JP5457449B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置として、特許文献１に示すように、３レベルインバータと単相インバータとを接続したものがある。この電力変換装置は、共通の直流電源に接続され、かつ１相当たりの出力電圧として３つのレベルを出力可能なスイッチング部を３相分有する３レベルインバータと、個別の直流電源に接続され、かつ３レベルインバータの各相に対応した単相インバータとを備える。そして、３レベルインバータの出力端子を対応する単相インバータの一方の交流出力端子に接続すると共に、これらの単相インバータの他方の交流出力端子を交流電動機に接続する。

特開２０００−１６６２５１号公報

上記従来の電力変換装置は、３レベルインバータのスイッチング部の中性点をダイオードでクランプする中性点クランプ型の３レベルインバータを使用している。この構成では、３レベルインバータの１相あたり必ず２個の半導体素子に電流が流れるため、導通損失を低減するのが困難であり、電力変換効率の悪化要因となっていた。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、３レベルインバータと単相インバータとを組み合わせて構成した電力変換装置において、導通損失を低減して電力変換効率を向上させることを目的とする。

この発明による電力変換装置は、３レベルインバータと単相インバータとを備え、３レベルインバータは、第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列に接続して成り、直流電源の正負端子間に接続されたブリッジ回路と、第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点であるブリッジ回路の交流出力端子と直流電源の中間電位点との間に接続され、双方向特性を有するスイッチ回路と、直流電源の中間電位点と直流電源の正端子及び直流電源の中間電位点と直流電源の負端子との間にそれぞれ接続された平滑コンデンサとを有する。また、単相インバータは、複数の半導体スイッチング素子とコンデンサとを有して成り、上記ブリッジ回路の交流出力端子に直列接続される。また、単相インバータのコンデンサ電圧は、３レベルインバータの平滑コンデンサの電圧より小さく、単相インバータの半導体スイッチング素子の駆動周波数は、３レベルインバータの第１及び第２の半導体スイッチング素子の駆動周波数より高い。そして、電力変換装置は、３レベルインバータの出力電圧と単相インバータの出力電圧との総和を負荷に供給するものである。

この発明の電力変換装置によれば、３レベルインバータが正または負の電圧出力時に、３レベルインバータの１相あたりに電流が流れる半導体スイッチング素子数を１個にでき、導通損失を低減できる。このため、電力変換装置の電力変換効率の向上が図れ、また二酸化炭素排出量の削減や、冷却器の簡素化による低コスト化や小型化が可能となる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のＵ相部分の全体動作説明図である。 この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置のＵ相部分の全体動作説明図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示す図である。図１に示すように、電力変換装置１０は、３レベルインバータ１と単相インバータ２ａ、２ｂ、２ｃと三相フィルタ３とを備え、直流電源４からの直流電力を交流電力に変換して、三相負荷５に供給する。また、電力変換装置１０は、正極端子ＶＨ−負極端子ＶＬ間に入力された直流電圧を三相交流電圧に変換しＵ端子、Ｖ端子、Ｗ端子間に出力する直流／交流変換機能だけでなく、Ｕ端子、Ｖ端子、Ｗ端子間に入力された三相交流電圧を直流電圧に変換し正極端子ＶＨ−負極端子ＶＬ間に出力する交流／直流変換機能も有する。これら２つの機能の基本的な動作は同じであるため、交流／直流変換についての説明は省略する。

まず、３レベルインバータ１の構成について説明する。３レベルインバータ１は、その正極端子ＶＨ及び負極端子ＶＬが直流電源４の正負端子にそれぞれ接続されている。そして、３レベルインバータ１は、平滑コンデンサＣＨ及びＣＬと、Ｕ相ブリッジ回路（ＳｕＨ，ＳｕＬ）、Ｖ相ブリッジ回路（ＳｖＨ，ＳｖＬ）、Ｗ相ブリッジ回路（ＳｗＨ，ＳｗＬ）と、Ｕ相スイッチ回路（ＳｕＭＨ，ＳｕＭＬ）、Ｖ相スイッチ回路（ＳｖＭＨ，ＳｖＭＬ）、Ｗ相スイッチ回路（ＳｗＭＨ，ＳｗＭＬ）とを備える。
平滑コンデンサＣＨ、ＣＬ（以下、コンデンサＣＨ、ＣＬと称す）は直列接続され、コンデンサＣＨの高圧側端子を正極端子ＶＨに、コンデンサＣＬの低圧側端子を負極端子ＶＬにそれぞれ接続する。また、コンデンサＣＬとコンデンサＣＨとの接続点に、直流電源４の中間電位点となる中間電圧端子ＶＭを接続する。

