CN107294414B - 电力变换装置 - Google Patents

电力变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN107294414B
CN107294414B CN201710064076.4A CN201710064076A CN107294414B CN 107294414 B CN107294414 B CN 107294414B CN 201710064076 A CN201710064076 A CN 201710064076A CN 107294414 B CN107294414 B CN 107294414B
Authority
CN
China
Prior art keywords
period
switch
terminals
turned
switching elements
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201710064076.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107294414A (zh
Inventor
则定孝彰
草间史人
山田刚
赤松庆治
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd filed Critical Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Publication of CN107294414A publication Critical patent/CN107294414A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107294414B publication Critical patent/CN107294414B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4807—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/2932—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage, current or power
    • H02M5/2937—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage, current or power using whole cycle control, i.e. switching an integer number of whole or half cycles of the AC input voltage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

目的是减小电力的损失。电力变换装置具备：第1及第2端子；第3及第4端子；变压器，具备一次绕线及二次绕线；一次侧逆变器电路，连接在第1及第2端子与一次绕线之间；二次侧变换器电路，连接在第5及第6端子与二次绕线之间；控制电路。二次侧变换器电路具备包括二极管及与其并联连接的开关的第1～第8开关元件。控制电路在相对于第6端子的电压的第5端子的电压具有第1极性的第1期间内，在第3期间中将第1开关元件开启，在完全包含第3期间的第4期间将第5开关元件开启；在相对于第6端子的电压的第5端子的电压具有第2极性的第2期间内，在第5期间中将第2开关元件开启，在完全包含第5期间的第6期间将第6开关元件开启。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及将直流电力变换为交流电力的电力变换装置。
背景技术
近年来，公司或个人将从分散型电源(例如，太阳能电池、燃料电池、蓄电池)得到的电力向电力公司销售的业务(售电)正在扩大。售电由将分散型电源与商用电力系统连接的系统互联来实施。在系统互联中，使用称作电力调节器(power conditioner)的电力变换装置将分散型电源的电力变换为适应于商用电力系统的电力。
在分散型电源是直流电源的情况下，在系统互联中，利用将直流电力变换为交流电力的电力变换装置。作为这样的电力变换装置，例如提出了具有高频变压器、配置在高频变压器的1次侧的第1逆变器(inverter)、配置在高频变压器的2次侧的限流电抗器、和将多个开关元件构成全桥的第2逆变器的系统互联逆变器装置(例如，参照专利文献1)。第1逆变器将直流电力变换为高频电力。限流电抗器将上述高频电力变换为商用电力。上述第2逆变器的开关元件由双向开关构成，将双向开关对应于系统电压的极性开启关闭而将高频变压器的电力变换为交流。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4100125号公报
发明内容
发明要解决的问题
在以往技术中，希望电力的损失的减少。
根据有关本发明的一技术方案的电力变换装置，具备：第1及第2端子，与直流电源连接；第3及第4端子，与商用电力系统或负载连接；变压器，具备一次绕线及具有第5及第6端子的二次绕线；一次侧逆变器电路，连接在第1及第2端子与一次绕线之间；二次侧变换器电路，连接在第5及第6端子与第3及第4端子之间；以及控制电路；二次侧变换器电路具备包括二极管及与二极管并联地连接的开关的第1～第8开关元件；第1及第5开关元件以各自的二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在第3及第5端子之间；第2及第6开关元件以各自的二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在第4及第5端子之间；第3及第7开关元件以各自的二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在第3及第6端子之间；第4及第8开关元件以各自的二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在第4及第6端子之间；第1及第2开关元件以各自的二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在第3及第4端子之间；第3及第4开关元件以各自的二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在第3及第4端子之间；第1及第3开关元件以各自的二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地配置连接在第5及第6端子之间；控制电路，以第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有第1极性的第1期间内，在第3期间中将第1开关元件开启，在比第3期间长且完全包含第3期间的第4期间中将第5开关元件开启；以第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有与第1极性相反的第2极性的第2期间内，在第5期间中将第2开关元件开启，在比第5期间长且完全包含第5期间的第6期间中将第6开关元件开启。
