒ２とＴｒ３に置き換えられる。
尚、図３の回路構成では、絶縁トランスの巻線を直接直列接続した回路例を示したが、各絶縁用高周波トランスＴｒ１〜Ｔｒ３を用いた回路は、半導体スイッチを用いたＡＣ／ＤＣ変換回路とＤＣ／ＡＣ変換回路と絶縁トランスとを組合せても実現可能である。構造的に配線距離が長くなる場合や周波数を変更したい場合に有効である。

図４に、本発明の第２の実施例を示す。フライングキャパシタタイプの電力変換装置で、５レベルの出力が可能な回路での実施例である。以下１相分について説明する。５レベル電力変換回路は、特開２０１２−１８２９７４号公報などで、公知であるので、詳細説明は省略する。実施例１に比べて、フライングキャパシタとしてのコンデンサＣ１ａとＣ１ｂの直列接続回路と並列に半導体スイッチ素子Ｓ５とＳ６の直列回路を接続し、半導体スイッチ素子Ｓ５とＳ６との直列回路の直列接続点と直流電源の中間点Ｍとの間に逆阻止形ＩＧＢＴＳ１１とＳ１２を逆並列接続して構成した双方向スイッチを用いている点が特徴である。

直流電源は、直流単電源ＤＰ１、ＤＰ２、ＤＮ１及びＤＮ２の直列接続回路で構成され、中間点Ｍの電位を０、各直流単電源の電圧をＥｄ、フライングキャパシタとしてのコンデンサＣ１ａとＣ１ｂとの直列回路の電圧をＥｄとすると、交流端子には５レベルの電圧を出力可能である。
第１の実施例と同様に、各ＩＧＢＴのゲート駆動回路の動作電位に応じて、図３に示す高周波トランスＴｒ２とＴｒ３の直列接続点の電位を、固定電位点としての直流単電源ＤＰ１とＤＰ２の接続点Ｅ１又は直流単電源ＤＮ１とＤＮ２の接続点Ｅ２、又はフライングキャパシタとしてのコンデンサＣ１ａとＣ１ｂの直列接続点Ｅ３とすることで、分圧化が可能となる。

図５に、直流電源の中間点Ｍの電位を０とした時の高周波トランスＴｒ２の１次−２次巻線間に印加される電圧、高周波トランスＴｒ３の１次−２次巻線間に印加される電圧、及び高周波トランスＴｒ２とＴｒ３の直列接続点（中間回路部）の電圧を示す。本回路方式の場合、１．５Ｅｄに耐えるトランス、Ｅｄに耐えるトランス及び０．５Ｅｄに耐えるトランスの３種類のトランスが必要となる。従来方式では、全てのゲート駆動回路用電源回路に２Ｅｄに耐えるトランスが必要であることと比較すれば、小型低コスト化が可能となる。

図６に、本発明の第３の実施例を示す。フライングキャパシタタイプの電力変換装置で、７レベルの出力が可能な回路での実施例である。以下１相分について説明する。７レベル電力変換回路は、特願２０１２−００４７２３で、同出願人が出願済であるので、詳細説明は省略する。主回路は、実施例２の回路構成を７レベル動作が可能なように拡張した回路構成である。直流単電源ＤＰ１〜ＤＰ３及びＤＮ１〜ＤＮ３直列接続した直流電源と並列に、半導体スイッチ素子Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄ、Ｓ２〜Ｓ５及びＳ６ａ〜Ｓ６ｄの直列回路が接続される。

さらに、半導体スイッチ素子Ｓ３とＳ４との直列回路と並列に第１のフライングキャパシタとしてのコンデンサＣ１が、半導体スイッチ素子Ｓ２〜Ｓ５の直列回路と並列に第２のフライングキャパシタとしてのコンデンサＣ２ａとＣ２ｂとの直列回路が、コンデンサＣ２ａとＣ２ｂとの直列回路と並列に半導体スイッチ素子Ｓ７〜Ｓ１０の直列回路が、半導体スイッチ素子Ｓ８とＳ９との直列回路と並列に第３のフライングキャパシタとしてのコンデンサＳ３が、半導体スイッチ素子Ｓ８とＳ９との直列接続点と直流電源の中間点Ｍとの間には逆阻止形ＩＧＢＴＳ１１とＳ１２を逆並列接続した双方向スイッチが、各々接続される。

直流電源は、直流単電源ＤＰ１〜ＤＰ３、ＤＮ１〜ＤＮ３の直列回路で構成され、中間点Ｍの電位を０、各直流単電源の電圧をＥｄ、フライングキャパシタとしてのコンデンサＣ１とＣ３の電圧を各々Ｅｄ、Ｃ２ａとＣ２ｂとの直列回路の電圧を２Ｅｄとすると、交流端子には７レベルの電圧を出力可能である。
第１及び第２の実施例と同様に、各ＩＧＢＴのゲート駆動回路の動作電位に応じて、図３に示す高周波トランスＴｒ２とＴｒ３の直列接続点の電位を、固定電位点としての直流単電源ＤＰ２とＤＰ３の接続点Ｅ１又は直流単電源ＤＮ１とＤＮ２の接続点Ｅ２、又はフライングキャパシタとしてのコンデンサＣ２ａとＣ２ｂの直列接続点Ｅ３とすることで、分圧化が可能となる。