Ｕ相ブリッジ回路（ＳｕＨ，ＳｕＬ）、Ｖ相ブリッジ回路（ＳｖＨ，ＳｖＬ）、Ｗ相ブリッジ回路（ＳｗＨ，ＳｗＬ）は、それぞれ第１の半導体スイッチング素子（ＳｕＨ，ＳｖＨ，ＳｗＨ）と、第２の半導体スイッチング素子（ＳｕＬ，ＳｖＬ，ＳｗＬ）を直列に接続したものであり、それぞれ正極端子ＶＨ−負極端子ＶＬ間に接続される。各半導体スイッチング素子ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬは、例えば、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成され、第２の半導体スイッチング素子（低圧側ＩＧＢＴ）ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬのエミッタ電極は負極端子ＶＬに、第１の半導体スイッチング素子（高圧側ＩＧＢＴ）ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨのコレクタ電極は正極端子ＶＨに接続される。また、第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子の接続点が、Ｕ相ブリッジ回路（ＳｕＨ，ＳｕＬ）、Ｖ相ブリッジ回路（ＳｖＨ，ＳｖＬ）、Ｗ相ブリッジ回路（ＳｗＨ，ＳｗＬ）の交流出力端子Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０となる。以後、半導体スイッチング素子ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬを、スイッチ素子ＳｕＨ、ＳｖＨ、ＳｗＨ、ＳｕＬ、ＳｖＬ、ＳｗＬと記載する。

Ｕ相スイッチ回路（ＳｕＭＨ，ＳｕＭＬ）、Ｖ相スイッチ回路（ＳｖＭＨ，ＳｖＭＬ）、Ｗ相スイッチ回路（ＳｗＭＨ，ＳｗＭＬ）は、Ｕ相ブリッジ回路（ＳｕＨ，ＳｕＬ）、Ｖ相ブリッジ回路（ＳｖＨ，ＳｖＬ）、Ｗ相ブリッジ回路（ＳｗＨ，ＳｗＬ）の交流出力端子Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０と中間電圧端子ＶＭとの間にそれぞれ接続される。Ｕ相スイッチ回路（ＳｕＭＨ，ＳｕＭＬ）、Ｖ相スイッチ回路（ＳｖＭＨ，ＳｖＭＬ）、Ｗ相スイッチ回路（ＳｗＭＨ，ＳｗＭＬ）は、互いに逆方向に直列接続された２個の半導体スイッチング素子から成り、双方向特性を有する。各半導体スイッチング素子ＳｕＭＨ、ＳｕＭＬ、ＳｖＭＨ、ＳｖＭＬ、ＳｗＭＨ、ＳｗＭＬは、例えば、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴで構成される。以後、半導体スイッチング素子ＳｕＭＨ、ＳｕＭＬ、ＳｖＭＨ、ＳｖＭＬ、ＳｗＭＨ、ＳｗＭＬを、スイッチ素子ＳｕＭＨ、ＳｕＭＬ、ＳｖＭＨ、ＳｖＭＬ、ＳｗＭＨ、ＳｗＭＬと記載する。

次に、各単相インバータ２ａ、２ｂ、２ｃの構成について説明する。単相インバータ２ａは、４個の半導体スイッチング素子として、例えば、ダイオードが逆並列接続されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｓｕ１〜Ｓｕ４（以下、単にスイッチ素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４と記載する）とコンデンサＣｕとを備えており、スイッチ素子Ｓｕ１とＳｕ２が直列に、スイッチ素子Ｓｕ３とＳｕ４が直列に接続されている。そして、低圧側のスイッチ素子Ｓｕ２、Ｓｕ４の各ソース電極をコンデンサＣｕの低圧側端子に、高圧側のスイッチ素子Ｓｕ１、Ｓｕ３の各ドレイン電極をコンデンサＣｕの高圧側端子に接続され、単相インバータ２ａはフルブリッジインバータを構成している。なお、Ｕ相の単相インバータ２ａのみを図示したが、Ｖ相、Ｗ相の単相インバータ２ｂ、２ｃの構成も同様である。