根据本发明，能够减少电力的损失。
附图说明
图1是有关实施方式的电力变换装置1的电路图。
图2表示图1的电力变换装置1的第1动作，是表示输出电压及输出电流具有90度的相位差的情况下的输出电压及输出电流的波形的波形图。
图3表示图1的电力变换装置1的第2动作，是表示输出电压及输出电流具有0度的相位差的情况下的输出电压及输出电流的波形的波形图。
图4表示图1的电力变换装置1的第3动作，是表示输出电压及输出电流具有180度的相位差的情况下的输出电压及输出电流的波形的波形图。
图5是表示图2的电力供给模式(1)下的图1的电力变换装置1的动作的时序图。
图6是表示图2的电力供给模式(3)下的图1的电力变换装置1的动作的时序图。
图7是表示图2的电力再生模式(2)下的图1的电力变换装置1的动作的时序图。
图8是表示图2的电力再生模式(4)下的图1的电力变换装置1的动作的时序图。
图9是表示图1的二次侧变换器电路11中的第1电流路径的图。
图10是表示图1的二次侧变换器电路11中的第2电流路径的图。
图11是表示图1的二次侧变换器电路11中的第3电流路径的图。
图12是表示图1的二次侧变换器电路11中的第4电流路径的图。
图13是表示图1的二次侧变换器电路11中的第5电流路径的图。
图14是表示图1的二次侧变换器电路11中的第6电流路径的图。
图15是表示有关实施方式的第1变形例的电力变换装置1的部分的电路图。
图16是表示有关实施方式的第2变形例的电力变换装置1的一次侧逆变器电路5A的电路图。
图17是表示有关实施方式的第3变形例的电力变换装置1的变压器9的电路图。
图18是有关实施方式的第4变形例的电力变换装置1的电路图。
具体实施方式
<得到有关本发明的一形态的过程>
本申请的申请人提出了一种电力变换装置，是如专利文献1那样在变压器的一次侧及二次侧双方具备逆变器电路的电力变换装置，在不从二次侧输出电力的期间中防止在一次侧的逆变器电路中发生循环电流(日本申请特愿2015－146194号)。
在以往的电力变换装置中，由于在二次侧的逆变器电路中使用二极管整流方式，所以发生由二极管带来的损失。因而，要求减少该损失。
本发明的目的是提供一种在具备使用同步整流方式的二次侧的逆变器电路的电力变换装置中，用比以往更高效率的新的驱动方法使二次侧的逆变器电路动作的电力变换装置。
实施方式
以下，基于附图详细地说明本发明的实施方式。
图1是有关实施方式的电力变换装置1的电路图。电力变换装置1具备一次侧逆变器电路5、变压器9、二次侧变换器电路11、线圈23、电容器25、电压计71、75、电流计73、77及控制电路7。电力变换装置1具有与直流电源17连接的端子3a及3b、和与商用电力系统27连接的端子15a及15b。电力变换装置1是在直流电源17及商用电力系统27之间双向地对电力进行变换而传送的电力调节器。
直流电源17例如是蓄电池、太阳能电池、燃料电池等。直流电源17的正极与电力变换装置1的端子3a电连接，直流电源17的负极与电力变换装置1的端子3b电连接。直流电源17的电力经由端子3a及3b向一次侧逆变器电路5供给。
一次侧逆变器电路5被连接到端子3a及3b与变压器9的一次绕线19之间。一次侧逆变器电路5是将从直流电源17供给的直流电压变换为例如20kHz的高频电压(交流电压)的高频逆变器。一次侧逆变器电路5具备4个开关元件SW1～SW4。开关元件SW1～SW4被电桥连接而构成全桥型的电路。开关元件SW1～SW4分别具备开关S1～S4中的1个及二极管D1～D4中的1个。开关S1～S4例如是电场效应晶体管。各二极管D1～D4跨越对应的开关S1～S4的源极及漏极分别连接。即，各二极管D1～D4与对应的开关S1～S4并联地连接。各二极管D1～D4也可以是对应的开关S1～S4的体二极管，也可以外装到开关S1～S4上而分别连接。
开关S1～S4也可以代替电场效应晶体管而是例如npn型的绝缘栅双极晶体管。在此情况下，二极管D1、D2、D3、D4作为回流二极管设置。二极管D1跨越开关S1的发射极及集电极而连接，以使得当开关S1被开启时流过与在开关S1中流动的电流相反方向的电流。即，二极管D1的阳极被连接在开关S1的发射极上，二极管D1的阴极被连接在开关S1的集电极上。与此同样，二极管D2～D4被连接在开关S2～S4上。
控制电路7当将开关S1、S4开启时将开关S2、S3关闭，当将开关S1、S4关闭时将开关S2、S3开启。
变压器9是具备相互磁耦合的一次绕线19及二次绕线21的高频变压器。一次绕线19的端子P1、P2连接在一次侧逆变器电路5的输出端子上。二次绕线21的端子P3、P4连接在二次侧变换器电路11的输入端子上。变压器9将一次侧逆变器电路5与二次侧变换器电路11绝缘。变压器9为，当电力变换装置1以电力供给模式动作时，从一次侧逆变器电路5经由变压器9向二次侧变换器电路11供给电力，当电力变换装置1以电力再生模式动作时，从二次侧变换器电路11经由变压器9向一次侧逆变器电路5再生电力。关于这些模式在后面详细地说明。
二次侧变换器电路11被连接到二次绕线21与端子15a、15b之间(参照图1)。二次侧变换器电路11是将从变压器9供给的高频电压直接变换为50Hz或60Hz的商用的交流电压的直接交流变换器。二次侧变换器电路11具备8个开关元件SW5～SW12。开关元件SW5～SW12分别具备开关S5～S12中的1个及二极管D5～D12中的1个。开关S5～S12例如是MOSFET。各二极管D5～D12跨越对应的开关S5～S12的源极及漏极分别连接。即，各二极管D5～D12与对应的开关S5～S12并联地连接。各二极管D5～D12也可以是对应的开关S5～S12的体二极管，也可以外装到开关S5～S12上并分别连接。通过将MOSFET的开关S5～S12与二极管D5～D12组合，开关元件SW5～SW12在关闭时使电流向一个方向流动，并且在开启时使电流向双向流动。
