KR20140147661A - 인버터 시스템 및 그 구동 방법 - Google Patents

인버터 시스템 및 그 구동 방법 Download PDF

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KR20140147661A
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최봉주
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페어차일드코리아반도체 주식회사
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Abstract

인버터 시스템 및 그 구동 방법이 개시된다. 인버터 시스템은 큰 전류 영역에서 동작하여 제1 프리휠링 경로를 제공하는 제1 디커플링 스위칭부와 작은 전류 영역에서 동작하여 제2 프리휠링 경로를 제공하는 제2 디커플링 스위칭부를 포함한다. 이를 통해 제로 크로싱 영역에서의 왜곡을 줄일 수 있다.

Description

인버터 시스템 및 그 구동 방법{INVERTER AND DRIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 인버터 시스템 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
인버터 시스템은 직류(DC) 전압을 교류 전압(AC) 또는 교류(AC) 전류로 변경하는 컨버터의 한 종류이다. 이러한 인버터 시스템은 생산된 에너지를 변환하여 공공 전기 계통(Grid)으로 제공하는데 사용될 수 있다. 예를 들면, 인버터 시스템은 태양광, 연료 전지 또는 배터리 등에서 생성된 직류(DC) 전압을 교류(AC) 전압으로 변경하여 공공의 전기 계통(Grid)으로 제공한다.
태양광, 연료 전지 또는 배터리 등에서 생성된 전압은 직류(DC) 전압이나, 그리드(Grid)는 50Hz 또는 60Hz를 가지는 사인파형의 교류 전압을 요구한다. 따라서 직류(DC)를 교류(AC)로 변환하는 장치가 필요한데, 인버터 시스템이 이 역할을 수행한다.
인버터 시스템은 일반적으로 스위칭 소자를 사용하여 직류(DC)를 교류(AC)로 변경하는데, 스위칭 소자는 양(+)의 전압을 제공하는 스위칭 소자 및 음(-)의 전압을 제공하는 스위칭 소자로 이루어진다. 교류(AC) 전압 파형 및 교류(AC) 전류 파형이 제로 크로싱(zero crossing)하는 영역(양에서 음으로 변경하는 부분 또는 음에서 양으로 변경하는 부분)에서 왜곡(distortion)이 발생할 수 있다. 이와 같은 제로 크로싱 왜곡(zero-crossing distortion)은 하모닉 성분을 유발하게 되고 이를 저감하기 위한 필터 등의 추가로 시스템의 효율(efficiency) 저감의 주요 원인이 된다.
본 발명이 해결하고 하는 과제는 교류 파형의 제로 크로싱 영역에서 왜곡을 줄일 수 있으며 높은 효율을 가지는 인버터 시스템 및 그 구동 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 실시예에 따르면, 인버터 시스템이 제공된다. 상기 인버터 시스템은, 직류 전압을 입력 받으며, 스위칭 동작을 통해 상기 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 인버터부, 인덕터를 포함하며, 상기 인덕터를 통해 상기 교류 전압을 필터링하여 교류 전류를 출력하는 필터링부, 제1 기간에서, 스위칭 동작을 통해 상기 인덕터에 제1 프리휠링 전류 경로를 제공하는 제1 스위칭부, 그리고 상기 제1 기간보다 상기 교류 전류의 크기가 작은 제2 기간에서, 스위칭 동작을 통해 상기 인덕터에 제2 프리휠링 전류 경로를 제공하는 제2 스위칭부를 포함할 수 있다.
상기 제1 스위칭부는 상기 제1 프리휠링 전류 경로를 제공하기 위한 스위칭소자를 포함할 수 있으며, 상기 제2 스위칭부는 상기 제2 프리휠링 전류 경로를 제공하기 위한 스위칭소자를 포함할 수 있으며, 상기 제2 스위칭부의 상기 스위칭 소자는 상기 제2 스위칭부의 상기 스위칭소자보다 작은 전류 영역에서 동작하는 소자일 수 있다.
상기 제2 스위칭부의 스위칭 주파수는 상기 제1 스위칭부의 스위칭 주파수보다 클 수 있다.
상기 인버터부는 제1 단자 및 제2 단자를 통해 상기 교류 전압을 출력할 수 있으며, 상기 제2 스위칭부는, 상기 인버터의 상기 제1 단자에 일단이 연결되는 제1 스위칭 소자, 상기 인버터부의 상기 제2 단자와 상기 제1 스위칭 소자의 타단 사이에 연결되는 제2 스위칭 소자, 상기 제1 스위칭 소자의 양단에 연결되는 제1 다이오드, 그리고 상기 제2 스위칭 소자의 양단에 연결되는 제2 다이오드를 포함할 수 있다.
상기 제1 스위칭부는, 상기 인버터부의 상기 제1 단자에 일단이 연결되는 제3 스위칭 소자, 상기 인버터부의 상기 제2 단자와 상기 제1 스위칭 소자의 타단 사이에 연결되는 제4 스위칭 소자, 상기 제3 스위칭 소자의 양단에 연결되는 제3 다이오드, 그리고 상기 제4 스위칭 소자의 양단에 연결되는 제4 다이오드를 포함할 수 있다.
상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자는 상기 제1 기간에서 동작하여 상기 제1 프리휠링 전류 경로를 제공할 수 있으며, 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자는 상기 제2 기간에서 동작하여 상기 제2 프리휠링 전류 경로를 제공할 수 있다.
상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자는 IGBT일 수 있으며, 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자는 MOSFET일 수 있다.
상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자는 MOSFET일 수 있으며, 상기 제1 다이오드는 상기 제1 스위칭 소자의 바디 다이오드일 수 있으며, 상기 제2 다이오드는 상기 제2 스위칭 소자의 바디 다이오드일 수 있다.