各単相インバータ２ａ、２ｂ、２ｃの交流出力端子の一方を、３レベルインバータ１の各交流出力端子Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０と接続し、他方の交流出力端子Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１（Ｖｖ１、Ｖｗ１は図示省略）は三相フィルタ３及びリレー６を介して、三相負荷５に接続される。
上記構成により、３レベルインバータ１の出力電圧と単相インバータ２ａ、２ｂ、２ｃの出力電圧の合計電圧が、三相交流電圧として三相負荷５に供給される。

次に、電力変換装置の動作について説明する。図２は、この発明の実施の形態１による電力変換装置のＵ相部分の全体動作説明図である。なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様であるため、説明を省略する。
図２において、Ｖｕ（ｒｅｆ）はＵ相電圧指令値、Ｇ（ＳｕＨ）はスイッチ素子ＳｕＨのゲート信号、Ｇ（ＳｕＬ）はスイッチ素子ＳｕＬのゲート信号、Ｇ（ＳｕＭＨ）はスイッチ素子ＳｕＭＨのゲート信号、Ｇ（ＳｕＭＬ）はスイッチ素子ＳｕＭＬのゲート信号、Ｖｕｍは３レベルインバータの出力電圧、Ｖｕｓ（ｒｅｆ）は単相インバータ電圧指令値、Ｖｕｓは単相インバータ出力電圧、Ｖｕ１はフィルタ通過前のＵ相出力電圧、Ｖｕはフィルタ通過後のＵ相出力電圧、ＩｕＨはスイッチ素子ＳｕＨに流れる電流、ＩｕＬはスイッチ素子ＳｕＬに流れる電流、ＩｕＭＨはスイッチ素子ＳｕＭＨに流れる電流、ＩｕＭＬはスイッチ素子ＳｕＭＬに流れる電流を示している。
３レベルインバータ１は、電力変換装置１０のＵ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）が第１の設定値Ｖｔｈｐ（＞０）よりも大きい時に、スイッチ素子ＳｕＨ及びＳｕＭＬをオン、スイッチ素子ＳｕＬ及びＳｕＭＨをオフすることで、交流出力端子Ｖｕ０−中間電圧端子ＶＭ間に正の電圧Ｖ_ＣＨを出力する。
また、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）が第２の設定値Ｖｔｈｎ（＜０）よりも小さい時に、スイッチ素子ＳｕＬ及びＳｕＭＨをオン、スイッチ素子ＳｕＨ及びＳｕＭＬをオフすることで、交流出力端子Ｖｕ０−中間電圧端子ＶＭ間に負の電圧（−Ｖ_ＣＬ）を出力する。
Ｕ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）が第２の設定値Ｖｔｈｎ〜第１の設定値Ｖｔｈｐの時は、スイッチ素子ＳｕＨ及びＳｕＬをオフすることで、交流出力端子Ｖｕ０−中間電圧端子ＶＭ間にゼロ電圧を出力する。スイッチ素子ＳｕＭＨはスイッチ素子ＳｕＨがオフした後、デッドタイムＴｄ経過後にオンし、スイッチ素子ＳｕＭＬはスイッチ素子ＳｕＬがオフした後、デッドタイムＴｄ経過後にオンする。

このように、３レベルインバータ１のＵ相の出力電圧Ｖｕｍは、電力変換装置１０のＵ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）の周波数に同期した、正の電圧Ｖ_ＣＨ、ゼロ電圧、負の電圧（−Ｖ_ＣＬ）の３種類の電圧を出力する。電力変換装置１０を力率１で運転すると、３レベルインバータ１のＵ相は、Ｕ相を流れる電流の半周期に対して、半周期内の中央時点を含む所定のパルス幅の１パルス電圧を、電流極性と同極性で出力することになる。ここで、電圧Ｖ_ＣＨはコンデンサＣＨの端子間電圧、電圧Ｖ_ＣＬはコンデンサＣＬの端子間電圧である。
第１、第２の設定値Ｖｔｈｐ、Ｖｔｈｎは、３レベルインバータ１のコンデンサ電圧Ｖ_ＣＨ、Ｖ_ＣＬや、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）、及び、単相インバータ２ａのコンデンサＣＵの電圧Ｖ_ＣＵに応じて決定される。なお、単相インバータ２ａのコンデンサＣＵの電圧Ｖ_ＣＵは、コンデンサＣＨ、ＣＬの各端子間電圧Ｖ_ＣＨ、Ｖ_ＣＬより小さい電圧とする。

