KR101972240B1

KR101972240B1 - 인버터

Info

Publication number: KR101972240B1
Application number: KR1020177008034A
Authority: KR
Inventors: 케이스케 오오니시; 마사히로 키노시타; 키미유키 코야나기
Original assignee: 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤
Priority date: 2014-08-29
Filing date: 2014-08-29
Publication date: 2019-04-24
Also published as: US20170237359A1; JP6239772B2; CN106605360B; CA2959451C; JPWO2016031037A1; KR20170047318A; CA2959451A1; WO2016031037A1; CN106605360A; US10038392B2

Abstract

인버터는, 제1의 입력 단자(T1) 및 출력 단자(T4) 사이에 접속된 제1의 트랜지스터(Q1)와, 출력 단자(T4) 및 제2의 입력 단자(T2) 사이에 접속된 제2의 트랜지스터(Q2)와, 각각 제1 및 제2의 트랜지스터(Q1, Q2)에 역병렬로 접속된 제1 및 제2의 다이오드(D1, D2)와, 제3의 입력 단자(T3) 및 출력 단자(T4) 사이에 접속되고, 제3 및 제4의 트랜지스터(Q3, Q4)와 제3 및 제4의 다이오드(D3, D4)를 포함하는 쌍방향 스위치를 구비한다. 제1 및 제2의 트랜지스터(Q1, Q2)와 제3 및 제4의 다이오드(D3, D4)는 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되고, 제3 및 제4의 트랜지스터(Q3, Q4)와 제1 및 제2의 다이오드(D1, D2)는 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성되어 있다.

Description

인버터{INVERTER}

본 발명은 인버터에 관한 것으로, 특히, 제1∼제3의 직류 전압을 3레벨의 교류 전압으로 변환하는 인버터에 관한 것이다.

특개2011-78296호 공보(특허 문헌 1)에는, 4개의 트랜지스터와 4개의 다이오드를 구비하고, 고전압, 저전압, 및 중간전압을 3레벨의 교류 전압으로 변환하는 인버터가 개시되어 있다. 이 인버터에서는, 4개의 다이오드 중의 역회복 동작하는 2개의 다이오드를 와이드 밴드 갭 반도체로 형성함에 의해, 리커버리 손실의 저감화가 도모되어 있다. 또한, 역회복 동작하지 않는 2개의 다이오드를 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성함에 의해, 저비용화가 도모되어 있다.

특허 문헌 1 : 일본국 특개2011-78296호 공보

그러나, 종래의 인버터에서는, 4개의 트랜지스터는 동종의 반도체로 형성되어 있었기 때문에, 아직 손실이 크고, 고비용이었다.

그러므로, 본 발명의 주된 목적은, 저손실이며 저비용의 인버터를 제공하는 것이다.

본 발명에 관한 인버터는, 각각 제1∼제3의 입력 단자에 주어지는 제1∼제3의 직류 전압을 3레벨의 교류 전압으로 변환하여 출력 단자에 출력하는 인버터로서, 제1 및 제2의 전극이 각각 제1의 입력 단자 및 출력 단자에 접속된 제1의 트랜지스터와, 제1 및 제2의 전극이 각각 출력 단자 및 제2의 입력 단자에 접속된 제2의 트랜지스터와, 각각 제1 및 제2의 트랜지스터에 역병렬로 접속된 제1 및 제2의 다이오드와, 제3의 입력 단자 및 출력 단자 사이에 접속된 쌍방향 스위치를 구비한 것이다. 제1의 직류 전압은 제2의 직류 전압보다도 높고, 제3의 직류 전압은 제1 및 제2의 직류 전압의 중간전압이다. 쌍방향 스위치는, 제3 및 제4의 트랜지스터와 제3 및 제4의 다이오드를 포함한다. 제1의 트랜지스터, 제2의 트랜지스터, 제3의 다이오드, 및 제4의 다이오드의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되고, 제3의 트랜지스터, 제4의 트랜지스터, 제1의 다이오드, 및 제2의 다이오드의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성되어 있다.

본 발명에 관한 인버터에서는, 전류를 스위칭하는 제1 및 제2의 트랜지스터와 역회복 동작하는 제3 및 제4의 다이오드를 와이드 밴드 갭 반도체로 형성하였기 때문에, 스위칭 손실 및 리커버리 손실의 저감화를 도모할 수 있다. 또한, 전류를 스위칭 하지 않는 제3 및 제4의 트랜지스터와 역회복 동작하지 않는 제1 및 제2의 다이오드를 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성하였기 때문에, 저비용화를 도모할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시의 형태 1에 의한 인버터의 구성을 도시하는 회로 블록도.
도 2는 도 1에 도시한 4개의 트랜지스터를 제어하는 4개의 PWM 신호의 파형을 도시하는 타임 차트.
도 3은 도 1에 도시한 인버터에 흐르는 전류를 설명하기 위한 회로도.
도 4는 도 1에 도시한 인버터에 흐르는 전류를 도시하는 타임 차트.
도 5는 도 1에 도시한 2종류의 트랜지스터의 스위칭 손실을 설명하기 위한 타임 차트.
도 6은 도 1에 도시한 인버터에 포함되는 반도체 모듈의 구성을 도시하는 블록도.
도 7은 도 1에 도시한 인버터를 구비한 무정전 전원 장치의 구성을 도시하는 회로 블록도.
도 8은 실시의 형태 1의 변경례를 도시하는 회로 블록도.
도 9는 실시의 형태 1의 다른 변경례를 도시하는 회로 블록도.
도 10은 실시의 형태 1의 또 다른 변경례를 도시하는 회로 블록도.
도 11은 본 발명의 실시의 형태 2에 의한 인버터의 구성을 도시하는 회로 블록도.
도 12는 본 발명의 실시의 형태 3에 의한 인버터의 구성을 도시하는 회로 블록도.