以下，在本说明书中，将开关元件SW5～SW12称作第1开关元件SW5～第8开关元件SW12，将开关S5～S12称作第1开关S5～第8开关S12。
第1开关元件SW5及第5开关元件SW9在端子15a及端子P3之间被相互串联地连接，以使得在关闭时电流流动的方向相互相反(即，二极管D5、D9的顺向相互相反)。第1开关S5及第5开关S9的漏极被相互连接，或它们的源极被相互连接。第1开关元件SW5及第5开关元件SW9的哪个接近于端子P3设置都可以。
第2开关元件SW6及第6开关元件SW10在端子15b及端子P3之间相互被串联地连接，以使得在关闭时电流流动的方向相互相反(即，二极管D6、D10的顺向相互相反)。第2开关S6及第6开关S10的漏极被相互连接、或它们的源极被相互连接。第2开关元件SW6及第6开关元件SW10的哪个接近于端子P3设置都可以。
第3开关元件SW7及第7开关元件SW11在端子15a及端子P4之间被相互串联地连接，以使得在关闭时电流流动的方向相互相反(即，二极管D7、D11的顺向相互相反)。第3开关S7及第7开关S11的漏极被相互连接、或它们的源极被相互连接。第3开关元件SW7及第7开关元件SW11的哪个接近于端子P4设置都可以。
第4开关元件SW8及第8开关元件SW12在端子15b及端子P4之间被相互串联地连接，以使得在关闭时电流流动的方向相互相反(即，二极管D8、D12的顺向相互相反)。第4开关S8及第8开关S12的漏极被相互连接、或它们的源极被相互连接。第4开关元件SW8及第8开关元件SW12的哪个接近于端子P4设置都可以。
第1开关元件SW5及第2开关元件SW6被配置成在包括第1开关元件SW5、第2开关元件SW6、第5开关元件SW9及第6开关元件SW10且从端子15a到端子15b的路径中，在关闭时电流流动的方向相互相同(即，二极管D5、D6的顺向相互相同)。
第3开关元件SW7及第4开关元件SW8被配置成在包括第3开关元件SW7、第4开关元件SW8、第7开关元件SW11及第8开关元件SW12且从端子15a到端子15b的路径中，在关闭时电流流动的方向相互相同(即，二极管D7、D8的顺向相互相同)。
第1开关元件SW5及第3开关元件SW7被配置成在包括第1开关元件SW5、第3开关元件SW7、第5开关元件SW9及第7开关元件SW11且从端子P3到端子P4的路径中，在关闭时电流流动的方向相互相反(即，二极管D5、D9的顺向相互相反)。
控制电路7通过将第1开关S5～第8开关S12开启/关闭，控制端子15a、15b的输出电压或输出电流的至少一方的振幅。详细在后面说明。
线圈23被插入到二次侧变换器电路11的1个输出端子与端子15a之间。电容器25跨越二次侧变换器电路11的两个输出端子连接。线圈23及电容器25构成将从二次侧变换器电路11输出的交流信号平滑化的滤波器电路。由此，从二次侧变换器电路11输出的矩形波的交流信号被变换为具有与脉冲宽度对应的振幅的正弦波状的交流信号。
电压计75测量一次侧逆变器电路5的输入电压(跨越端子3a、3b的电压)并向控制电路7通知。电流计77测量一次侧逆变器电路5的输入电流并向控制电路7通知。
电压计71测量电力变换装置1的输出电压(跨越端子15a、15b的电压)并向控制电路7通知。电流计73测量电力变换装置1的输出电流并向控制电路7通知。
控制电路7控制一次侧逆变器电路5及二次侧变换器电路11。
当从直流电源17向商用电力系统27供给电力(售电)时、或从商用电力系统27接受电力供给而将直流电源17充电时，端子15a、15b被连接到商用电力系统27上。
接着，说明电力变换装置1的动作。
电力变换装置1以从直流电源17向商用电力系统27供给电力的电力供给模式(逆变器模式)、和从商用电力系统27向直流电源17再生电力的电力再生模式(变换器模式)的某个动作。
图2表示电力变换装置的第1动作，是表示输出电压及输出电流具有90度的相位差的情况下的输出电压及输出电流的波形的波形图。图2表示从端子15a、15b输出的输出电压Vout及输出电流io的波形的一例。
电力变换装置1当在端子15a、15b之间在与经由商用电力系统27流过电流的朝向相同的朝向上发生了电压下降时，即当输出电压Vout与输出电流io的极性相同时，以电力供给模式动作。在电力供给模式中，有由(1)表示的输出电压Vout和输出电流io是正的情况、和由(3)表示的输出电压Vout和输出电流io是负的情况。
电力变换装置1当在端子15a、15b之间在与经由商用电力系统27流过电流的朝向相反的朝向上发生了电压下降时，即当输出电压Vout与输出电流io的极性不同时，以电力再生模式动作。在电力再生模式中，有由(2)表示的输出电压Vout是负、输出电流io是正的情况，和由(4)表示的输出电压Vout是正、输出电流io是负的情况。
图3表示图1的电力变换装置的第2动作，是表示输出电压及输出电流具有0度的相位差的情况下的输出电压及输出电流的波形的波形图。图4表示图1的电力变换装置的第3动作，是表示输出电压及输出电流具有180度的相位差的情况下的输出电压及输出电流的波形的波形图。在如图2那样输出电压Vout及输出电流io具有90度的相位差的情况下，交替地发生电力供给模式及电力再生模式。相对于此，如图3所示，在输出电压Vout及输出电流io具有0度的相位差的情况下(即，功率因数是1的情况下)，不存在电力再生模式，仅为电力供给模式。此外，如图4所示，在输出电压Vout及输出电流io具有180度的相位差的情况下(即，功率因数是0的情况下)，不存在电力供给模式，仅为电力再生模式。
另外，图2表示延迟功率因数的情况，但在超前功率因数的情况下也同样，发生电力供给模式及电力再生模式。
另外，在以后的说明中，参照电力变换装置1的输出电压Vout和二次侧变换器电路11的输出电压Vo进行说明。
图5是表示图2的电力供给模式(1)下的电力变换装置1的动作的时序图。图5表示输出电压Vout和输出电流io是正、电力变换装置1以电力供给模式动作的情况。
一次侧驱动信号是从控制电路7向一次侧逆变器电路5的开关S1～S4分别施加的控制信号。开关S1～S4当一次侧驱动信号是高电平时为开启，当是低电平时为关闭。在以下的说明中，假定一次侧驱动信号的占空比是固定的，但也可以是可变的。变压器电压V1是跨越二次绕线21的端子P3、P4的电压。跨越一次绕线19的端子P1、P2的电压的波形由于与跨越二次绕线21的端子P3、P4的电压的波形是同样的，所以省略图示。变压器电流i1是流到二次绕线21中的电流。流到一次绕线19中的电流的波形由于与流到二次绕线21中的电流的波形是同样的，所以省略图示。二次侧驱动信号是从控制电路7向二次侧变换器电路11的第1开关S5～第8开关S12分别施加的控制信号。第1开关S5～第8开关S12当二次侧驱动信号是高电平时为开启，当是低电平时为关闭。输出电压Vo是二次侧变换器电路11的输出电压。