単相インバータ２ａは、スイッチ素子Ｓｕ２及びＳｕ３がオン、スイッチ素子Ｓｕ１及びＳｕ４がオフすることで、単相インバータ２ａの交流出力端子間（Ｖｕ１−Ｖｕ０間）に正の電圧Ｖ_ＣＵを出力する。また、単相インバータ２ａは、スイッチ素子Ｓｕ１及びＳｕ４がオン、スイッチ素子Ｓｕ２及びＳｕ３がオフすることで、交流出力端子間（Ｖｕ１−Ｖｕ０間）に負の電圧（−Ｖ_ＣＵ）を出力する。スイッチ素子Ｓｕ１及びＳｕ３がオンでスイッチ素子Ｓｕ２及びＳｕ４がオフの時や、スイッチ素子Ｓｕ２及びＳｕ４がオンでスイッチ素子Ｓｕ１及びＳｕ３がオフの時はゼロ電圧を出力する。このように、単相インバータ２ａの出力電圧Ｖｕｓは、正の電圧Ｖ_ＣＵ、ゼロ電圧、負の電圧（−Ｖ_ＣＵ）の３種類の電圧を出力する。

単相インバータ２ａは、電力変換装置１０のＵ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）と３レベルインバータ１の出力電圧Ｖｕｍとの差電圧を補うように動作させるため、単相インバータ２ａの電圧指令値Ｖｕｓ（ｒｅｆ）は、以下の式（１）で表される。
Ｖｕｓ（ｒｅｆ）＝Ｖｕ（ｒｅｆ）−Ｖｕｍ ・・・式（１）
また、単相インバータ２ａは、電圧指令値Ｖｕｓ（ｒｅｆ）とコンデンサ電圧Ｖ_ＣＵに応じてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行い、スイッチ素子Ｓｕ１〜Ｓｕ４をスイッチング動作させることで、電圧Ｖｕｓを出力する。

そして、３レベルインバータ１のＵ相の出力電圧Ｖｕｍと単相インバータ２ａの出力電圧Ｖｕｓとの合計電圧Ｖｕ１が、三相フィルタ３に入力され、三相フィルタ３の出力として、Ｕ端子−中間電圧端子ＶＭ間には、高調波成分が除去された正弦波電圧Ｖｕが出力される。
Ｖ相、Ｗ相についても、各相の電圧指令値に応じた電圧を出力することで、電力変換装置１０のＵ端子、Ｖ端子、Ｗ端子には三相交流電圧が出力される。

次に、３レベルインバータ１内の半導体スイッチング素子に流れる電流波形について説明する。交流出力の力率は１とする。なお、この場合も、Ｕ相の半導体スイッチング素子（ＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｕＭＬ、ＳｕＭＨ）の電流波形について説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。
図２に示すように、電圧、電流極性が正である０〜π（ｔ０〜ｔ３）において、ｔ０〜ｔ１の期間と、ｔ２〜ｔ３の期間は、スイッチ素子ＳｕＨとＳｕＬが共にオフのため、スイッチ素子ＳｕＭＬのＩＧＢＴとスイッチ素子ＳｕＭＨのダイオードに電流が流れる。電流が流れる半導体スイッチング素子数は１相あたり２個となるが、電流値は小さいため、この期間の導通損失は比較的小さくなる。ｔ１〜ｔ２の期間は、スイッチ素子ＳｕＨがオンとなるため、スイッチ素子ＳｕＨのＩＧＢＴのみ電流が流れる。この期間は、電流半周期内の中央時点を含む期間であり電流値は大きくなるが、電流が流れる半導体スイッチング素子数は１相あたり１個でスイッチ素子ＳｕＨのみになるため、この期間の導通損失は最小限に抑えられる。