[실시의 형태 1]

도 1은, 본 발명의 실시의 형태 1에 의한 인버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다. 도 1에서, 이 인버터는, 입력 단자(T1∼T3), 출력 단자(T4), 트랜지스터(Q1∼Q4), 및 다이오드(D1∼D4)를 구비한다.

입력 단자(T1, T3)에는, 각각 직류 전원(PS1)의 정극 및 부극이 접속된다. 입력 단자(T3, T2)에는, 각각 직류 전원(PS2)의 정극 및 부극이 접속된다. 직류 전원(PS1, PS2)의 각각은 직류 전압을 출력한다. 직류 전원(PS1)의 출력 전압과 직류 전원(PS2)의 출력 전압은 동등하다. 따라서 입력 단자(T1, T2, T3)에는, 각각 직류 전압(V1, V2, V3)이 인가되고, V1>V3>V2가 되고, V3=(V1+V2)/2가 된다. 이 인버터는, 입력 단자(T1∼T3)에 인가된 직류 전압(V1∼V3)을 3레벨의 교류 전압(V4)으로 변환하여 출력 단자(T4)에 출력하는 것이다. 또한, 입력 단자(T3)를 접지하면, 직류 전압(V1∼V3)은 각각 정전압, 부전압, 및 0V가 된다.

트랜지스터(Q1, Q2)의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC(실리콘카바이드)를 사용하여 형성된 N채널 MOS 트랜지스터이다. 트랜지스터(Q1, Q2)의 각각의 정격전류는, 예를 들면 600A이고, 트랜지스터(Q3, Q4) 및 다이오드(D1∼D4)의 각각의 정격전류보다도 크다.

트랜지스터(Q3, Q4)의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si(실리콘)를 사용하여 형성된 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor : 절연 게이트형 바이폴러·트랜지스터)이다. 트랜지스터(Q3, Q4)의 각각의 정격전류는, 예를 들면 450A이다.

다이오드(D1, D2)의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si(실리콘)를 사용하여 형성되어 있다. 다이오드(D1, D2)의 각각의 정격전류는, 예를 들면 300A이다.

다이오드(D3, D4)의 각각은, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC(실리콘카바이드)를 사용하여 형성된 쇼트 키 배리어 다이오드이다. 다이오드(D3, D4)의 각각의 정격전류는, 예를 들면 500A이다.

이와 같이 트랜지스터(Q1, Q2)의 사양과 트랜지스터(Q3, Q4)의 사양이 다르고, 다이오드(D1, D2)의 사양과 다이오드(D3, D4)의 사양이 다른 이유에 관해서는 후술한다.

트랜지스터(Q1)의 드레인(제1의 전극)은 입력 단자(T1)에 접속되고, 그 소스(제2의 전극)는 출력 단자(T4)에 접속된다. 다이오드(D1)의 애노드는 출력 단자(T4)에 접속되고, 그 캐소드는 입력 단자(T1)에 접속되어 있다.

트랜지스터(Q2)의 드레인은 출력 단자(T4)에 접속되고, 그 소스는 입력 단자(T2)에 접속된다. 다이오드(D2)의 애노드는 입력 단자(T2)에 접속되고, 그 캐소드는 출력 단자(T4)에 접속되어 있다. 즉, 다이오드(D1, D2)는, 각각 트랜지스터(Q1, Q2)에 역병렬로 접속되어 있다.

트랜지스터(Q3, Q4)의 컬렉터(제1의 전극)는 서로 접속되고, 트랜지스터(Q3, Q4)의 이미터(제2의 전극)는 각각 입력 단자(T3) 및 출력 단자(T4)에 접속된다. 다이오드(D3, D4)의 캐소드는 모두 트랜지스터(Q3, Q4)의 컬렉터에 접속되고, 그들의 애노드는 각각 입력 단자(T3) 및 출력 단자(T4)에 접속되어 있다. 즉, 다이오드(D3, D4)는, 각각 트랜지스터(Q3, Q4)에 역병렬로 접속되어 있다. 트랜지스터(Q3, Q4) 및 다이오드(D3, D4)는, 쌍방향 스위치를 구성한다.

다음에, 이 인버터의 동작에 관해 설명한다. 트랜지스터(Q1∼Q4)의 게이트에는, 각각 PWM 신호(φ1∼φ4)가 주어진다. 도 2(a)∼(e)는 PWM 신호(φ1∼φ4)의 작성 방법 및 파형을 도시하는 도면이다. 특히, 도 2(a)는 정현파 지령치 신호(CM), 정측 삼각파 캐리어 신호(CA1), 및 부측 삼각파 캐리어 신호(CA2)의 파형을 도시하고, 도 2(b)∼(e)는 각각 PWM 신호(φ1, φ4, φ3, φ2)의 파형을 도시하고 있다.

도 2(a)∼(e)에서, 정현파 지령치 신호(CM)의 주파수는, 예를 들면 상용 주파수이다. 캐리어 신호(CA1, CA2)의 주기 및 위상은 같다. 캐리어 신호(CA1, CA2)의 주기는, 정현파 지령치 신호(CM)의 주기보다도 충분히 작다.

정현파 지령치 신호(CM)의 레벨과 정측 삼각파 캐리어 신호(CA1)의 레벨의 고저가 비교된다. 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 정측 삼각파 캐리어 신호(CA1)의 레벨보다도 높은 경우는, PWM 신호(φ1, φ3)가 각각 「H」레벨 및 「L」레벨이 된다. 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 정측 삼각파 캐리어 신호(CA1)의 레벨보다도 낮은 경우는, PWM 신호(φ1, φ3)가 각각 「L」레벨 및 「H」레벨이 된다.