상기 필터링부의 상기 인덕터는, 상기 인버터부의 상기 제1 단자에 일단이 연결되는 제1 인덕터, 그리고 상기 인버터부의 상기 제2 단자에 일단이 연결되는 제2 인덕터를 포함할 수 있으며, 상기 제1 인덕터의 타단과 상기 제2 인덕터의 타단 사이에 상기 교류 전류가 출력될 수 있다.
상기 인버터부는, 상기 직류 전압이 입력되는 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자, 상기 제1 입력 단자와 상기 제2 입력 단자 사이에 직렬로 연결되는 제5 및 제6 스위칭 소자, 그리고 상기 제1 입력 단자와 상기 제2 입력 단자 사이에 직렬로 연결되는 제7 및 제8 스위칭 소자를 포함할 수 있으며, 상기 인버터부의 상기 제1 단자는 상기 제5 스위칭 소자와 상기 제6 스위칭 소자간의 접점일 수 있으며, 상기 인버터부의 상기 제2 단자는 상기 제7 스위칭 소자와 상기 제8 스위칭 소자의 접점일 수 있다.
상기 인버터부는 상기 제1 및 상기 제2 기간 동안, 턴온 및 턴오프를 반복할수 있으며, 상기 제1 스위칭부는 상기 제1 기간 동안 턴온을 유지하고 상기 제2 기간 동안 턴오프를 유지할 수 있으며, 상기 제2 스위칭부는 상기 제2 기간 동안 턴온 및 턴오프를 반복하며, 상기 제1 기간 동안 턴오프를 유지할 수 있다.
상기 제2 스위칭부는 상기 인버터부가 턴오프할 때 턴온할 수 있으며 상기 인버터부가 턴온할 때 턴오프할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 입력 단자로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압 또는 교류 전류로 변환하여 출력 단자로 출력하는 인버터 시스템을 구동하는 방법이 제공된다. 상기 인버터 시스템의 구동 방법은, 제1 기간에서, 상기 출력 단자에 연결되는 인덕터에 상기 직류 전압을 공급하여, 상기 출력 단자의 전압을 증가시키는 단계, 제2 기간에서, 상기 인덕터에 연결되는 제1 스위칭 소자를 턴온하여 제1 프리휠링 전류 경로를 상기 인덕터에 제공함으로써, 상기 출력 단자의 전압을 감소시키는 단계, 제3 기간에서, 상기 인덕터에 상기 직류 전압을 공급하여, 상기 출력 단자의 전압을 증가시키는 단계, 그리고 제4 기간에서, 상기 인덕터에 연결되며 상기 제1 스위칭 소자보다 작은전류에서 동작하는 소자인 제2 스위칭 소자를 턴온하여 제2 프리휠링 전류 경로를 상기 인덕터에 제공함으로써, 상기 출력 단자의 전압을 감소시키는 단계를 포함할 수 있다.
상기 제2 프리휠링 전류 경로에 의해 형성되는 전류의 크기는 상기 제1 프리휠링 전류 경로에 의해 형성되는 전류의 크기보다 작을 수 있다.
상기 제1 기간에서 상기 제1 스위칭 소자는 턴온되어 있을 수 있으며, 상기 제3 기간에서 상기 제2 스위칭 소자는 턴오프되어 있을 수 있다.
상기 제3 기간 및 상기 제4 기간은 상기 교류 전압이 0인 영역인 제로크로싱 영역일 수 있으며, 상기 제1 기간 및 상기 제2 기간은 상기 제로 크로싱 영역을 제외한 영역일 수 있다.
상기 제1 스위칭 소자는 IGBT일 수 있으며, 상기 제2 스위칭 소자는 MOSFET일 수 있다.
상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 주파수는 상기 제1 스위칭 소자의 스위칭 주파수보다 높을 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 입력 단자로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압 또는 교류 전류로 변환하여 출력 단자로 출력하는 인버터 시스템을 구동하는 방법이 제공된다. 상기 인버터 시스템의 구동 방법은, 상기 교류 전류를 센싱하는 단계, 상기 센싱된 전류의 크기가 제1 크기인 경우, 제1 스위칭부를 통해, 상기 출력 단자에 연결되는 인덕터로 제1 프리휠링 전류 경로를 제공하는 단계, 그리고 상기 센싱된 전류의 크기가 상기 제1 크기보다 작은 경우, 제2 스위칭부를 통해, 상기 인덕터로 제2 프리휠링 전류 경로를 제공하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 제1 스위칭부는 상기 인덕터에 연결되는 제1 스위칭 소자를 포함할 수있으며, 상기 제2 스위칭부는 상기 인덕터에 연결되는 제2 스위칭 소자를 포함할 수 있으며, 상기 제1 스위칭 소자는 상기 제2 스위칭 소자보다 작은 전류 영역에서 동작할 수 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 스위칭 주파수는 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 주파수보다 낮을 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 제로크로싱 영역에서 별도의 프리휠링 전류 경로를 형성시킴으로써, 제로크로싱 영역에서 교류 파형의 왜곡을 줄일 수 있다. 이를 통해 전체 인버터 시스템의 효율을 높일 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템을 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템에서 각 신호의 파형을 나타내는 도면이다.
도 3a 및 도 3b는 제1 모드 기간(T1)에서 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 4a 및 도 4b는 제2 모드 기간(T2)에서 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 5a 및 도 5b는 제4 모드 기간(T4)에서 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 6a 및 도 6b는 제5 모드 기간(T5)에서 전류 경로를 나타내는 도면이다.