在电力供给模式及电力再生模式中，控制电路7将一次侧逆变器电路5的各开关S1～S4以约百分之五十的占空比开启/关闭。由此，一次侧逆变器电路5总是产生包含具有相互大致相等的时间长且相互大致相等的振幅的正电压的期间及负电压的期间的矩形波的交流信号。控制电路7通过与一次侧逆变器电路5的动作同步而控制二次侧变换器电路11，控制输出电压Vout的振幅(换言之，形成输出电压Vo的波形)。
在图5中，变压器电流i1是用来从直流电源17向商用电力系统27供给电力的电流。
如果参照图5，则控制电路7在变压器电压V1为正的期间中将第1开关S5以可变的时间长开启，至少持续将第1开关S5开启的时间而将第5开关S9开启。此外，控制电路7对应于将第1开关S5开启的时间长的增减而对将第5开关S9开启的时间长进行增减。通过至少持续将第1开关S5开启的时间而将第5开关S9开启，从端子P3向端子15a的电流不是流过二极管D9而是流过第5开关S9。由此，与电流流过二极管D9的情况相比损失被降低。
如果参照图5，则控制电路7在变压器电压V1为正的期间中仅将第1开关S5及第7开关S11的一方开启，对应于将第1开关S5开启的时间长的增减而对将第7开关S11关闭的时间长进行增减。由此，能够防止端子P3及P4经由第7开关S11被短路。
图9是表示图1的二次侧变换器电路11中的第1电流路径的图。根据图5的动作，在变压器电压V1为正的期间中，当第3开关S7、第4开关S8、第5开关S9及第8开关S12被开启、第2开关S6、第6开关S10及第7开关S11被关闭时，第1开关S5被开启。此时，变压器电流i1从端子P3经由第5开关S9、第1开关S5，商用电力系统27、第8开关S12及第4开关S8向端子P4流动。
如果参照图5，则控制电路7在变压器电压V1为负的期间中，将第2开关S6以可变的时间长开启，至少持续将第2开关S6开启的时间而将第6开关S10开启，对应于将第2开关S6开启的时间长的增减而对将第6开关S10开启的时间长进行增减。通过至少持续将第2开关S6开启的时间而将第6开关S10开启，从端子15b向端子P3的电流不是流过二极管D10而是流过第6开关S10。由此，与电流流过二极管D10的情况相比损失被降低。
如果参照图5，则控制电路7在变压器电压V1为负的期间中，仅将第2开关S6及第8开关S12的一方开启，对应于将第2开关S6开启的时间长的增减而对将第8开关S12关闭的时间长进行增减。由此，能够防止端子P4及P3经由第8开关S12被短路。
图10是表示图1的二次侧变换器电路11中的第2电流路径的图。根据图5的动作，在变压器电压V1为负的期间中，当第3开关S7、第4开关S8、第6开关S10及第7开关S11被开启、第1开关S5、第5开关S9及第8开关S12被关闭时，第2开关S6被开启。此时，变压器电流i1从端子P4经由第7开关S11、第3开关S7、商用电力系统27、第6开关S10及第2开关S6向端子P3流动。
如果参照图5，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期，总是将第3开关S7及第4开关S8开启。由此，当第1开关S5及第2开关S6的两者被关闭时，能够产生从端子15b经由第4开关S8及第3开关S7朝向端子15a的循环电流。
图11是表示图1的二次侧变换器电路11中的第3电流路径的图。根据图5的动作，第3开关S7及第4开关S8总是被开启。因而，当第1开关S5及第2开关S6的两者被关闭时，发生从商用电力系统27经由二极管D12、第4开关S8、二极管D11及第3开关S7向商用电力系统27返回的循环电流。当第7开关S11被开启时，循环电流代替二极管D11而流过第7开关S11，当第8开关S12被开启时，循环电流代替二极管D12而流过第8开关S12。由此，与电流流过二极管D11、D12的情况相比损失被降低。
如果参照图5，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期，将第5开关S9及第7开关S11的至少一方开启、将第6开关S10及第8开关S12的至少一方开启。有起因于商用电力系统27的难以预测的故障等而发生向与输出电流io的朝向相反的方向流动的返回电流的情况。通过上述开关，能够将从端子15a朝向二次侧变换器电路11流动的返回电流作为经过二次绕线21后朝向端子15b的再生电流处理、或作为不经由二次绕线21而朝向端子15b的循环电流处理。
图12是表示图1的二次侧变换器电路11中的第4电流路径的图。根据图5的动作，在变压器电压V1为正的期间中，当第5开关S9及第8开关S12被开启、第6开关S10及第7开关S11被关闭时，返回电流作为再生电流流动。即，返回电流从端子15a经由二极管D5、第5开关S9、二次绕线21、二极管D8及第8开关S12向端子15b流动。返回电流经由变压器9及一次侧逆变器电路5向直流电源17再生。第2开关S6及第3开关S7的开启/关闭对该返回电流没有影响。当第1开关S5被开启时，返回电流代替二极管D5而流过第1开关S5，当第4开关S8被开启时，返回电流代替二极管D8而流过第4开关S8。由此，与电流流过二极管D5、D8的情况相比损失被降低。
图13是表示图1的二次侧变换器电路11中的第5电流路径的图。根据图5的动作，在变压器电压V1为负的期间中，当第6开关S10及第7开关S11被开启、第5开关S9及第8开关S12被关闭时，返回电流作为再生电流流动。即，返回电流从端子15a经由二极管D7、第7开关S11、二次绕线21、二极管D6及第6开关S10向端子15b流动。返回电流经由变压器9及一次侧逆变器电路5向直流电源17再生。第1开关S5及第4开关S8的开启/关闭对该返回电流没有影响。当第2开关S6被开启时，返回电流代替二极管D6而流过第2开关S6，当第3开关S7被开启时，返回电流代替二极管D7而流过第3开关S7。由此，与电流流过二极管D6、D7的情况相比损失被降低。
图14是表示图1的二次侧变换器电路11中的第6电流路径的图。根据图5的动作，当第5开关S9及第6开关S10的至少一方被关闭、并且第7开关S11及第8开关S12的两者被开启时，返回电流作为循环电流流动。即，返回电流从商用电力系统27经由二极管D7、第7开关S11、二极管D8及第8开关S12向商用电力系统27流动。当第3开关S7被开启时，循环电流代替二极管D7而流过第3开关S7，当第4开关S8被开启时，循环电流代替二极管D8而流过第4开关S8。由此，与电流流过二极管D7、D8的情况相比损失被降低。