따라서 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 정인 기간에서는, PWM 신호(φ1과 φ3)가 캐리어 신호(CA1)에 동기하여 교대로 「H」레벨이 되고, 트랜지스터(Q1과 Q3)가 교대로 온 된다. 또한, 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 부인 기간에서는, PWM 신호(φ1, φ3)는 각각 「L」레벨 및 「H」레벨로 고정되고, 트랜지스터(Q1)가 오프 상태로 고정됨과 함께 트랜지스터(Q3)가 온 상태로 고정된다.

정현파 지령치 신호(CM)의 레벨과 부측 삼각파 캐리어 신호(CA2)의 레벨의 고저가 비교된다. 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 부측 삼각파 캐리어 신호(CA2)의 레벨보다도 높은 경우는, PWM 신호(φ2, φ4)가 각각 「L」레벨 및 「H」레벨이 된다. 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 부측 삼각파 캐리어 신호(CA2)의 레벨보다도 낮은 경우는, PWM 신호(φ2, φ4)가 각각 「H」레벨 및 「L」레벨이 된다.

따라서 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 정인 기간에서는, PWM 신호(φ2, φ4)는 각각 「L」레벨 및 「H」레벨로 고정되고, 트랜지스터(Q2)가 오프 상태로 고정됨과 함께 트랜지스터(Q4)가 온 상태로 고정된다. 또한, 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 부인 기간에서는, PWM 신호(φ2와 φ4)가 캐리어 신호(CA2)에 동기하여 교대로 「H」레벨이 되고, 트랜지스터(Q2와 Q4)가 교대로 온 된다.

PWM 신호가 1주기 내에서 「H」레벨이 되는 시간과, PWM 신호의 1주기의 시간과의 비는 듀티비라고 불린다. PWM 신호(φ1)의 듀티비는, 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 정인 기간에서는, 정현파 지령치 신호(CM)의 정의 피크(90도) 부근에서 최대가 되고, 피크로부터 벗어남에 따라 감소하고, 0도 부근과 180도 부근에서 0이 된다. PWM 신호(φ1)의 듀티비는, 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 부인 기간에서는 0으로 고정된다. PWM 신호(φ3)는, PWM 신호(φ1)의 상보(相補) 신호이다.

PWM 신호(φ2)의 듀티비는, 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 정인 기간에서는 0으로 고정된다. PWM 신호(φ2)의 듀티비는, 정현파 지령치 신호(CM)의 부의 피크(270도) 부근에서 최대가 되고, 피크로부터 벗어남에 따라 감소하고, 180도 부근과 360도 부근에서 0이 된다. PWM 신호(φ4)는, PWM 신호(φ2)의 상보 신호이다.

다음에, 인버터의 동작시에 트랜지스터(Q1∼Q4) 및 다이오드(D1∼D4)의 각각에 흐르는 전류에 관해 설명한다. 도 3에 도시하는 바와 같이, 입력 단자(T1)로부터 출력 단자(T4)에 흐르는 전류를 I1로 하고, 출력 단자(T4)로부터 입력 단자(T2)에 흐르는 전류를 I2로 하고, 입력 단자(T3)로부터 출력 단자(T4)에 흐르는 전류를 I3으로 하고, 출력 단자(T4)로부터 입력 단자(T3)에 흐르는 전류를 I4로 한다.

도 4(a)∼(i)는, 인버터의 동작을 도시하는 타임 차트이다. 특히, 도 4(a)는 정현파 지령치 신호(CM), 정측 삼각파 캐리어 신호(CA1), 및 부측 삼각파 캐리어 신호(CA2)의 파형을 도시하고, 도 4(b) (d) (f) (h)는 각각 PWM 신호(φ1, φ4, φ3, φ2)의 파형을 도시하고, 도 4(c) (e) (g) (i)는 각각 전류(I1, I4, I3, I2)의 파형을 도시하고 있다. 전류(I1∼I4) 중의 정의 전류는 트랜지스터(Q)에 흐르는 전류를 나타내고, 부의 전류는 다이오드(D)에 흐르는 전류를 나타내고 있다. 또한, 역률이 1.0인 경우가 나타나고 있다.

도 4(a∼i)에서, 정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 정인 기간에서는, PWM 신호(φ4, φ2)가 각각 「H」레벨 및 「L」레벨로 고정되고, PWM 신호(φ1과 φ3)가 교대로 「H」레벨이 된다. 따라서 트랜지스터(Q4, Q2)가 각각 온 상태 및 오프 상태로 고정되고, 트랜지스터(Q1과 Q3)가 교대로 온 되고, 출력 단자(T4)에 직류 전압(V1과 V3)이 교대로 나타난다.

이 기간에서는, 트랜지스터(Q1)가 온 된 때에 트랜지스터(Q1)의 온(on) 시간에 응한 레벨의 전류(I1)가 흐르고, 트랜지스터(Q1)가 오프 된 때에 다이오드(D3) 및 트랜지스터(Q4)의 경로로 전류(I1)를 보완하는 레벨의 전류(I3)이 흐른다.

트랜지스터(Q2)는 오프 상태로 고정되어 있기 때문에, 트랜지스터(Q2)에 전류는 흐르지 않아, 트랜지스터(Q2)에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 트랜지스터(Q3)는 온/오프 되는데, 다이오드(D3)에 전류가 흐르고, 트랜지스터(Q3)에 전류는 흐르지 않기 때문에, 트랜지스터(Q3)에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 트랜지스터(Q4)는 온 상태로 고정되기 때문에, 트랜지스터(Q4)에 전류가 흐르는데, 트랜지스터(Q4)에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 따라서 이 기간에서는, 트랜지스터(Q1∼Q4) 중에서 트랜지스터(Q1)에 흐르는 전류의 실효치가 가장 커지고, 트랜지스터(Q1)에서의 스위칭 손실이 가장 커진다.