電圧、電流極性が負であるπ〜２π（ｔ３〜ｔ６）において、ｔ３〜ｔ４の期間と、ｔ５〜ｔ６の期間は、スイッチ素子ＳｕＨとＳｕＬが共にオフのため、スイッチ素子ＳｕＭＬのダイオードとスイッチ素子ＳｕＭＨのＩＧＢＴに電流が流れる。電流が流れる半導体スイッチング素子数は１相あたり２個となるが、電流値は小さいため、この期間の導通損失は比較的小さくなる。ｔ４〜ｔ５の期間は、スイッチ素子ＳｕＬがオンとなるため、スイッチ素子ＳｕＬのＩＧＢＴのみ電流が流れる。この期間は、電流半周期内の中央時点を含む期間であり電流値は大きくなるが、電流が流れる半導体スイッチング素子数は１相あたり１個でスイッチ素子ＳｕＬのみになるため、この期間の導通損失は最小限に抑えられる。

次に、３レベルインバータ１内の半導体スイッチング素子（ＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｕＭＬ、ＳｕＭＨ）がスイッチングする時に発生するサージ電圧について説明する。スイッチ素子ＳｕＨがスイッチングする時、寄生インダクタンスＬｕＨと電流変化率との積に比例したサージ電圧がスイッチ素子ＳｕＨに印加される。この場合の寄生インダクタンスＬｕＨは、半導体スイッチング素子３個（ＳｕＨ、ＳｕＭＨ、ＳｕＭＬ）とコンデンサＣＨ、及び、それらを接続する配線の寄生インダクタンスの総和となる。
この実施の形態では、電力変換装置１０のＵ相部分が、Ｕ相ブリッジ回路（ＳｕＨ，ＳｕＬ）と双方向特性を有するＵ相スイッチ回路（ＳｕＭＨ，ＳｕＭＬ）を備えるため、上記した従来の電力変換装置に比べてサージ電圧に寄与する配線経路が増加し、寄生インダクタンスＬｕＨが大きくなりやすい。寄生インダクタンスが大きくなると、サージ電圧を素子耐圧以下にするために電流変化率を下げる必要があり、また一般に、電流変化率を下げるとスイッチング損失が増加するものである。しかしながら、３レベルインバータ１は、電力変換装置１０のＵ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）の周波数に同期した低周波スイッチングにより電圧を出力するため、３レベルインバータ１内の半導体スイッチング素子（ＳｕＨ、ＳｕＬ、ＳｕＭＬ、ＳｕＭＨ）のスイッチング回数は少なくて済み、スイッチング損失の増大は無視できる。

以上のようにこの実施の形態では、電流値が大きい期間に３レベルインバータ１内で電流が流れる半導体スイッチング素子の数を、１相あたり１個のみにできるため、導通損失を低減でき電力変換効率を向上できる。また、電力変換効率の向上により二酸化炭素排出量の削減や、冷却器の簡素化による低コスト化や小型化が可能となる。
また、各相のスイッチ回路（ＳｕＭＨ，ＳｕＭＬ）、（ＳｖＭＨ，ＳｖＭＬ）、（ＳｗＭＨ，ＳｗＭＬ）を電流が流れる期間は、電流値が比較的小さいため、各相のスイッチ回路（ＳｕＭＨ，ＳｕＭＬ）、（ＳｖＭＨ，ＳｖＭＬ）、（ＳｗＭＨ，ＳｗＭＬ）を構成する半導体スイッチング素子に電流定格の小さな素子を使用することができ、低コスト化や小型化が可能となる。

また、単相インバータ２ａは、電力変換装置１０のＵ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）と３レベルインバータ１の出力電圧Ｖｕｍとの差電圧を補うように、ＰＷＭ制御により電圧を出力するため、電力変換装置１０の出力電圧に含まれる高調波成分が低減できる。
また、比較的大きな電圧によるスイッチング動作をする３レベルインバータ１のスイッチング回数は少ない。そして、単相インバータ２ａについては、ＰＷＭ制御により高周波スイッチングするものであるが、比較的小さな電圧によるスイッチングである。そのため、３レベルインバータ１、単相インバータ２ａの双方ともスイッチング損失の増大は抑制される。