도 7은 일반적인(conventional) 인버터 시스템을 시뮬레이션하여 출력 파형(출력 전압(Vout') 및 출력 전류(Iout'))을 측정한 것을 나타내는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템을 시뮬레이션하여 출력 파형(출력 전압(Vout) 및 출력 전류(Iout))을 측정한 것을 나타내는 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이제 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템 및 그 구동 방법에 대하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템을 나타내는 도면이다.
도 1에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템(100)은 인버터부(120), 제1 디커플링(decoupling) 스위칭부(140), 제2 디커플링(decoupling) 스위칭부(160),제어부(170) 및 필터링부(180)를 포함한다.
도 1을 참조하면, 외부에서 공급되는 직류 전압(Vin)이 제1 및 제2 입력 단자(101, 102)로 입력되며, 인버터 시스템(100)은 입력되는 직류 전압(Vin)을 변환하여 교류(AC) 전압(Vout)을 제1 및 제2 출력 단자(191, 192)로 출력한다.
제1 입력 단자(101)와 제2 입력 단자(102) 사이에는 커패시터(110)가 연결되며, 커패시터(110)는 직류 전압(Vin)을 안정화시킨다. 제1 및 제2 입력 단자(101, 102)에 입력되는 직류 전압(Vin)은 태양광, 연료 전지 또는 배터리 등에서 생성된 직류(DC) 전압일 수 있다.
제1 출력 단자(191)과 제2 출력 단자(192) 사이에는 공공 전기 계통(Gird)(200)가 연결된다. 즉, 인버터 시스템(100)은 입력되는 직류 전압(Vin)을 교류 전압(Vout)으로 변환하여 공공 전기 계통(200)으로 제공한다. 공공 전기 계통(200)은 교류 모터와 같은 교류 에플리케이션(AC application)으로 대체될 수 있다.
인버터부(120)는 제1 및 제2 입력 단자(101, 102)로부터 직류(DC) 전압(Vin)을 입력 받으며, 제어부(170)의 제어에 의한 스위칭 동작을 통해 제1 및 제2 단자(125, 126)로 교류 전압을 출력한다. 인버터부(120)는 4개의 스위칭 소자(121, 122, 123, 124)를 포함한다. 스위칭 소자(121)와 스위칭 소자(122)는 서로 직렬로 연결되며, 스위칭 소자(121, 122)는 제1 입력 단자(101)과 제1 입력 단자(102) 사이에 연결된다. 스위칭 소자(123)와 스위칭 소자(124)는 서로 직렬로 연결되며, 스위칭 소자(123, 124)는 제1 입력 단자(101)과 제2 입력 단자(102) 사이에 연결된다. 스위칭 소자(121)과 스위칭 소자(122)의 접점이 제1 단자(125)이며, 스위칭 소자(123)과 스위칭 소자(124)의 접점이 제2 단자(126)이다.
도 1에서는 스위칭 소자(121~124)를 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor)로 나타내었으며, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)의 에미터와 컬렉터 사이에는 다이오드의 애노드와 캐소드가 연결된다. 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)는 내부적으로 바디 다이오드를 가지고 있지 않으므로 별도의 다이오드가 필요하다. 한편 스위칭 소자(121~124)는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)뿐만 아니라 MOSFET, BJT 등 다른 반도체 소자로 구현될 수 있다.
스위칭 소자(121, 124)가 턴온되는 경우, 인버터부(120)는 제1 단자 및 제2 단자(125, 126)로 양(+)의 전압을 출력한다. 그리고 스위칭 소자(122, 123)가 턴온되는 경우, 인버터부(120)는 제1 단자 및 제2 단자(125, 126)로 음(-)의 전압을 출력한다. 스위칭 소자(121, 124)가 턴온되는 기간에는 스위칭 소자(122, 123)는 턴오프되며, 스위칭 소자(122, 123)가 턴온되는 기간에는 스위칭 소자(121, 124)가 턴오프된다.
제1 디커플링 스위칭부(140)는 제1 단자(125)와 제2 단자(126)에 사이에 연결되며, 프리휠링전류가 흐를 수 있는 경로를 제공한다. 본 발명의 실시예에 따른 제1 디커플링 스위칭부(140)는 제2 디커플링 스위칭부(160)보다 저주파수로 동작하며, 출력 전류(Iout) 또는 출력 전압(Vout)의 제로크로싱 기간 이외의 기간(도 2에서 T2, T5)에서 동작한다. 여기서 출력 전류(Iout)의 제로크로싱 기간은 출력 전류(Iout)가 제로가 되는 지점 및 그 주위 기간(도 2에서 T1, T3, T4, T6)을 의미한다.
제1 디커플링 스위칭부(140)는 2개의 스위칭 소자(141, 142) 및 2개의 다이오드(143, 144)를 포함한다. 스위칭 소자(142)의 일단은 제1 단자(125)에 연결되며, 스위칭 소자(141)는 제2 단자(126)와 스위칭 소자(141)의 타단 사이에 연결된다. 다이오드(143)의 애노드와 캐소드는 각각 스위칭 소자(141)의 타단과 일단에 연결된다. 그리고 다이오드(144)의 애노드와 캐소드는 각각 스위칭 소자(144)의 타단과 일단에 연결된다.