트랜지스터(Q1)가 오프 상태로부터 온 상태로 변화할 때마다 다이오드(D3)에 역바이어스 전압이 인가되고, 다이오드(D3)가 역회복 동작을 한다. 이 기간에서는, 다른 다이오드(D1, D2, D4)에 전류는 흐르지 않는다.

정현파 지령치 신호(CM)의 레벨이 부인 기간에서는, PWM 신호(φ3, φ1)가 각각 「H」레벨 및 「L」레벨로 고정되고, PWM 신호(φ2와 φ4)가 교대로 「H」레벨이 된다. 따라서 트랜지스터(Q3, Q1)가 각각 온 상태 및 오프 상태로 고정되고, 트랜지스터(Q2와 Q4)가 교대로 온 되고, 출력 단자(T4)에 직류 전압(V2와 V3)이 교대로 나타난다.

이 기간에서는, 트랜지스터(Q2)가 온 된 때에 트랜지스터(Q2)의 온(on) 시간에 응한 레벨의 전류(I2)가 흐르고, 트랜지스터(Q2)가 오프 된 때에 다이오드(D4) 및 트랜지스터(Q3)의 경로로 전류(I3)이 흐른다.

트랜지스터(Q1)는 오프 상태로 고정되어 있기 때문에, 트랜지스터(Q1)에 전류는 흐르지 않아, 트랜지스터(Q1)에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 트랜지스터(Q4)는 온/오프 되는데, 다이오드(D4)에 전류가 흐르고, 트랜지스터(Q4)에 전류는 흐르지 않기 때문에, 트랜지스터(Q4)에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 트랜지스터(Q3)는 온 상태로 고정되기 때문에, 트랜지스터(Q3)에 전류가 흐르는데, 트랜지스터(Q3)에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다. 따라서 이 기간에서는, 트랜지스터(Q1∼Q4) 중에서 트랜지스터(Q2)에 흐르는 전류의 실효치가 가장 커지고, 트랜지스터(Q2)에서의 스위칭 손실이 가장 커진다.

또한, 트랜지스터(Q2)가 오프 상태로부터 온 상태로 변화할 때마다 다이오드(D4)에 역바이어스 전압이 인가되고, 다이오드(D4)가 역회복 동작을 한다. 또한, 이 기간에서는, 다른 다이오드(D1, D2, D3)에 전류는 흐르지 않는다.

정리하면, 트랜지스터(Q1, Q2)에는 큰 전류가 흐르고, 트랜지스터(Q1, Q2)에서의 스위칭 손실이 발생한다. 트랜지스터(Q3, Q4)에는 트랜지스터(Q1, Q2)보다도 작은 전류가 흐르고, 트랜지스터(Q3, Q4)에서 스위칭 손실은 발생하지 않는다.

이 때문에 상기한 바와 같이, 트랜지스터(Q1, Q2)로서, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC를 사용하여 형성되고, 정격전류가 큰 값(예를 들면 600A)의 N채널 MOS 트랜지스터를 사용함에 의해, 스위칭 손실의 저감화를 도모하고 있다. 또한, 트랜지스터(Q3, Q4)로서는, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si를 사용하여 형성되고, 정격전류가 작은 값(예를 들면 450A)의 IGBT를 사용하여, 저비용화를 도모하고 있다.

다이오드(D3, D4)에는 트랜지스터(Q3, Q4)와 같은 정도의 전류가 흐르고, 다이오드(D3, D4)는 역회복 동작을 한다. 다이오드(D1, D2)에는 전류는 흐르지 않는다. 또한, 다이오드(D1, D2)는, 주지하는 바와 같이, 부하로서 인덕터가 사용된 경우에, 인덕터에서 발생한 전압으로부터 트랜지스터(Q1, Q2)를 보호하기 위해 마련되어 있다.

이 때문에 상기한 바와 같이, 다이오드(D3, D4)로서, 와이드 밴드 갭 반도체인 SiC를 사용하여 형성되고, 정격전류가 트랜지스터(Q3, Q4)와 같은 정도의 값(예를 들면 500A)의 쇼트 키 배리어 다이오드를 사용함에 의해, 역회복 동작시에 있어서의 리커버리 손실의 저감화를 도모하고 있다. 다이오드(D1, D2)로서는, 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체인 Si를 사용하여 형성되고, 정격전류가 작은 값(예를 들면 300A)의 다이오드를 사용하여, 저비용화를 도모하고 있다.

도 5(a)는 Si를 사용하여 형성된 N채널 MOS 트랜지스터(Si 트랜지스터라고 칭한다)의 스위칭 동작을 도시하는 타임 차트이고, 도 5(b)는 SiC를 사용하여 형성된 N채널 MOS 트랜지스터(SiC 트랜지스터라고 칭한다)의 스위칭 동작을 도시하는 타임 차트이다.

도 5(a)(b)에서, 초기 상태에서는 게이트 신호(도시 생략)가 「H」레벨이 되고 트랜지스터가 온 하여, 트랜지스터에 일정한 전류(I)가 흐르고, 드레인-소스 사이 전압(Vds)은 0V인 것으로 한다. 어느 시각에서 게이트 신호를 「H」레벨로부터 「L」레벨로 하강시켜 트랜지스터를 오프 시키면, 전류(I)가 감소하고, 전압(Vds)이 증대한다.