なお、３レベルインバータ１内の半導体スイッチング素子にＩＧＢＴを用いたが、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチング素子を用いても同様の効果が得られる。

また、各相のスイッチ回路（ＳｕＭＨ，ＳｕＭＬ）、（ＳｖＭＨ，ＳｖＭＬ）、（ＳｗＭＨ，ＳｗＭＬ）は、上記実施の形態では、２つの半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）のエミッタ電極同士を接続したが、図３に示す構成としても良い。即ち、電力変換装置１０ａの３レベルインバータ１ａにおける各相のスイッチ回路（ＳｕＭＨ，ＳｕＭＬ）、（ＳｖＭＨ，ＳｖＭＬ）、（ＳｗＭＨ，ＳｗＭＬ）のように、コレクタ電極同士を接続しても良く、同様に双方向特性を有し、同様の効果が得られる。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２による電力変換装置１０ｂの回路構成を示す図である。この実施の形態２による電力変換装置１０ｂは、３レベルインバータ１ｂと単相インバータ２ａ、２ｂ、２ｃと三相フィルタ３とを備え、直流電源４からの直流電力を交流電力に変換して、三相負荷５に供給する。図４に示すように、３レベルインバータ１ｂにおける各相のスイッチ回路（ＳｕＭＡ，ＳｕＭＢ）、（ＳｖＭＡ，ＳｖＭＢ）、（ＳｗＭＡ，ＳｗＭＢ）の構成が図１で示した上記実施の形態１と異なり、その他の構成は図１と同様である。
Ｕ相スイッチ回路（ＳｕＭＡ，ＳｕＭＢ）、Ｖ相スイッチ回路（ＳｖＭＡ，ＳｖＭＢ）、Ｗ相スイッチ回路（ＳｗＭＡ，ＳｗＭＢ）は、Ｕ相ブリッジ回路（ＳｕＨ，ＳｕＬ）、Ｖ相ブリッジ回路（ＳｖＨ，ＳｖＬ）、Ｗ相ブリッジ回路（ＳｗＨ，ＳｗＬ）の交流出力端子Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０と中間電圧端子ＶＭとの間にそれぞれ接続され、双方向特性スイッチとして機能する。

Ｕ相スイッチ回路（ＳｕＭＡ，ＳｕＭＢ）の構成について以下に説明する。なお、Ｖ相スイッチ回路（ＳｖＭＡ，ＳｖＭＢ）、Ｗ相スイッチ回路（ＳｗＭＡ，ＳｗＭＢ）についても同様である。
Ｕ相スイッチ回路（ＳｕＭＡ，ＳｕＭＢ）は、２個のパワーモジュールＳｕＭＡ、ＳｕＭＢを、各低圧端子同士を接続し、各高圧端子同士を接続する。そして、２個のパワーモジュールＳｕＭＡ、ＳｕＭＢの中間端子をＵ相スイッチ回路（ＳｕＭＡ，ＳｕＭＢ）の両端子とする。各パワーモジュールＳｕＭＡ、ＳｕＭＢは、それぞれダイオードが逆並列接続された２個の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）を直列接続して、一つのパッケージに収納される。即ち、パワーモジュールＳｕＭＡは半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）であるＳｕＭ１とＳｕＭ２とを直列接続して成り、パワーモジュールＳｕＭＢは半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）であるＳｕＭ３とＳｕＭ４とを直列接続して成る。
この場合、２つのパワーモジュールＳｕＭＡ、ＳｕＭＢは、低圧側ＩＧＢＴ（ＳｕＭ２、ＳｕＭ４）のエミッタ電極同士を接続し、高圧側ＩＧＢＴ（ＳｕＭ１、ＳｕＭ３）のコレクタ電極同士を接続する。また、スイッチ素子ＳｕＭ１とＳｕＭ２の接続点（中間端子）であるＵ相スイッチ回路（ＳｕＭＡ，ＳｕＭＢ）の一方の端子と中間電圧端子ＶＭとを接続し、スイッチ素子ＳｕＭ３とＳｕＭ４の接続点（中間端子）であるＵ相スイッチ回路（ＳｕＭＡ，ＳｕＭＢ）の他方の端子と３レベルインバータ１ｂのＵ相出力端子Ｖｕ０とを接続する。