한편 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)는 내부적으로 바디 다이오드를 가지고 있지 않으므로 별도의 다이오드(143, 144)가 필요하다. 스위칭 소자(141, 142)는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)뿐만 아니라 MOSFET, BJT 등 다른 반도체 소자로 구현될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 제2 디커플링 스위칭부(160)는 제1 단자(125)와 제2 단자(126)에 사이에 연결되며, 프리휠링 전류가 흐를 수 있는 경로를 제공한다. 본 발명의 실시예에 따른 제2 디커플링 스위칭부(160)는 제1 디커플링 스위칭부(140)보다 고주파수로 동작한다. 예를 들면, 제1 디커플링 스위칭부(140)는 계통(Grid)의 주파수인 50Hz 또는 60HZ로 동작할 수 있으며, 제2 디커플링 스위칭부(140)는 인버터 시스템(100)의 시스템 동작 주파수와 동일하게 수십 KHz로 동작할 수 있다. 한편, 인버터부(120)도 시스템 동작 주파수와 동일하게 수십 KHz로 동작할 수 있다. 그리고 제1 디커플링 스위칭부(140)과 달리 출력 전류(Iout)의 제로크로싱 기간(T1, T3, T4, T6)에서 동작한다.
제2 디커플링 스위칭부(140)는 2개의 스위칭 소자(161, 162)를 포함한다. 스위칭 소자(162)의 일단은 제1 단자(125)에 연결되며, 스위칭 소자(161)는 제2 단자(126)와 스위칭 소자(162)의 타단 사이에 연결된다. 도 1에서는 스위칭 소자(161, 162)를 드레인과 소스 사이에 연결되는 바디 다이오드를 포함하는 MOSFET으로 나타내었다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 제2 디커플링 스위칭부(160)는 제1 디커플링스위칭부(140)보다 낮은 전류 영역(즉, 제로 크로싱 기간)에서 동작하므로, 스위칭 소자(161, 162)는 스위칭 소자(141, 142)보다 전류 용량이 적은 소자로 구현이 가능하다. 이와 같이 제2 디커플링 스위칭부(160)의 스위칭 소자(161, 162)를 저용량 소자로 구현하여 손실을 줄일 수 있다. 이를 통해, 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템(100)의 효율을 높일 수 있다. 일반적으로 MOSFET은 IGBT보다 적은 전류 용량에서 동작하는 저용량 소자이다.
한편 스위칭 소자(161, 162)는 스위칭 소자(141~142)보다 저용량 소자인한, MOSFET 뿐만 아니라 IGBT, BJT 등 다른 반도체 소자로 구현될 수 있다.
그리고 제1 디커플링 스위칭부(140)와 제2 디커플링 스위칭부(160)는 그 순서가 변경될 수 있으며, 순서가 변경되는 경우에도 동일하게 동작한다.
제어부(170)는 출력 전류(Iout)를 센싱하고, 센싱한 출력 전류(Iout)에 대응하여 스위칭 제어신호(Scont)를 출력한다. 스위칭 제어신호(Scont)는 인버터부(120), 제1 디커플링 스위칭부(140) 및 제2 디커플링 스위칭부(160)의 각 스위치를 턴온/턴오프 제어하는데 사용된다. 본 발명의 실시예에 따른 제어부(170)는 센싱한 출력 전류(Iout)에 대응하여, 제로 크로싱 기간 이외의 기간(도 2에서 T2, T5)에서는 제1 디커플링 스위칭부(140)가 동작하도록 스위칭 제어신호(Scont)를 생성하며, 제로 크로싱 기간(도 2에서, T1, T3, T4 및 T6)에서 제2 디커플링 스위칭부(160)가 동작하도록 스위칭 제어신호(Scont)를 생성한다.
제어부(170)가 출력 전류(Iout)를 센싱하는 방법은 출력 전류(Iout)의 경로상에 저항(도시하지 않음)을 위치시켜 저항의 양단 전압을 통하여 센싱할 수 있다.
필터링부(180)는 인덕터(182) 및 인덕터(184)를 포함하며, 제1 및 제2 단자(125, 126)에서 출력되는 전압에서 고주파 성분을 제거하여 출력 전류(Iout) 및 출력 전압(Vout)이 사인(sine) 파형과 유사해지도록 한다. 한편 필터링부(180)는 도 1에는 나타내지 않았지만 제1 출력 단자(191)과 제2 출력 단자(192) 사이에 연결되는 커패시터를 더 포함할 수 있다.
인덕터(182)는 제1 단자(125)와 제1 출력 단자(191) 사이에 연결되며, 인덕터(184)는 제2 출력 단자(192)와 제2 단자(126) 사이에 연결된다.
이하에서는 도 2 내지 도 6을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템의 구동 방법에 대해서 알아본다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템에서 각 신호의 파형을 나타내는 도면이다. 도 2에서 출력 전류(Iout)의 파형만을 나타내었으나 출력 전압(Vout)의 파형은 출력 전력(Iout)의 파형과 같이 사인 파형을 가진다.
도 2에서, 스위칭 제어신호 S(121,124)는 스위칭 소자(121, 124)의 제어단자에 인가되는 신호이며, 스위칭 제어신호 S(122,123)는 스위칭 소자(122, 123)의 제어단자에 인가되는 신호이다. 스위칭 제어신호 S(141)는 스위칭 소자(141)의 제어단자에 인가되는 신호이며, 스위칭 제어신호 S(142)는 스위칭 소자(142)의 제어단자에 인가되는 신호이다. 그리고 스위칭 제어신호 S(161, 162)는 스위칭 소자(161, 162)의 제어단자에 인가되는 신호이다. 이러한 스위칭 제어신호(S(121,124), S(141), S(142) 및 S(161, 162))는 제어부(170)의 스위칭 제어신호(Scont)에 대응된다.