도 5(a) (b)로부터 알 수 있는 바와 같이, Si 트랜지스터에서 전류(I)가 하강을 시작하고 나서 0A가 될 때까지의 시간(Ta)은, SiC 트랜지스터에서 전류(I)가 하강을 시작하고 나서 0A가 될 때까지의 시간(Tb)보다도 길어진다. Si 트랜지스터에서는, 전류(I)가 어느 값까지는 빨리 저하되지만, 그 값으로부터 0A가 될 때까지의 시간이 길게 걸린다. 어느 값으로부터 0A가 될 때까지에 흐르는 전류는 테일 전류라고 불린다.

이에 대해, SiC 트랜지스터에서는, 전류(I)는 신속하게 저하되고, 약간의 오버슈트가 발생한다. 트랜지스터의 스위칭 손실은, 전류(I)와 전압(Vds)의 곱이고, 도면 중의 사선을 그은 부분의 면적에 대응한다. 따라서 SiC 트랜지스터의 스위칭 손실은, Si 트랜지스터의 스위칭 손실보다도 작다.

도 6은, 도 1에 도시한 인버터의 외관을 도시하는 도면이다. 도 6에서, 인버터는, 하나의 반도체 모듈(M1)을 구비한다. 반도체 모듈(M1)의 내부에는, 트랜지스터(Q1∼Q4)와 다이오드(D1∼D4)가 마련되어 있다. 반도체 모듈(M1)의 외부에는, 입력 단자(T1∼T3)와 출력 단자(T4)가 마련되어 있다. 또한, 반도체 모듈(M1)의 외부에는, 트랜지스터(Q1∼Q4)의 게이트에 PWM 신호(φ1∼φ4)를 주기 위한 4개의 신호 단자가 마련되어 있지만, 도면의 간단화를 위해, 4개의 신호 단자의 도시는 생략되어 있다.

도 7은, 도 1에 도시한 인버터를 구비한 무정전 전원 장치의 구성을 도시하는 회로 블록도이다. 도 7에서, 무정전 전원 장치는, 입력 필터(1), 컨버터(2), 직류 정모선(正母線)(L1), 직류 부모선(L2), 직류 중성점 모선(L3), 콘덴서(C1, C2), 인버터(3), 출력 필터(4), 및 제어 장치(5)를 구비한다.

입력 필터(1)는, 저역 통과 필터이고, 상용 교류 전원(10)으로부터의 상용 주파수의 교류 전력을 컨버터(2)에 통과시킴과 함께, 컨버터(2)에서 발생한 캐리어 주파수의 신호가 상용 교류 전원(10)측으로 통과하는 것을 방지한다.

직류 정모선(L1), 직류 부모선(L2), 및 직류 중성점 모선(L3)의 일방단은 컨버터(2)에 접속되고, 그들의 타방단은 각각 인버터(3)의 입력 단자(T1∼T3)에 접속된다. 콘덴서(C1)는 모선(L1, L3) 사이에 접속되고, 콘덴서(C2)는 모선(L3, L2) 사이에 접속된다. 모선(L1, L3)은 각각 배터리(B1)의 정극 및 부극에 접속되고, 모선(L3, L2)은 각각 배터리(B2)의 정극 및 부극에 접속된다.

컨버터(2)는, 상용 교류 전원(10)으로부터 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상시는, 상용 교류 전원(10)으로부터 입력 필터(1)를 통하여 공급되는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 그 직류 전력을 배터리(B1, B2)의 각각에 공급함과 함께, 인버터(3)에 공급한다. 배터리(B1, B2)의 각각은, 직류 전력을 축적한다.

환언하면, 컨버터(2)는, 제어 장치(5)로부터 주어지는 PWM 신호에 의해 제어되어, 상용 교류 전원(10)으로부터 입력 필터(1)를 통하여 공급되는 교류 전압에 의거하여 직류 전압(V1∼V3)을 생성하고, 생성한 직류 전압(V1∼V3)을 각각 직류 정모선(L1), 직류 부모선(L2), 및 직류 중성점 모선(L3)에 준다. 또한, 입력 단자(T3)를 접지하면, 직류 전압(V1∼V3)은 각각 정전압, 0V, 부전압이 된다. 직류 전압(V1∼V3)은, 콘덴서(C1, C2)에 의해 평활화된다. 직류 전압(V1∼V3)은, 배터리(B1, B2)와 인버터(3)에 공급된다. 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전시는, 컨버터(2)는 정지된다.

인버터(3)는, 도 1에서 도시한 바와 같이, 입력 단자(T1∼T3), 출력 단자(T4), 트랜지스터(Q1∼Q4), 및 다이오드(D1∼D4)를 포함하고, 제어 장치(5)로부터의 PWM 신호(φ1∼φ4)에 의해 제어된다.

인버터(3)는, 상용 교류 전원(10)으로부터 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상시는, 컨버터(2)에서 생성된 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전시는, 배터리(B1, B2)의 직류 전력을 교류 전력으로 변환한다.

환언하면, 인버터(3)는, 통상시는 컨버터(2)로부터 모선(L1∼L3)을 통하여 공급되는 직류 전압(V1∼V3)에 의거하여 3레벨의 교류 전압을 생성하고, 정전시는 배터리(B1, B2)로부터 모선(L1∼L3)을 통하여 공급되는 직류 전압(V1∼V3)에 의거하여 3레벨의 교류 전압을 생성한다.

출력 필터(4)는, 인버터(3)의 출력 단자(T4)와 부하(11)의 사이에 접속된다. 출력 필터(4)는, 저역 통과 필터이고, 인버터(3)로부터 출력되는 교류 전력 중의 상용 주파수의 교류 전력을 부하(11)에 통과시킴과 함께, 인버터(3)에서 발생한 캐리어 주파수의 신호가 부하(11)측으로 통과하는 것을 방지한다. 환언하면, 출력 필터(4)는, 인버터(3)의 출력 전압을 상용 주파수의 정현파로 변환하여 부하(11)에 공급한다.