図７に、直流電源の中間点Ｍの電位を０とした時の高周波トランスＴｒ２の１次−２次巻線間に印加される電圧、高周波トランスＴｒ３の１次−２次巻線間に印加される電圧、及び高周波トランスＴｒ２とＴｒ３との直列接続点（中間回路部）の電圧を示す。本回路方式の場合、２Ｅｄに耐えるトランス及びＥｄに耐えるトランスの２種類のトランスが必要となる。従来方式では、全てのゲート駆動回路用電源回路に３Ｅｄに耐えるトランスが必要であることと比較すれば、小型低コスト化が可能となる。

尚、本実施例では、３レベル、５レベル及び７レベル出力のフライングキャパシタ形電力変換回路について説明したが、さらにレベル数の多い電力変換回路についても、適用可能である。また、高周波トランスＴｒ２とＴｒ３との直列接続点（中間回路部）を接続する直流電源の固定電位点は直流単電源ＤＰ１とＤＰ２との直列接続点又は直流単電源ＤＮ２とＤＮ３との直列接続点としても同様の効果が得られる。
また、トランスを用いた回路の直列接続数を２個以上に増やして、各直列接続部をフライングキャパシタの中間電位点又は直流電源の固定電位点に接続しても、同様の効果が得られる。

本発明は、二つの直流単電源を直列接続した３端子の直流電源を入力としたマルチレベルの電圧を出力するフライングキャパシタ形電力変換回路を用いる高電圧の電動機駆動装置、系統連系用電力変換装置などへの適用が可能である。

ＤＰ１〜ＤＰ３、ＤＮ１〜ＤＮ３・・・直流単電源ＡＣＭ・・・モータ
ＡＰＭ・・・主交流電源ＡＰ・・・低電圧交流電源
ＲＥ・・・整流回路ＩＮＶ・・・直流−交流変換回路
ＡＣＶ・・・ＡＣ／ＡＣ変換回路
ＣＦＴ・・・商用周波数トランス
ＨＦＴ、ＨＦＴ１〜ＨＦＴ３、Ｔｒ１〜Ｔｒ３・・・高周波トランス
Ｄ・・・ダイオード
ＧＤ、ＧＤｕ〜ＧＤｗ、ＧＤｘ〜ＧＤｚ・・・ゲート駆動回路
ＣＮＴ・・・制御回路
Ｃｕ１、Ｃｕ２、Ｃｖ１、Ｃｖ２、Ｃｗ１、Ｃｗ２、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ・・・コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２ａ、Ｃ２ｂ、Ｃ３、Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｄ・・・コンデンサ
Ｓ、Ｓｕ１、Ｓｕ２、Ｓｖ１、Ｓｖ２、Ｓｗ１、Ｓｗ２・・・半導体スイッチ素子
Ｓｘ１、Ｓｘ２、Ｓｙ１、Ｓｙ２、Ｓｚ１、Ｓｚ２・・・半導体スイッチ素子
Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄ、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４ａ〜Ｓ４ｃ、Ｓ５・・・半導体スイッチ素子
Ｓ６ａ〜Ｓ６ｄ、Ｓ７〜Ｓ１０・・・半導体スイッチ素子
Ｓ１１、Ｓ１２・・・逆阻止形ＩＧＢＴ

Claims

複数個の直流単電源を直列接続して構成され３個の端子を備えた直流電源と、複数の半導体スイッチ素子と、フライングキャパシタとから構成され、前記直流電源の各端子間電圧と前記フライングキャパシタの電圧とを加算又は減算してマルチレベルの電圧を生成する、いわゆるフライングキャパシタ形電力変換回路で構成された、直流から交流，もしくは交流から直流に電力変換を行う装置に適用する前記半導体スイッチ素子を駆動するゲート駆動回路への電源供給回路であって，前記電源供給回路は電源供給のための絶縁器としてトランスを用いた回路を２個以上直列接続した回路構成とし，前記直列接続した回路の中間回路部を，前記フライングキャパシタの中間電位点，又は主回路直流部の電位が固定された固定電位点に接続することを特徴とする電力変換装置のゲート駆動電源供給回路。
請求項１に記載された電力変換装置のゲート駆動電源供給回路おいて，前記主回路直流部の固定電位点は，直流部の最高電位点と中間電位点との間の電位点，又は主回路直流部の最低電位点と中間電位点との間の電位点とすることを特徴とする電力変換装置のゲート駆動電源供給回路。
請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置のゲート駆動電源供給回路において，主回路直流部の中間電位点を基準電位点とし，前記基準電位点からゲート駆動電源供給のための絶縁器としてトランスを用いた回路を２個以上直列接続して各半導体スイッチ素子のゲート駆動回路に電源供給することを特徴とする電力変換装置のゲート駆動電源供給回路。