스위칭 제어신호 S(121,124) 및 스위칭 제어신호 S(122, 123)는 삼각 파형(Ssaw)와 사인 파형(Ss)을 이용하여 생성될 수 있다. 도 2에 나타낸 바와 같이 삼각 파형(Ssaw)와 사인 파형(Ss)을 비교하고, 삼각 파형(Ssaw)의 전압이 사인 파형(Ss)의 전압보다 작은 경우 하이(high) 신호를 출력하고 높은 경우 로우(low) 신호를 출력하여, 스위칭 제어 신호 S(121,124) 및 스위칭 제어 신호 S(122,123)를 생성할 수 있다. 이는 비교기(Comparator)를 통해 간단히 구현할 수 있으며, 이 비교기는 제어부(170)에 포함될 수 있다.
도 2에 나타낸 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템의 구동 방법은 제1 내지 제6 모드 기간(T1 ~ T6)으로 나뉘어 진다. 그리고 제1 내지 제6 모드 기간(T1 ~ T6)의 크기는 출력 전류(Iout)인 교류(AC) 전류의 주파수에 따라 대응하여 결정된다.
제1 모드 기간(T1), 제3 모드 기간(T3), 제4 모드 기간(T4) 및 제6 모드 기간(T6)은 출력 전류(Iout)가 작은 기간인 제로 크로싱 기간이며, 이 기간에서는 제2 커플링 스위칭부(160)가 동작한다. 즉, 제1 모드 기간(T1), 제3 모드 기간(T3), 제4 모드 기간(T4) 및 제6 모드 기간(T6)에서는 제2 커플링 스위칭부(160)의 스위칭 소자(161, 162)가 동작하는 기간이다. 이와 같은 제로 크로싱 기간(T1, T3, T4, T6)은 출력 전류(Iout)의 피크 값(Iout_peak)의 30%로 설정될 수 있으며 이 값은 변경될 수 있다. 즉, 제1 모드 기간(T1)은 0 ~ 0.3*Iout_peak 로 설정되고, 제3 모드 기간은 0.3*Iout_peak ~ 0 로 설정되고, 제4 모드 기간(T4)은 0 ~ -0.3*Iout_peak로 설정되며, 제6 모드 기간(T6)은 -0.3*Iout_peak ~ 0 로 설정될 수 있다.
그리고 제2 모드 기간(T2) 및 제5 모드 기간(T5)은 출력 전류(Iout)가 큰 기간이며, 이 기간에서는 제1 커플링 스위칭부(160)가 동작한다. 제2 모드 기간(T2)에서는 제1 커플링 스위칭부(160)의 스위칭 소자(141)가 동작하며, 제5 모드 기간(T5)에서는 제1 커플링 스위칭부(160)의 스위칭 소자(142)가 동작한다.
제1 모드 기간(T1)에서는 제2 커플링 스위칭부(160)의 스위칭 소자(161, 162)가 턴온 및 턴오프를 반복한다. 스위칭 소자(121, 124)가 턴온될 시에 스위칭 소자(161, 162)는 턴오프되며, 스위칭 소자(121, 124)가 턴오프될 시에 스위칭 소자(161, 162)는 턴온된다.
도 3a 및 도 3b는 제1 모드 기간(T1)에서 전류 경로를 나타내는 도면이다. 즉, 도 3a는 제1 모드 기간(T1)의 파워링(powering) 기간(P1)에서의 전류 경로이며, 도 3b는 제1 모드 기간(T1)의 프리휠링(freewheeling) 기간(F1)에서의 전류 경로이다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 파워링 기간(P1)에서, 스위칭 소자(121, 124)가 턴온되고 스위칭 소자(161, 162)가 턴오프된다. 이때, 도 3a에 나타낸 바와 같이, 제1 입력 단자(101), 스위칭 소자(121), 인덕터(182), 출력 단자(191, 192), 인덕터(184), 스위칭 소자(124) 및 제2 입력 단자(102)로 전류 경로가 형성된다. 이와 같은 전류 경로에 의해, 파워링 기간(P1)에서는 출력 전류(Iout)는 증가한다.
도 2에 나타낸 바와 같이 프리휠링 기간(F1)에서, 스위칭 소자(121, 124)가 턴오프되고 스위칭 소자(161, 162)가 턴온된다. 이때, 도 3b에 나타낸 바와 같이, 인덕터(182), 제1 및 출력 단자(191, 192), 인덕터(184), 스위칭 소자(161) 및 스위칭 소자(162)의 바디 다이오드로 프리휠링(freewheeling) 전류 경로가 형성된다. 그리고 스위칭 소자(162)는 MOSFET 소자이므로 턴온시 채널(channel)로도 프리휠링 전류가 흐른다. 즉, 스위칭 소자(162)의 턴온에 의해, 스위칭 소자(162)의 바디이오드 뿐만 아니라 채널을 통해서도 프리휠링 전류가 흐르므로 도통 손실을 더욱 줄일 수 있다. 이와 같은 프리휠링 전류 경로에 의해, 프리휠링 기간(F1)에서 출력 전류(Iout)는 감소한다.
이와 같은 도 3a의 파워링 동작 및 도 3b의 프리휠링 동작이 제1 모드 기간(T1)에서 반복되어, 출력 전류(Iout)는 사인 파형과 유사하게 증가한다.
다음으로, 제2 모드 기간(T2)에서는 제1 커플링 스위칭부(140)의 스위칭 소자(141)는 턴온을 유지하며 스위칭 소자(121, 124)가 턴온 및 턴오프 동작을 반복한다.