제어 장치(5)는, 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전압, 부하(11)에 출력되는 교류 전압, 직류 전압(V1∼V3) 등을 모니터하면서, PWM 신호를 공급함에 의해, 컨버터(2) 및 인버터(3)를 제어한다.

다음에, 이 무정전 전원 장치의 동작에 관해 설명한다. 상용 교류 전원(10)으로부터 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 통상시는, 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력이 입력 필터(1)를 통하여 컨버터(2)에 공급되고, 컨버터(2)에 의해 직류 전력으로 변환된다. 컨버터(2)에서 생성된 직류 전력은, 배터리(B1, B2)에 축적됨과 함께 인버터(3)에 공급되고, 인버터(3)에 의해 상용 주파수의 교류 전력으로 변환된다. 인버터(3)에서 생성된 교류 전력은, 출력 필터(4)를 통하여 부하(11)에 공급되어, 부하(11)가 운전된다.

상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력의 공급이 정지된 정전시는, 컨버터(2)의 운전이 정지됨과 함께, 배터리(B1, B2)의 직류 전력이 인버터(3)에 공급되어, 인버터(3)에 의해 상용 주파수의 교류 전력으로 변환된다. 인버터(3)에서 생성된 교류 전력은, 출력 필터(4)를 통하여 부하(11)에 공급되어, 부하(11)의 운전이 계속된다.

따라서 정전이 발생한 경우에도, 배터리(B1, B2)에 직류 전력이 축적되어 있는 한은 부하(11)의 운전이 계속된다. 상용 교류 전원(10)으로부터의 교류 전력의 공급이 재개된 경우는, 컨버터(2)의 운전이 재개되고, 컨버터(2)에서 생성된 직류 전력이 배터리(B1, B2) 및 인버터(3)에 공급되어, 원래의 상태로 되돌아온다.

이상과 같이, 이 실시의 형태 1에서는, 전류를 온/오프 하는 트랜지스터(Q1, Q2)로서 와이드 밴드 갭 반도체로 형성된 N채널 MOS 트랜지스터를 사용하고, 전류를 온/오프 하지 않는 트랜지스터(Q3, Q4)로서 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성된 IGBT를 사용하였기 때문에, 스위칭 손실의 저감화와 저비용화를 도모할 수 있다.

또한, 역회복 동작을 하는 다이오드(D3, D4)로서 와이드 밴드 갭 반도체로 형성된 쇼트 키 배리어 다이오드를 사용하고, 역회복 동작을 하지 않는 다이오드(D1, D2)로서 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성된 다이오드를 사용하였기 때문에, 리커버리 손실의 저감화와 저비용화를 도모할 수 있다.

또한, 이 실시의 형태 1에서는, 와이드 밴드 갭 반도체로서 SiC를 사용하였지만, 이것으로 한하는 것이 아니고, 와이드 밴드 갭 반도체라면 다른 어떤 반도체를 사용하여도 상관 없다. 예를 들면, 와이드 밴드 갭 반도체로서 GaN(갈륨·나이트라이드)을 사용하여도 좋다.

도 8은, 실시의 형태 1의 변경례를 도시하는 블록도로서, 도 6과 대비되는 도면이다. 도 8에서, 이 변경례에서는, 인버터는, 기판(BP1)과, 그 표면에 탑재된 2개의 반도체 모듈(M2, M3)을 구비한다. 반도체 모듈(M2)의 내부에는 트랜지스터(Q1, Q2)와 다이오드(D1, D2)가 마련되고, 반도체 모듈(M2)의 외부에는 입력 단자(T1, T2)와 출력 단자(T4)가 마련되어 있다. 또한, 반도체 모듈(M2)의 외부에는 트랜지스터(Q1, Q2)의 게이트에 PWM 신호(φ1, φ2)를 주기 위한 2개의 신호 단자(도시 생략)가 마련되어 있다.

반도체 모듈(M3)의 내부에는 트랜지스터(Q3, Q4)와 다이오드(D3, D4)가 마련되고, 반도체 모듈(M3)의 외부에는 입력 단자(T3)와 출력 단자(T4)가 마련되어 있다. 반도체 모듈(M3)의 외부에는 트랜지스터(Q3, Q4)의 게이트에 PWM 신호(φ3, φ4)를 주기 위한 2개의 신호 단자(도시 생략)가 마련되어 있다. 반도체 모듈(M2)의 출력 단자(T4)와 반도체 모듈(M3)의 출력 단자(T4)는 서로 접속되어 있다. 이 변경례로도, 실시의 형태 1과 같은 효과를 얻을 수 있다.

도 9는, 실시의 형태 1의 다른 변경례를 도시하는 블록도로서, 도 6과 대비되는 도면이다. 도 9에서, 이 변경례에서는, 인버터는, 기판(BP2)과, 그 표면에 탑재된 2개의 반도체 모듈(M4, M5)을 구비한다. 반도체 모듈(M4)의 내부에는 트랜지스터(Q1∼Q4)가 마련되고, 반도체 모듈(M4)의 외부에는 입력 단자(T1∼T3)와 출력 단자(T4)와 중간 단자(T5)가 마련되어 있다. 중간 단자(T5)는, 트랜지스터(Q3, Q4)의 이미터에 접속되어 있다. 반도체 모듈(M4)의 외부에는 트랜지스터(Q1∼Q4)의 게이트에 PWM 신호(φ1∼φ4)를 주기 위한 4개의 신호 단자(도시 생략)가 마련되어 있다.