图6是表示图2的电力供给模式(3)下的电力变换装置1的动作的时序图。图6表示输出电压Vout和输出电流io是负、电力变换装置1以电力供给模式动作的情况。
在图6中，变压器电流i1是用来从直流电源17向商用电力系统27供给电力的电流。
如果参照图6，则控制电路7在变压器电压V1为正的第1期间中，将第6开关S10以可变的时间长开启，至少持续将第6开关S10开启的时间而将第2开关S6开启，对应于将第6开关S10开启的时间长的增减而对将第2开关S6开启的时间长进行增减。通过至少持续将第6开关S10开启的时间而将第2开关S6开启，从端子P3向端子15b的电流不是流过二极管D6而是流过第2开关S6。由此，与电流流过二极管D6的情况相比损失被降低。
如果参照图6，则控制电路7在变压器电压V1为正的期间中，仅将第4开关S8及第6开关S10的一方开启，对应于将第6开关S10开启的时间长的增减而对将第4开关S8关闭的时间长进行增减。由此，能够防止端子P3及P4经由第4开关S8被短路。
根据图6的动作，在变压器电压V1为正的期间中，当第2开关S6、第3开关S7、第7开关S11及第8开关S12被开启、第1开关S5、第4开关S8及第5开关S9被关闭时，第6开关S10被开启。此时，变压器电流i1从端子P3经由第2开关S6、第6开关S10、商用电力系统27、第3开关S7及第7开关S11向端子P4流动。因而，变压器电流i1以图13的路径流动。
如果参照图6，则控制电路7在变压器电压V1为负的第2期间中，将第5开关S9以可变的时间长开启，至少持续将第5开关S9开启的时间而将第1开关S5开启，对应于将第5开关S9开启的时间长的增减而对将第1开关S5开启的时间长进行增减。通过至少持续将第5开关S9开启的时间而将第1开关S5开启，从端子15b向端子P3的电流不是流过二极管D5而是流过第1开关S5。由此，与电流流过二极管D5的情况相比损失被降低。
如果参照图6，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期而仅将第3开关S7及第5开关S9的一方开启，对应于将第5开关S9开启的时间长的增减而对将第3开关S7关闭的时间长进行增减。由此，能够防止端子P4及P3经由第3开关S7被短路。
根据图6的动作，在变压器电压V1为负的期间中，当第1开关S5、第4开关S8、第7开关S11及第8开关S12被开启、第2开关S6、第3开关S7及第6开关S10被关闭时，第5开关S9被开启。此时，变压器电流i1从端子P4经由第4开关S8、第8开关S12、商用电力系统27、第1开关S5及第5开关S9向端子P3流动。因而，变压器电流i1以图12的路径流动。
如果参照图6，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期，将第7开关S11及第8开关S12总是开启。由此，当第5开关S9及第6开关S10的两者被关闭时，能够产生从端子15a经由第7开关S11及第8开关S12朝向端子15b的循环电流。
根据图6的动作，第7开关S11及第8开关S12总是被开启。因而，当第5开关S9及第6开关S10的两者被关闭时，发生从商用电力系统27经由二极管D7、第7开关S11、二极管D8及第8开关S12向商用电力系统27返回的循环电流。当第3开关S7被开启时，循环电流代替二极管D7而流过第3开关S7，当第4开关S8被开启时，循环电流代替二极管D8而流过第4开关S8。由此，与电流流过二极管D7、D8的情况相比损失被降低。因而，循环电流以图14的路径流动。
如果参照图6，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期，将第2开关S6及第4开关S8的至少一方开启，将第1开关S5及第3开关S7的至少一方开启。通过上述开关，能够将从端子15b朝向二次侧变换器电路11流动的返回电流作为经由二次绕线21后朝向端子15a的再生电流处理、或作为不经由二次绕线21而朝向端子15a的循环电流处理。
根据图6的动作，在变压器电压V1为正的期间中，当第2开关S6及第3开关S7被开启、第1开关S5及第4开关S8被关闭时，返回电流作为再生电流流动。即，返回电流从端子15b经由二极管D10、第2开关S6、二次绕线21、二极管D11及第3开关S7向端子15a流动。返回电流经由变压器9及一次侧逆变器电路5向直流电源17再生。第5开关S9及第8开关S12的开启/关闭对该返回电流没有影响。当第6开关S10被开启时，返回电流代替二极管D10而流过第6开关S10，当第7开关S11被开启时，返回电流代替二极管D11而流过第7开关S11。由此，与电流流过二极管D10、D11的情况相比损失被降低。因而，返回电流以图10的路径流动。
根据图6的动作，在变压器电压V1为负的期间中，当第1开关S5及第4开关S8被开启、第2开关S6及第3开关S7被关闭时，返回电流作为再生电流流动。即，返回电流从端子15b经由二极管D12、第4开关S8、二次绕线21、二极管D9及第1开关S5向端子15a流动。返回电流经由变压器9及一次侧逆变器电路5向直流电源17再生。第6开关S10及第7开关S11的开启/关闭对该返回电流没有影响。当第5开关S9被开启时，返回电流代替二极管D9而流过第5开关S9，当第8开关S12被开启时，返回电流代替二极管D12而流过第8开关S12。由此，与电流流过二极管D9、D12的情况相比损失被降低。因而，返回电流以图9的路径流动。
根据图6的动作，当第1开关S5及第2开关S6的至少一方被关闭、并且第3开关S7及第4开关S8的两者被开启时，返回电流作为循环电流流动。即，返回电流从商用电力系统27经由二极管D12、第4开关S8、二极管D11及第3开关S7向商用电力系统27流动。当第7开关S11被开启时，循环电流代替二极管D11而流过第7开关S11，当第8开关S12被开启时，循环电流代替二极管D12而流过第8开关S12。由此，与电流流过二极管D11、D12的情况相比损失被降低。因而，返回电流以图11的路径流动。
图7是表示图2的电力再生模式(2)下的电力变换装置1的动作的时序图。图7表示输出电压Vout是负、输出电流io是正、电力变换装置1以电力再生模式动作的情况。
在图7中，变压器电流i1是用来从商用电力系统27向直流电源17再生电力的电流。