도 4a 및 도 4b는 제2 모드 기간(T2)에서 전류 경로를 나타내는 도면이다. 즉, 도 4a는 제2 모드 기간(T2)의 파워링 기간(P2)에서의 전류 경로이며, 도 4b는 제2 모드 기간(T2)의 프리휠링 기간(F2)에서의 전류 경로이다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 파워링 기간(P2)에서 스위칭 소자(141)가 턴온되고 스위칭 소자(121, 124)가 턴온된다. 이때, 도 4a에 나타낸 바와 같이 제1 입력 단자(101), 스위칭 소자(121), 인덕터(182), 제1 및 제2 출력 단자(191, 192), 인덕터(184), 스위칭 소자(124) 및 제2 입력 단자(102)로 전류 경로가 형성된다. 이와 같은 전류 경로에 의해 파워링 기간(P2)에서 출력 전류(Iout)는 증가한다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 프리휠링 기간(F2)에서 스위칭 소자(141)가 턴온을 유지하고 스위칭 소자(121, 124)가 턴오프된다. 이때, 도 4b에 나타낸 바와 같이, 인덕터(182), 제1 및 제2 출력 단자(191, 192), 인덕터(184), 스위칭 소자(141) 및 다이오드(144)로 프리휠링(freewheeling) 전류 경로가 형성된다. 이와 같은 프리휠링 전류 경로에 의해, 프리휠링 기간(F2)에서 출력 전류(Iout)는 감소한다.
이와 같은 도 4a의 파워링 동작 및 도 4b의 프리휠링 동작이 제2 모드 기간(T2)에서 반복되어, 출력 전류(Iout)는 사인 파형과 유사하게 증가한 후 감소한다.
제3 모드 기간(T3)에서의 동작은 제1 모드 기간(T1)과 동일하다. 즉, 제3 모드 기간(T3)에서는 스위칭 소자(161, 162)가 턴온 및 턴오프를 반복한다. 따라서 제3 모드 기간(T3)에서 출력 전류(Iout)가 증가 및 감소를 반복하며 사인 파형과 유사하게 된다.
제4 모드 기간(T4)에서는 스위칭 소자(122, 123)가 턴온될 시에 스위칭 소자(161, 162)는 턴오프되며, 스위칭 소자(122, 123)가 턴오프될 시에 스위칭 소자(161, 162)는 턴온된다.
도 5a 및 도 5b는 제4 모드 기간(T4)에서 전류 경로를 나타내는 도면이다. 즉, 도 5a는 제4 모드 기간(T4)의 파워링(powering) 기간(P4)에서의 전류 경로이며, 도 5b는 제4 모드 기간(T4)의 프리휠링 기간(F4)에서의 전류 경로이다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 파워링 기간(P4)에서 스위칭 소자(122, 123)가 턴온되고 스위칭 소자(161, 162)가 턴오프된다. 이때, 도 5a에 나타낸 바와 같이, 제1 입력 단자(101), 스위칭 소자(123), 인덕터(184), 제2 및 제1 출력 단자(192, 191), 인덕터(182), 스위칭 소자(122) 및 제2 입력 단자(102)로 전류 경로가 형성된다. 이와 같은 전류 경로에 의해, 파워링 기간(P4)에서 출력 전류(Iout)는 음의 값으로 증가한다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 프리휠링 기간(F4)에서 스위칭 소자(122, 123)이 턴오프되고 스위칭 소자(161, 162)가 턴온된다. 이때, 도 5b에 나타낸 바와 같이, 인덕터(182), 스위칭 소자(162), 스위칭 소자(161)의 바디 다이오드, 인덕터(184) 및 제2 및 제1 출력 단자(192, 191)로 프리휠링(freewheeling) 전류 경로가 형성된다. 그리고 그리고 스위칭 소자(161)는 MOSFET 소자이므로 턴온시 채널(channel)로도 프리휠링 전류가 흐른다. 즉, 스위칭 소자(161)의 턴온에 의해, 스위칭 소자(161)의 바디이오드 뿐만 아니라 채널을 통해서도 프리휠링 전류가 흐르므로 도통 손실을 더욱 줄일 수 있다. 이와 같은 프리휠링 전류 경로에 의해, 프리휠링 기간(F4)에서 출력 전류(Iout)는 음의 값으로 감소한다.
이와 같은 도 5a의 파워링 동작 및 도 5b의 프리휠링 동작이 제4 모드 기간(T4)에서 반복되어, 출력 전류(Iout)은 사인 파형과 유사하게 음의 값으로 감소한다.
제5 모드 기간(T5)에서는 제1 커플링 스위칭부(140)의 스위칭 소자(142)는 턴온을 유지하며 스위칭 소자(122, 123)가 턴온 및 턴오프 동작을 반복한다.
도 6a 및 도 6b는 제5 모드 기간(T5)에서 전류 경로를 나타내는 도면이다. 즉, 도 6a는 제5 모드 기간(T5)의 파워링(powering) 기간(P5)에서의 전류 경로이며, 도 6b는 제5 모드 기간(T5)의 프리휠링 기간(F5)에서의 전류 경로이다.
도 2에에 나타낸 바와 같이, 파워링 기간(P5)에서 스위칭 소자(142)가 턴온되고 및 스위칭 소자(122, 123)가 턴온된다. 이때, 도 6a에 나타낸 바와 같이, 제1 입력 단자(101), 스위칭 소자(123), 인덕터(184), 제2 및 제1 출력 단자(192, 191), 인덕터(182), 스위칭 소자(122) 및 제2 입력 단자(102)로 전류 경로가 형성된다. 이와 같은 전류 경로에 의해, 파워링 기간(P5)에서 출력 전류(Iout)는 음의 값으로 증가한다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 스위칭 소자(142)가 턴온을 유지하고 스위칭 소자(122, 123)가 턴오프된다. 이때, 도 6b에 나타낸 바와 같이, 인덕터(184), 제2 및 제1 출력 단자(192, 191), 인덕터(182), 스위칭 소자(142) 및 다이오드(143)로 프리휠링(freewheeling) 전류 경로가 형성된다. 이와 같은 프리휠링 전류 경로에 의해, 프리휠링 기간(F5)에서 출력 전류(Iout)는 음의 값으로 감소한다.