次に、動作について説明する。図５は、この発明の実施の形態２による電力変換装置のＵ相部分の全体動作説明図である。なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様であるため、説明を省略する。
図５において、Ｖｕ（ｒｅｆ）はＵ相電圧指令値、Ｇ（ＳｕＨ）はスイッチ素子ＳｕＨのゲート信号、Ｇ（ＳｕＬ）はスイッチ素子ＳｕＬのゲート信号、Ｇ（ＳｕＭ１，ＳｕＭ４）はスイッチ素子ＳｕＭ１とＳｕＭ４のゲート信号、Ｇ（ＳｕＭ２，ＳｕＭ３）はスイッチ素子ＳｕＭ２とＳｕＭ３のゲート信号、Ｖｕｍは３レベルインバータの出力電圧、Ｖｕｓ（ｒｅｆ）は単相インバータ電圧指令値、Ｖｕｓは単相インバータ出力電圧、Ｖｕ１はフィルタ通過前のＵ相出力電圧、Ｖｕはフィルタ通過後のＵ相出力電圧、ＩｕＨはスイッチ素子ＳｕＨに流れる電流、ＩｕＬはスイッチ素子ＳｕＬに流れる電流、ＩｕＭＨはスイッチ素子ＳｕＭ１とＳｕＭ４に流れる電流、ＩｕＭＬはスイッチ素子ＳｕＭ２とＳｕＭ３に流れる電流を示している。
３レベルインバータ１ｂは、電力変換装置１０ｂのＵ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）が第１の設定値Ｖｔｈｐ（＞０）よりも大きい時に、スイッチ素子ＳｕＨ，ＳｕＭ２，ＳｕＭ３をオンし、スイッチ素子ＳｕＬ，ＳｕＭ１，ＳｕＭ４をオフすることで、交流出力端子Ｖｕ０−中間電圧端子ＶＭ間に正の電圧Ｖ_ＣＨを出力する。
また、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）が第２の設定値Ｖｔｈｎ（＜０）よりも小さい時に、スイッチ素子ＳｕＬ，ＳｕＭ１，ＳｕＭ４をオンし、スイッチ素子ＳｕＨ，ＳｕＭ２，ＳｕＭ３をオフすることで、交流出力端子Ｖｕ０−中間電圧端子ＶＭ間に負の電圧（−Ｖ_ＣＬ）を出力する。Ｕ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）が第２の設定値Ｖｔｈｎ〜第１の設定値Ｖｔｈｐの時は、スイッチ素子ＳｕＨとＳｕＬをオフすることで、交流出力端子Ｖｕ０−中間電圧端子ＶＭ間にゼロ電圧を出力する。スイッチ素子ＳｕＭ１とＳｕＭ４は、スイッチ素子ＳｕＨがオフした後、デッドタイムＴｄ経過後にオンし、スイッチ素子ＳｕＭ２とＳｕＭ３は、スイッチ素子ＳｕＬがオフした後、デッドタイムＴｄ経過後にオンする。
なお、第１、第２の設定値Ｖｔｈｐ、Ｖｔｈｎの生成方法、及び、単相インバータ２ａの動作方法は実施の形態１と同じである。

この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、３レベルインバータ１ｂのＵ相の出力電圧Ｖｕｍは、電力変換装置１０ｂのＵ相電圧指令値Ｖｕ（ｒｅｆ）の周波数に同期した、正の電圧Ｖ_ＣＨ、ゼロ電圧、負の電圧（−Ｖ_ＣＬ）の３種類の電圧を出力する。電力変換装置１０ｂを力率１で運転すると、３レベルインバータ１ｂのＵ相は、Ｕ相を流れる電流の半周期に対して、半周期内の中央時点を含む所定のパルス幅の１パルス電圧を、電流極性と同極性で出力することになる。この１パルス電圧の出力期間は、電流値は大きくなるが、電流が流れる半導体スイッチング素子数は１相あたり１個のみになるため導通損失を最小限に抑えられる。
また、スイッチ素子ＳｕＨとＳｕＬが共にオフの期間は、スイッチ素子ＳｕＭ１とＳｕＭ３の電流経路と、スイッチ素子ＳｕＭ２とＳｕＭ４の電流経路の２つの電流経路に分かれて電流が流れる。電流が流れる半導体スイッチング素子数は１相あたり４個となるが、電流値が比較的小さい期間であり、また各半導体スイッチング素子を流れる電流値は上記実施の形態１の半分となり、この期間の導通損失は上記実施の形態１と同様に比較的小さい。