如果参照图7，则控制电路7在变压器电压V1为正的第1期间中，将第4开关S8以可变的时间长关闭，仅将第4开关S8及第6开关S10的一方开启，对应于将第4开关S8关闭的时间长的增减而对将第6开关S10开启的时间长进行增减。
如果参照图7，则控制电路7在变压器电压V1为正的期间中，至少持续将第4开关S8关闭的时间而将第2开关S6开启，对应于将第4开关S8关闭的时间长的增减而对将第2开关S6开启的时间长进行增减。
根据图7的动作，在变压器电压V1为正的期间中，当第2开关S6、第3开关S7、第4开关S8、第7开关S11及第8开关S12被开启、第1开关S5及第5开关S9被关闭时，第4开关S8被关闭。此时，变压器电流i1从端子15b经由二极管D10、第2开关S6、二次绕线21、第7开关S11及第3开关S7向端子15a流动。当第6开关S10被开启时，电流代替二极管D10而流过第6开关S10。由此，与电流流过二极管D10的情况相比损失被降低。因而，变压器电流i1以图10的路径流动。
如果参照图7，则控制电路7在变压器电压V1为负的第2期间中，将第3开关S7以可变的时间长关闭，仅将第3开关S7及第5开关S9的一方开启，对应于将第3开关S7关闭的时间长的增减而对将第5开关S9开启的时间长进行增减。
如果参照图7，则控制电路7在变压器电压V1为负的期间中，至少持续将第3开关S7关闭的时间而将第1开关S5开启，对应于将第3开关S7关闭的时间长的增减而对将第1开关S5开启的时间长进行增减。
根据图7的动作，在变压器电压V1为负的期间中，当第1开关S5、第3开关S7、第4开关S8、第7开关S11及第8开关S12被开启、第2开关S6及第6开关S10被关闭时，第3开关S7被关闭。此时，变压器电流i1从端子15b经由第8开关S12、第4开关S8、二次绕线21、二极管D9及第1开关S5向端子15a流动。当第5开关S9被开启时，电流代替二极管D9而流过第5开关S9。由此，与电流流过二极管D9的情况相比损失被降低。因而，变压器电流i1以图9的路径流动。
如果参照图7，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期，将第7开关S11及第8开关S12总是开启。
根据图7的动作，第7开关S11及第8开关S12总是被开启。因而，当第3开关S7及第4开关S8的两者被开启、并且第1开关S5及第2开关S6的至少一方被关闭时，发生从商用电力系统27经由第8开关S12、第4开关S8、第7开关S11及第3开关S7向商用电力系统27返回的循环电流。由于第7开关S11被开启，所以循环电流不是流过二极管D11而是流过第7开关S11，由于第8开关S12被开启，所以循环电流不是流过二极管D12而是流过第8开关S12。由此，与电流流过二极管D11、D12的情况相比损失被降低。因而，循环电流以图11的路径流动。
如果参照图7，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期，将第5开关S9及第7开关S11的至少一方开启，将第6开关S10及第8开关S12的至少一方开启。
根据图7的动作，在变压器电压V1为正的期间中，当第6开关S10及第7开关S11被开启、第1开关S5及第4开关S8被关闭时，返回电流作为动力运行电流(power runningcurrent)(用来从直流电源17向商用电力系统27供给电力的电流)流动。即，返回电流从端子15a经由二极管D7、第7开关S11、二次绕线21、二极管D6及第6开关S10向端子15b流动。返回电流被向商用电力系统27供给。第5开关S9及第8开关S12的开启/关闭对该返回电流没有影响。当第2开关S6被开启时，返回电流代替二极管D6而流过第2开关S6，当第3开关S7被开启时，返回电流代替二极管D7而流过第3开关S7。由此，与电流流过二极管D6、D7的情况相比损失被降低。因而，返回电流以图13的路径流动。
根据图7的动作，在变压器电压V1为负的期间中，当第5开关S9及第8开关S12被开启、第2开关S6及第3开关S7被关闭时，返回电流作为动力运行电流流动。即，返回电流从端子15a经由二极管D5、第5开关S9、二次绕线21、二极管D8及第8开关S12向端子15b流动。返回电流被向商用电力系统27供给。第6开关S10及第7开关S11的开启/关闭对该返回电流没有影响。当第1开关S5被开启时，返回电流代替二极管D5而流过第1开关S5，当第4开关S8被开启时，返回电流代替二极管D8而流过第4开关S8。由此，与电流流过二极管D5、D8的情况相比损失被降低。因而，再生电流以图12的路径流动。
根据图7的动作，当第5开关S9及第6开关S10的两者被关闭、第7开关S11及第8开关S12的两者被开启时，返回电流作为循环电流流动。即，返回电流从商用电力系统27经由二极管D7、第7开关S11、二极管D8及第8开关S12向商用电力系统27流动。当第3开关S7被开启时，循环电流代替二极管D7而流过第3开关S7，当第4开关S8被开启时，循环电流代替二极管D8而流过第4开关S8。由此，与电流流过二极管D7、D8的情况相比损失被降低。因而，循环电流以图14的路径流动。
图8是表示图2的电力再生模式(4)下的电力变换装置1的动作的时序图。图8表示输出电压Vout是正、输出电流io是负、电力变换装置1以电力再生模式动作的情况。
在图8中，变压器电流i1是用来从商用电力系统27向直流电源17再生电力的电流。
如果参照图8，则控制电路7在变压器电压V1为正的第1期间中，将第7开关S11以可变的时间长关闭，仅将第1开关S5及第7开关S11的一方开启，对应于将第7开关S11关闭的时间长的增减而对将第1开关S5开启的时间长进行增减。
如果参照图8，则控制电路7在变压器电压V1为正的期间中，至少持续将第7开关S11关闭的时间而将第5开关S9，对应于将第7开关S11关闭的时间长的增减而对将第5开关S9开启的时间长进行增减。
根据图8的动作，在变压器电压V1为正的期间中，当第3开关S7、第4开关S8、第5开关S9、第7开关S11及第8开关S12被开启、第2开关S6及第6开关S10被关闭时，第7开关S11被关闭。此时，变压器电流i1从端子15a经由二极管D5、第5开关S9、二次绕线21、第4开关S8、第8开关S12向端子15b流动。当第1开关S5被开启时，电流代替二极管D5而流过第1开关S5。由此，与电流流过二极管D5的情况相比损失被降低。因而，变压器电流i1以图12的路径流动。
如果参照图8，则控制电路7在变压器电压V1为负的第2期间中，将第8开关S12以可变的时间长关闭，仅将第2开关S6及第8开关S12的一方开启，对应于将第8开关S12关闭的时间长的增减而对将第2开关S6开启的时间长进行增减。