반도체 모듈(M5)의 내부에는 다이오드(D1∼D4)가 마련되고, 반도체 모듈(M5)의 외부에는 입력 단자(T1∼T3)와 출력 단자(T4)와 중간 단자(T5)가 마련되어 있다. 중간 단자(T5)는, 다이오드(D3, D4)의 애노드에 접속되어 있다. 반도체 모듈(M4)의 단자(T1∼T5)는, 각각 반도체 모듈(M5)의 단자(T1∼T5)에 접속되어 있다. 이 변경례로도, 실시의 형태 1과 같은 효과를 얻을 수 있다.

도 10은, 실시의 형태 1의 또 다른 변경례를 도시하는 블록도로서, 도 6과 대비되는 도면이다. 도 10에서, 이 변경례에서는, 인버터는, 기판(BP3)과, 그 표면에 탑재된 8개의 반도체 모듈(M11∼M18)을 구비한다. 반도체 모듈(M11∼M14)의 내부에는 각각 트랜지스터(Q1∼Q4)가 마련되고, 반도체 모듈(M15∼M18)의 내부에는 각각 다이오드(D1∼D4)가 마련되어 있다. 반도체 모듈(M11, M15)의 각각은 단자(T1, T4)를 포함하고, 반도체 모듈(M12, M16)의 각각은 단자(T2, T4)를 포함한다. 반도체 모듈(M11, M15)의 단자(T1)는 서로 접속되고, 반도체 모듈(M12, M16)의 단자(T2)는 서로 접속되어 있다.

반도체 모듈(M13, M17)의 각각은 단자(T3, T5)를 포함하고, 반도체 모듈(M14, M18)의 각각은 단자(T4, T5)를 포함한다. 반도체 모듈(M13, M14)의 단자(T5)는 트랜지스터(Q3, Q4)의 컬렉터에 접속되고, 반도체 모듈(M17, M18)의 단자(T5)는 다이오드(D3, D4)의 캐소드에 접속되어 있다. 반도체 모듈(M13, M17)의 단자(T3)는 서로 접속되고, 반도체 모듈(M13, M14, M17, M18)의 단자(T5)는 서로 접속되고, 반도체 모듈(M11, M12, M14∼M16, M18)의 단자(T4)는 서로 접속되어 있다. 또한, 반도체 모듈(M11∼M14)의 외부에는, 트랜지스터(Q1∼Q4)의 게이트에 PWM 신호(φ1∼φ4)를 주기 위한 4개의 신호 단자(도시 생략)가 각각 마련되어 있다. 이 변경례로도, 실시의 형태 1과 같은 효과를 얻을 수 있다.

[실시의 형태 2]

도 11은, 본 발명의 실시의 형태 2에 의한 인버터의 구성을 도시하는 회로도로서, 도 1과 대비되는 도면이다. 도 11을 참조하면, 이 인버터가 도 1의 인버터와 다른 점은, 트랜지스터(Q3) 및 다이오드(D3)의 병렬 접속체와 트랜지스터(Q4) 및 다이오드(D4)의 병렬 접속체가 치환되어 있는 점이다.

트랜지스터(Q3, Q4)의 이미터는 서로 접속되고, 그들의 컬렉터는 각각 입력 단자(T3) 및 출력 단자(T4)에 접속되어 있다. 트랜지스터(Q1∼Q4)는, 각각 PWM 신호(φ1∼φ4)에 의해 제어된다. 출력 단자(T4)에 직류 전압(V1, V3)을 교대로 출력하는 경우는, 트랜지스터(Q4)가 온 됨과 함께 트랜지스터(Q1, Q3)가 교대로 온 된다. 또한, 출력 단자(T4)에 직류 전압(V2, V3)을 교대로 출력하는 경우는, 트랜지스터(Q3)가 온 됨과 함께 트랜지스터(Q2, Q4)가 교대로 온 된다.

기타의 구성 및 동작은, 실시의 형태 1과 같기 때문에, 그 설명은 반복하지 않는다. 이 실시의 형태 2에서도, 실시의 형태 1과 같은 효과를 얻을 수 있다.

[실시의 형태 3]

도 12는, 본 발명의 실시의 형태 3에 의한 인버터의 구성을 도시하는 회로도로서, 도 1과 대비되는 도면이다. 도 12를 참조하면, 이 인버터가 도 1의 인버터와 다른 점은, 트랜지스터(Q3, Q4)의 컬렉터와 다이오드(D3, D4)의 캐소드가 분리되고, 트랜지스터(Q3)의 컬렉터와 다이오드(D4)의 캐소드가 접속되고, 트랜지스터(Q4)의 컬렉터와 다이오드(D3)의 캐소드가 접속되어 있는 점이다.

트랜지스터(Q1∼Q4)는, 각각 PWM 신호(φ1∼φ4)에 의해 제어된다. 출력 단자(T4)에 직류 전압(V1, V3)을 교대로 출력하는 경우는, 트랜지스터(Q4)가 온 됨과 함께 트랜지스터(Q1, Q3)가 교대로 온 된다. 또한, 출력 단자(T4)에 직류 전압(V2, V3)을 교대로 출력하는 경우는, 트랜지스터(Q3)가 온 됨과 함께 트랜지스터(Q2, Q4)가 교대로 온 된다.

기타의 구성 및 동작은, 실시의 형태 1과 같기 때문에, 그 설명은 반복하지 않는다. 이 실시의 형태 3으로도, 실시의 형태 1과 같은 효과를 얻을 수 있다.

금회 개시된 실시의 형태는 모든 점에서 예시이고 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 할 것이다. 본 발명의 범위는 상기한 설명이 아니라 청구의 범위에 의해 나타나고, 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.