이와 같은 도 6a의 파워링 동작 및 도 6b의 프리휠링 동작이 제5 모드 기간(T5)에서 반복되어, 출력 전류(Iout)는 사인 파형과 유사하게 음의 값으로 증가한 후 감소한다.
제6 모드 기간(T6)에서의 동작은 제4 모드 기간(T4)과 동일하다. 즉, 제6 모드 기간(T6)에서는 스위칭 소자(161, 162)가 턴온 및 턴오프를 반복한다. 따라서 제6 모드 기간(T6)에서 출력 전류(Iout)가 증가 및 감소를 반복하며 사인 파형과 유사하게 된다.
상기에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따르면, 작은 전류가 흐르는 영역인 제1 모드 기간(T1), 제3 모드 기간(T3), 제4 모드 기간(T4) 및 제6 모드 기간(T6)에서는 제2 디커플링 스위칭부(160)에 의해 프리휠링 전류의 경로가 형성된다. 그리고 큰 전류가 흐르는 영역인 제2 모드 기간(T2) 및 제5 모드 기간(T5)에서는 제1 디커플링 스위칭부(160)에 의해 프리휠링 전류의 경로가 형성된다.
이와 같이 작은 전류가 흐르는 영역에서 별도의 제2 디커플링 스위칭부(160)에 의해 프리휠링 전류의 경로가 형성되므로, 제로 크로싱 기간에서 발생될 수 있는 출력 전류(Iout)의 왜곡(distortion)을 막을 수 있다. 즉, 작은 전류 용량에 적합한 스위칭 소자를 구비한 제2 디커플링 스위칭부(160)를 통해 프리휠링 전류의 경로가 형성되므로, 출력 전류(Iout)의 왜곡을 줄일 수 있다.
그리고 본 발명의 실시예에 따르면, 제2 디커플링 스위칭부(160)는 제1 디커플링 스위칭부(140)와 달리 턴온 및 턴오프 동작을 반복하는데, 이를 통해 출력 전류(Iout)의 왜곡을 더욱 줄일 수 있다.
도 7은 일반적인(conventional) 인버터 시스템을 시뮬레이션하여 출력 파형(출력 전압(Vout')) 및 출력 전류(Iout'))을 측정한 것을 나타내는 도면이다. 여기서 일반적인 인버터 시스템은 제2 디커플링 스위칭부(160) 없이 제1 디커플링 스위칭부(140)만을 사용한 인버터 시스템이다.
그리고 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템을 시뮬레이션하여 출력 파형(출력 전압(Vout) 및 출력 전류(Iout))을 측정한 것을 나타내는 도면이다.
도 7의 (A) 및 (B)에 나타낸 바와 같이, 일반적인 인버터 시스템은 제로 크로싱 부분에서 왜곡이 다소 크게 나타난다. 즉, 출력 전압(Vout') 및 출력 전류(Iout')가 제로 크로싱 부분에서 일그러짐 현상이 다소 크다.
그러나 도 8의 (A) 및 (B)에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템은 제로 크로싱 부분에서 도 7보다 왜곡이 다소 적게 나타난다.
이와 같이 시뮬레이션 상으로도 본 발명의 실시예에 따른 인버터 시스템은 제로 크로싱 부분에서의 왜곡을 줄일 수 있음을 확인할 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (20)

  1. 직류 전압을 입력 받으며, 스위칭 동작을 통해 상기 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 인버터부,
    인덕터를 포함하며, 상기 인덕터를 통해 상기 교류 전압을 필터링하여 교류 전류를 출력하는 필터링부,
    제1 기간에서, 스위칭 동작을 통해 상기 인덕터에 제1 프리휠링 전류 경로를 제공하는 제1 스위칭부, 그리고
    상기 제1 기간보다 상기 교류 전류의 크기가 작은 제2 기간에서, 스위칭 동작을 통해 상기 인덕터에 제2 프리휠링 전류 경로를 제공하는 제2 스위칭부를 포함하는 인버터 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부는 상기 제1 프리휠링 전류 경로를 제공하기 위한 스위칭소자를 포함하며,
    상기 제2 스위칭부는 상기 제2 프리휠링 전류 경로를 제공하기 위한 스위칭소자를 포함하며,
    상기 제2 스위칭부의 상기 스위칭 소자는 상기 제2 스위칭부의 상기 스위칭소자보다 작은 전류 영역에서 동작하는 소자인 인버터 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제2 스위칭부의 스위칭 주파수는 상기 제1 스위칭부의 스위칭 주파수보다 큰 인버터 시스템.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 인버터부는 제1 단자 및 제2 단자를 통해 상기 교류 전압을 출력하며,
    상기 제2 스위칭부는,
    상기 인버터의 상기 제1 단자에 일단이 연결되는 제1 스위칭 소자,
    상기 인버터부의 상기 제2 단자와 상기 제1 스위칭 소자의 타단 사이에 연결되는 제2 스위칭 소자,
    상기 제1 스위칭 소자의 양단에 연결되는 제1 다이오드, 그리고
    상기 제2 스위칭 소자의 양단에 연결되는 제2 다이오드를 포함하는 인버터 시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부는,
    상기 인버터부의 상기 제1 단자에 일단이 연결되는 제3 스위칭 소자,
    상기 인버터부의 상기 제2 단자와 상기 제1 스위칭 소자의 타단 사이에 연결되는 제4 스위칭 소자,
    상기 제3 스위칭 소자의 양단에 연결되는 제3 다이오드, 그리고
    상기 제4 스위칭 소자의 양단에 연결되는 제4 다이오드를 포함하는 인버터 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자는 상기 제1 기간에서 동작하여 상기 제1 프리휠링 전류 경로를 제공하며,
    상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자는 상기 제2 기간에서 동작하여 상기 제2 프리휠링 전류 경로를 제공하는 인버터 시스템.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자는 IGBT이며, 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자는 MOSFET인 인버터 시스템.