以上のように、この実施の形態においても上記実施の形態１と同様の効果が得られる。また、流通量や品種が豊富な、一般的な２素子入りのパワーモジュールを２個用いて各相のスイッチ回路（ＳｕＭＡ，ＳｕＭＢ）、（ＳｖＭＡ，ＳｖＭＢ）、（ＳｗＭＡ，ＳｗＭＢ）を構成することで、低コストで高効率な電力変換装置を容易に構成することが可能となる。

なお、上記実施の形態１、２では、各相毎に１つの単相インバータ２ａ、２ｂ、２ｃを備えるものとしたが、各相毎に複数の単相インバータを３レベルインバータ１（１ａ、１ｂ）に直列接続しても良い。

また、３レベルインバータ１（１ａ、１ｂ）は、電流半周期に対して１パルス電圧を出力するものとしたが、１パルス電圧の両側に、当該１パルス電圧に連続してＰＷＭ制御による電圧を出力させても良い。これにより、単相インバータ２ａ、２ｂ、２ｃの直流電圧を低減することができる。

また、上記各実施の形態では、電力変換装置１０、１０ａ、１０ｂを三相電力変換装置として説明したが、単相あるいは、その他の複数相であっても良い。

Claims (8)

1. 第１及び第２の半導体スイッチング素子を直列に接続して成り、直流電源の正負端子間に接続されたブリッジ回路と、上記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点である上記ブリッジ回路の交流出力端子と上記直流電源の中間電位点との間に接続され、双方向特性を有するスイッチ回路と、上記直流電源の中間電位点と上記直流電源の正端子及び上記直流電源の中間電位点と上記直流電源の負端子との間にそれぞれ接続された平滑コンデンサを有する３レベルインバータと、
   複数の半導体スイッチング素子とコンデンサとを有して成り、上記ブリッジ回路の交流出力端子に直列接続された単相インバータとを備え、
   上記単相インバータのコンデンサの電圧は、上記３レベルインバータの平滑コンデンサの電圧より小さく、
   上記単相インバータの半導体スイッチング素子の駆動周波数は、上記３レベルインバータの第１及び第２の半導体スイッチング素子の駆動周波数より高く、
   上記３レベルインバータの出力電圧と上記単相インバータの出力電圧との総和を負荷に供給する電力変換装置。
2. 上記３レベルインバータは、電流半周期に対して１パルス電圧を出力し、かつ、上記単相インバータのコンデンサの電圧に応じて上記１パルス電圧のパルス幅を調整して電圧を出力する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 双方向特性を有する上記スイッチ回路は、互いに逆方向に直列接続された２個の半導体スイッチング素子である請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
4. 双方向特性を有する上記スイッチ回路は、それぞれ複数個の半導体スイッチング素子を直列接続した２個のパワーモジュールを、当該各パワーモジュールの低圧端子同士、高圧端子同士を接続し、当該各パワーモジュールの２つの中間端子を上記スイッチ回路の両端子とした請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
5. 上記３レベルインバータは、電流半周期に対して、当該電流半周期内の中央時点を含む所定のパルス幅の１パルス電圧を、電流極性と同極性で出力する請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 上記３レベルインバータは、電流半周期に対して、上記１パルス電圧のパルス両側にＰＷＭ制御による電圧を出力する請求項２から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 上記３レベルインバータは、上記負荷への電圧指令の絶対値が所定値を超える期間で、上記１パルス電圧を出力する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記単相インバータは、上記負荷への電圧指令と上記３レベルインバータの出力電圧との差電圧を補うようにＰＷＭ制御による電圧を出力する請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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