如果参照图8，则控制电路7在变压器电压V1为负的期间中，至少持续将第8开关S12关闭的时间而将第6开关S10开启，对应于将第8开关S12关闭的时间长的增减而对将第6开关S10开启的时间长进行增减。
根据图8的动作，在变压器电压V1为负的期间中，当第3开关S7、第4开关S8、第6开关S10、第7开关S11及第8开关S12被开启、第1开关S5及第5开关S9被关闭时，第8开关S12被关闭。此时，变压器电流i1从端子15a经由第3开关S7、第7开关S11、二次绕线21、二极管D6、第6开关S10向端子15b流动。当第2开关S6被开启时，电流代替二极管D6而流过第2开关S6。由此，与电流流过二极管D6的情况相比损失被降低。因而，变压器电流i1以图13的路径流动。
如果参照图8，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期，将第3开关S7及第4开关S8总是开启。
根据图8的动作，第3开关S7及第4开关S8总是被开启。因而，当第7开关S11及第8开关S12的两者被开启、并且第5开关S9及第6开关S10的至少一方被关闭时，发生从商用电力系统27经由第3开关S7、第7开关S11、第4开关S8及第8开关S12向商用电力系统27返回的循环电流。由于第3开关S7被开启，所以循环电流不是流过二极管D7而是流过第3开关S7，由于第4开关S8被开启，所以循环电流不是流过二极管D8而是流过第4开关S8。由此，与电流流过二极管D7、D8的情况相比损失被降低。因而，循环电流以图14的路径流动。
如果参照图8，则控制电路7持续变压器电压V1的整个周期，将第1开关S5及第3开关S7的至少一方开启，将第2开关S6及第4开关S8的至少一方开启。
根据图8的动作，在变压器电压V1为正的期间中，当第1开关S5及第4开关S8被开启、第6开关S10及第7开关S11被关闭时，返回电流作为动力运行电流(用来从直流电源17向商用电力系统27供给电力的电流)流动。即，返回电流从端子15b经由二极管D12、第4开关S8、二次绕线21、二极管D9及第1开关S5向端子15a流动。返回电流被向商用电力系统27供给。第2开关S6及第3开关S7的开启/关闭对该返回电流没有影响。当第5开关S9被开启时，返回电流代替二极管D9而流过第1开关S9，当第8开关S12被开启时，返回电流代替二极管D12而流过第8开关S12。由此，与电流流过二极管D9、D12的情况相比损失被降低。因而，返回电流以图9的路径流动。
根据图8的动作，在变压器电压V1为负的期间中，当第2开关S6及第3开关S7被开启、第5开关S9及第8开关S12被关闭时，返回电流作为动力运行电流流动。即，返回电流从端子15b经由二极管D10、第2开关S6、二次绕线21、二极管D11及第3开关S7向端子15a流动。返回电流被向商用电力系统27供给。第1开关S5及第4开关S8的开启/关闭对该返回电流没有影响。当第6开关S10被开启时，返回电流代替二极管D10而流过第6开关S10，当第7开关S11被开启时，返回电流代替二极管D11而流过第7开关S11。由此，与电流流过二极管D10、D11的情况相比损失被降低。因而，返回电流以图10的路径流动。
根据图8的动作，当第1开关S5及第2开关S6的两者被关闭、第3开关S7及第4开关S8的两者被开启时，返回电流作为循环电流流动。即，返回电流从商用电力系统27经由二极管D12、第4开关S8、二极管D11及第3开关S7向商用电力系统27流动。当第7开关S11被开启时，循环电流代替二极管D11而流过第7开关S11，当第8开关S12被开启时，循环电流代替二极管D12而流过第8开关S12。由此，与电流流过二极管D11、D12的情况相比损失被降低。因而，循环电流以图11的路径流动。
图5的动作及图8的动作实质上是相同的。根据图5及图8，不论是变压器电流i1向哪个朝向流动的情况，二次侧变换器电路11都大致同样地产生正的输出电压Vo。此外，图6的动作及图7的动作实质上是相同的。根据图6及图7，不论是变压器电流i1向哪个朝向流动的情况，二次侧变换器电路11都大致同样地产生负的输出电压Vo。
在图5的动作中，对应于将第1开关S5及第2开关S6开启的时间长的增减，电力变换装置1的输出电压Vout的振幅及输出电流io的振幅也增减。同样，在图6的动作中，对应于将第6开关S10及第5开关S9开启的时间长的增减，电力变换装置1的输出电压Vout的振幅及输出电流io的振幅也增减。
在图7的动作中，对应于将第3开关S7及第4开关S8关闭的时间长的增减，从商用电力系统27向直流电源17再生的电力的电压的振幅及电流的振幅增减。同样，在图8的动作中，对应于将第7开关S11及第8开关S12关闭的时间长的增减，从商用电力系统27向直流电源17再生的电力的电压的振幅及电流的振幅增减。
根据有关本实施方式的电力变换装置1，是具备使用同步整流方式的二次侧的逆变器电路的电力变换装置，能够用比以往更高效率的新的驱动方法使二次侧的逆变器电路动作。特别是，在二次侧变换器电路11中，具备作为MOSFET的开关元件SW5～SW12，通过由开关元件SW5～SW12进行同步整流，能够达成提高的电力变换效率。
根据有关本实施方式的电力变换装置1，对于在系统联动中有时发生的相位跳跃能够应对。此外，根据有关本实施方式的电力变换装置1，能够将在负载被切断时发生的返回电流处理。
根据专利文献1表示的系统互联逆变器装置，在一次侧不再生电力。因而，在上述系统互联逆变器装置中，在直流电源17是蓄电池的情况下，不能将蓄电池充电。另一方面，根据有关本实施方式的电力变换装置1，由于能够从商用电力系统27向直流电源17再生电力，所以在直流电源17是蓄电池的情况下能够向蓄电池充电。根据有关本实施方式的电力变换装置1，在电力变换装置1上连接着低功率因数负载、马达、整流负载等的情况下，也能够进行电力变换装置1的自主运转动作。为了实现自主运转，电力变换装置1需要进行电压控制。通常，在对低功率因数负载、马达、整流负载进行电压控制时，电流向供给方向流动还是向再生方向流动为不明确的状态。根据有关本实施方式的电力变换装置1，如图5～图8所示，能够以实质上相同的次序进行电力的供给及再生，所以有能够不考虑电流方向而进行电压控制的优点。
此外，根据有关本实施方式的电力变换装置1，不将由一次侧逆变器电路5生成的高频电力变换为直流电力，而由二次侧变换器电路11直接变换为不同频率的交流电力。因而，能够实现低损失且小型轻量的电力变换装置1。
变形例.