  8. 제4항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자는 MOSFET이며,
    상기 제1 다이오드는 상기 제1 스위칭 소자의 바디 다이오드이며, 상기 제2 다이오드는 상기 제2 스위칭 소자의 바디 다이오드인 인버터 시스템.
  9. 제5항에 있어서,
    상기 필터링부의 상기 인덕터는,
    상기 인버터부의 상기 제1 단자에 일단이 연결되는 제1 인덕터, 그리고
    상기 인버터부의 상기 제2 단자에 일단이 연결되는 제2 인덕터를 포함하며,
    상기 제1 인덕터의 타단과 상기 제2 인덕터의 타단 사이에 상기 교류 전류가 출력되는 인버터 시스템.
  10. 제5항에 있어서,
    상기 인버터부는,
    상기 직류 전압이 입력되는 제1 입력 단자 및 제2 입력 단자,
    상기 제1 입력 단자와 상기 제2 입력 단자 사이에 직렬로 연결되는 제5 및 제6 스위칭 소자, 그리고
    상기 제1 입력 단자와 상기 제2 입력 단자 사이에 직렬로 연결되는 제7 및 제8 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 인버터부의 상기 제1 단자는 상기 제5 스위칭 소자와 상기 제6 스위칭 소자간의 접점이며, 상기 인버터부의 상기 제2 단자는 상기 제7 스위칭 소자와 상기 제8 스위칭 소자의 접점인 인버터 시스템.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 인버터부는 상기 제1 및 상기 제2 기간 동안, 턴온 및 턴오프를 반복하며,
    상기 제1 스위칭부는 상기 제1 기간 동안 턴온을 유지하고 상기 제2 기간 동안 턴오프를 유지하며,
    상기 제2 스위칭부는 상기 제2 기간 동안 턴온 및 턴오프를 반복하며, 상기 제1 기간 동안 턴오프를 유지하는 인버터 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제2 스위칭부는 상기 인버터부가 턴오프할 때 턴온하며 상기 인버터부가 턴온할 때 턴오프하는 인버터 시스템.
  13. 입력 단자로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압 또는 교류 전류로 변환하여 출력 단자로 출력하는 인버터 시스템을 구동하는 방법으로서,
    제1 기간에서, 상기 출력 단자에 연결되는 인덕터에 상기 직류 전압을 공급하여, 상기 출력 단자의 전압을 증가시키는 단계,
    제2 기간에서, 상기 인덕터에 연결되는 제1 스위칭 소자를 턴온하여 제1 프리휠링 전류 경로를 상기 인덕터에 제공함으로써, 상기 출력 단자의 전압을 감소시키는 단계,
    제3 기간에서, 상기 인덕터에 상기 직류 전압을 공급하여, 상기 출력 단자의 전압을 증가시키는 단계, 그리고
    제4 기간에서, 상기 인덕터에 연결되며 상기 제1 스위칭 소자보다 작은전류에서 동작하는 소자인 제2 스위칭 소자를 턴온하여 제2 프리휠링 전류 경로를 상기 인덕터에 제공함으로써, 상기 출력 단자의 전압을 감소시키는 단계를 포함하는 인버터 시스템의 구동 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제2 프리휠링 전류 경로에 의해 형성되는 전류의 크기는 상기 제1 프리휠링 전류 경로에 의해 형성되는 전류의 크기보다 작은 인버터 시스템의 구동 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 제1 기간에서 상기 제1 스위칭 소자는 턴온되어 있으며,
    상기 제3 기간에서 상기 제2 스위칭 소자는 턴오프되어 있는 인버터 시스템의 구동 방법.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 제3 기간 및 상기 제4 기간은 상기 교류 전압이 0인 영역인 제로크로싱 영역이며,
    상기 제1 기간 및 상기 제2 기간은 상기 제로 크로싱 영역을 제외한 영역인 인버터 시스템의 구동 방법.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자는 IGBT이며, 상기 제2 스위칭 소자는 MOSFET인 인버터 시스템의 구동 방법.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 주파수는 상기 제1 스위칭 소자의 스위칭 주파수보다 높은 인버터 시스템의 구동 방법.
  19. 입력 단자로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압 또는 교류 전류로 변환하여 출력 단자로 출력하는 인버터 시스템을 구동하는 방법으로서,
    상기 교류 전류를 센싱하는 단계,
    상기 센싱된 전류의 크기가 제1 크기인 경우, 제1 스위칭부를 통해, 상기 출력 단자에 연결되는 인덕터로 제1 프리휠링 전류 경로를 제공하는 단계, 그리고
    상기 센싱된 전류의 크기가 상기 제1 크기보다 작은 경우, 제2 스위칭부를 통해, 상기 인덕터로 제2 프리휠링 전류 경로를 제공하는 단계를 포함하는 인버터 시스템의 구동 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 제1 스위칭부는 상기 인덕터에 연결되는 제1 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 제2 스위칭부는 상기 인덕터에 연결되는 제2 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 제1 스위칭 소자는 상기 제2 스위칭 소자보다 작은 전류 영역에서 동작하며,
    상기 제1 스위칭 소자의 스위칭 주파수는 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 주파수보다 낮은 인버터 시스템의 구동 방법.
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