T1∼T3 : 입력 단자
T4 : 출력 단자
T5 : 중간 단자
Q1∼Q4 : 트랜지스터
D1∼D4 : 다이오드
PS1, PS2 : 직류 전원
M1∼M5, M11∼M18 : 반도체 모듈
BP1, BP2, BP3 : 기판
1 : 입력 필터
2 : 컨버터
L1 : 직류 정모선
L2 : 직류 부모선
L3 : 직류 중성점 모선
B1, B2 : 배터리
C1, C2 : 콘덴서
3 : 인버터
4 : 출력 필터
5 : 제어 장치
10 : 상용 교류 전원
11 : 부하

Claims

각각 제1∼제3의 입력 단자에 주어지는 제1∼제3의 직류 전압을 3레벨의 교류 전압으로 변환하여 출력 단자에 출력하는 인버터로서,
제1 및 제2의 전극이 각각 상기 제1의 입력 단자 및 상기 출력 단자에 접속된 제1의 트랜지스터와,
제1 및 제2의 전극이 각각 상기 출력 단자 및 상기 제2의 입력 단자에 접속된 제2의 트랜지스터와,
각각 상기 제1 및 제2의 트랜지스터에 역병렬로 접속된 제1 및 제2의 다이오드와,
상기 제3의 입력 단자 및 상기 출력 단자 사이에 접속된 쌍방향 스위치를 구비하고,
상기 제1의 직류 전압은 상기 제2의 직류 전압보다도 높고, 상기 제3의 직류 전압은 상기 제1 및 제2의 직류 전압의 중간전압이고,
상기 쌍방향 스위치는, 제3 및 제4의 트랜지스터와 제3 및 제4의 다이오드를 포함하고,
상기 제1의 트랜지스터, 상기 제2의 트랜지스터, 상기 제3의 다이오드, 및 상기 제4의 다이오드의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체로 형성되고,
상기 제3의 트랜지스터, 상기 제4의 트랜지스터, 상기 제1의 다이오드, 및 상기 제2의 다이오드의 각각은 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체로 형성되고,
상기 제1 및 제2의 트랜지스터의 각각의 정격전류는, 상기 제3 및 제4의 트랜지스터와 상기 제1∼제4의 다이오드의 각각의 정격전류보다도 큰 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제3 및 제4의 트랜지스터의 제1의 전극은 서로 접속되고, 그들의 제2의 전극은 각각 상기 제3의 입력 단자 및 상기 출력 단자에 접속되고,
상기 제3 및 제4의 다이오드는 각각 상기 제3 및 제4의 트랜지스터에 역병렬로 접속되고,
상기 출력 단자에 상기 제1 및 제3의 직류 전압을 교대로 출력하는 경우는, 상기 제4의 트랜지스터가 온 됨과 함께 상기 제1 및 제3의 트랜지스터가 교대로 온 되고,
상기 출력 단자에 상기 제2 및 제3의 직류 전압을 교대로 출력하는 경우는, 상기 제3의 트랜지스터가 온 됨과 함께 상기 제2 및 제4의 트랜지스터가 교대로 온 되는 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제3 및 제4의 트랜지스터의 제1의 전극은 각각 상기 출력 단자 및 상기 제3의 입력 단자에 접속되고, 그들의 제2의 전극은 서로 접속되고,
상기 제3 및 제4의 다이오드는 각각 상기 제3 및 제4의 트랜지스터에 역병렬로 접속되고,
상기 출력 단자에 상기 제1 및 제3의 직류 전압을 교대로 출력하는 경우는, 상기 제4의 트랜지스터가 온 됨과 함께 상기 제1 및 제3의 트랜지스터가 교대로 온 되고,
상기 출력 단자에 상기 제2 및 제3의 직류 전압을 교대로 출력하는 경우는, 상기 제3의 트랜지스터가 온 됨과 함께 상기 제2 및 제4의 트랜지스터가 교대로 온 되는 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제3 및 제4의 트랜지스터의 제2의 전극은 각각 상기 제3의 입력 단자 및 상기 출력 단자에 접속되고,
상기 제3 및 제4의 다이오드의 애노드는 각각 상기 제3의 입력 단자 및 상기 출력 단자에 접속되고, 그들의 캐소드는 각각 상기 제4 및 제3의 트랜지스터의 제1의 전극에 접속되고,
상기 출력 단자에 상기 제1 및 제3의 직류 전압을 교대로 출력하는 경우는, 상기 제4의 트랜지스터가 온 됨과 함께 상기 제1 및 제3의 트랜지스터가 교대로 온 되고,
상기 출력 단자에 상기 제2 및 제3의 직류 전압을 교대로 출력하는 경우는, 상기 제3의 트랜지스터가 온 됨과 함께 상기 제2 및 제4의 트랜지스터가 교대로 온 되는 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제1∼제4의 트랜지스터 및 상기 제1∼제4의 다이오드를 포함하는 반도체 모듈을 구비하는 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제1 및 제2의 트랜지스터와 상기 제1 및 제2의 다이오드를 포함하는 제1의 반도체 모듈과,
상기 제3 및 제4의 트랜지스터와 상기 제3 및 제4의 다이오드를 포함하는 제2의 반도체 모듈을 구비하는 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제1∼제4의 트랜지스터를 포함하는 제1의 반도체 모듈과,
상기 제1∼제4의 다이오드를 포함하는 제2의 반도체 모듈을 구비하는 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
각각 상기 제1∼제4의 트랜지스터 및 상기 제1∼제4의 다이오드를 포함하는 제1∼제8의 반도체 모듈을 구비하는 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
상기 제3 및 제4의 다이오드의 각각의 정격전류는, 상기 제1 및 제2의 다이오드의 각각의 정격전류보다도 큰 것을 특징으로 하는 인버터.
제1항에 있어서,
상기 와이드 밴드 갭 반도체는 SiC이고, 상기 와이드 밴드 갭 반도체 이외의 반도체는 Si인 것을 특징으로 하는 인버터.