以下，参照图15～图18对有关本实施方式的变形例的电力变换装置进行说明。
图15是表示有关实施方式的第1变形例的电力变换装置1的部分的电路图。图15的电力变换装置除了图1的电力变换装置1的构成要素以外，还具备插入在一次侧逆变器电路5与端子3a、3b之间的斩波电路81。
斩波电路81是在电力供给模式下进行升压动作、在电力再生模式下进行降压动作的升降压斩波电路。控制电路7通过控制斩波电路81及二次侧变换器电路11，控制输出电压Vout或输出电流io的至少一方的振幅。
根据图15的电力变换装置，通过具备斩波电路81，在连接着电压的变动幅度较大的直流电源17时也能够灵活地动作。图15的电力变换装置例如在连接EV(electricvehicle：电动车辆)电池、太阳能电池、燃料电池等、电压的变动幅度较大的直流电源的情况下也能够应用。
图16是表示有关实施方式的第2变形例的电力变换装置1的一次侧逆变器电路5A的电路图。电力变换装置1c的一次侧逆变器电路5A具备电容器C1～C4、励磁电感器L1、L2及电解电容器Ce1～Ce4。
电容器C1～C4是无损缓冲电容。电容器C1～C4分别跨越开关S1～S4中的1个的源极及漏极而连接。
电解电容器Ce1、Ce2跨越端子3a、3b而串联地连接。电解电容器Ce1、Ce2之间的节点与开关S1、S2之间的节点经由励磁电感器L1相互连接。
电解电容器Ce3、Ce3跨越端子3a、3b被串联地连接。电解电容器Ce3、Ce4之间的节点与开关S3、S4之间的节点经由励磁电感器L2被相互连接。
在一次侧逆变器电路5A中，由电容器C1～C4、励磁电感器L1、L2及电解电容器Ce～Ce4实现软开关。由此，能够将开关S1～S4保护。
图17是表示有关实施方式的第3变形例的电力变换装置1的变压器9的电路图。图17的变压器9还具备跨越端子P3及P4而连接的电容器C21。根据图17的结构，能够通过电容器C21及变压器9产生共振现象。由此，能够进一步抑制在开关元件中发生的电压浪涌。
图18是有关实施方式的第4变形例的电力变换装置1的电路图。电力变换装置1的端子15a、15b也可以代替商用电力系统27而连接在负载29上。负载29也可以是具有功率因数1的电阻负载，也可以是具有不到1的功率因数的感应性负载或电容性负载。当在端子15a及15b上连接着负载29时，电力变换装置1从直流电源17向负载29(例如家电制品)供给电力。
根据图5～图8的动作，并不限于功率因数1的电阻负载，能够对于马达及整流器那样的非线形负载供给电力。
有关本发明的电力变换装置的特征在于，具备以下的结构。
[项目1]
一种电力变换装置具备：第1及第2端子，与直流电源连接；第3及第4端子，与商用电力系统或负载连接；变压器，具备一次绕线及具有第5及第6端子的二次绕线；一次侧逆变器电路，连接在上述第1及第2端子与上述一次绕线之间；二次侧变换器电路，连接在上述第5及第6端子与上述第3及第4端子之间；以及控制电路；上述二次侧变换器电路具备包括二极管及与上述二极管并联地连接的开关的第1～第8开关元件；上述第1及第5开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第5端子之间；上述第2及第6开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第5端子之间；上述第3及第7开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第6端子之间；上述第4及第8开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第6端子之间；上述第1及第2开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在上述第3及第4端子之间；上述第3及第4开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在上述第3及第4端子之间；上述第1及第3开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地配置连接在上述第5及第6端子之间；上述控制电路，以上述第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有第1极性的第1期间内，在第3期间中将上述第1开关元件开启，在比上述第3期间长且完全包含上述第3期间的第4期间中将上述第5开关元件开启；以上述第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有与上述第1极性相反的第2极性的第2期间内，在第5期间中将上述第2开关元件开启，在比上述第5期间长且完全包含上述第5期间的第6期间中将上述第6开关元件开启。
[项目2]
如项目1所述的电力变换装置，上述控制电路，对应于上述第3期间的增减而使上述第4期间增减；对应于上述第5期间的增减而使上述第6期间增减。
[项目3]
如项目1所述的电力变换装置，上述控制电路，在上述第1期间内，在比上述第3期间长且完全包含上述第3期间的第7期间中将上述第7开关元件关闭；在上述第2期间内，在比上述第5期间长且完全包含上述第5期间的第8期间中将上述第8开关元件关闭。
[项目4]
如项目3所述的电力变换装置，对应于上述第3期间的增减而使上述第7期间增减；对应于上述第5期间的增减而使上述第8期间增减。
[项目5]
如项目1～4中任一项所述的电力变换装置，上述控制电路将上述第3及第4开关元件在上述第1及第2期间这两个期间中总是开启。
[项目6]
如项目1～5中任一项所述的电力变换装置，上述第4期间比上述第7期间长且完全包含上述第7期间；上述第6期间比上述第8期间长且完全包含上述第8期间。
[项目7]
一种电力变换装置，具备：第1及第2端子，与直流电源连接；第3及第4端子，与商用电力系统或负载连接；变压器，具备一次绕线及具有第5及第6端子的二次绕线；一次侧逆变器电路，连接在上述第1及第2端子与上述一次绕线之间；二次侧变换器电路，连接在上述第5及第6端子与上述第3及第4端子之间；以及控制电路；上述二次侧变换器电路具备包括二极管及与上述二极管并联地连接的开关的第1～第8开关元件；上述第1及第5开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第5端子之间；上述第2及第6开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第5端子之间；上述第3及第7开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第6端子之间；上述第4及第8开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第6端子之间；上述第1及第2开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在上述第3及第4端子之间；上述第3及第4开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在上述第3及第4端子之间；上述第1及第3开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地配置连接在上述第5及第6端子之间；上述控制电路，以上述第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有第1极性的第1期间内，在第3期间中将上述第6开关元件开启，在比上述第3期间长且完全包含上述第3期间的第4期间中将上述第2开关元件开启；以上述第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有与上述第1极性相反的第2极性的第2期间内，在第5期间中将上述第5开关元件开启，在比上述第5期间长且完全包含上述第5期间的第6期间中将上述第1开关元件开启。
[项目8]
如项目7所述的电力变换装置，上述控制电路，对应于上述第3期间的增减而使上述第4期间增减；对应于上述第5期间的增减而使上述第6期间增减。
[项目9]
如项目7所述的电力变换装置，上述控制电路，在上述第1期间内，在比上述第3期间长且完全包含上述第3期间的第7期间中将上述第4开关元件关闭；在上述第2期间内，在比上述第5期间长且完全包含上述第5期间的第8期间中将上述第3开关元件关闭。
[项目10]
如项目9所述的电力变换装置，对应于上述第3期间的增减而使上述第7期间增减；对应于上述第5期间的增减而使上述第8期间增减。
[项目11]
如项目7～10中任一项所述的电力变换装置，上述控制电路将上述第7及第8开关元件在上述第1及第2期间这两个期间中总是开启。
[项目12]
如项目7～11中任一项所述的电力变换装置，上述第4期间比上述第7期间长且完全包含上述第7期间；上述第6期间比上述第8期间长且完全包含上述第8期间。
[项目13]
如项目1～12中任一项所述的电力变换装置，上述第1～第8开关元件分别是具备体二极管的MOSFET。
[项目14]
如项目1～12中任一项所述的电力变换装置，上述第1～第8开关元件分别是MOSFET及二极管的组合。
[项目15]
如项目1～14中任一项所述的电力变换装置，当在上述第3及第4端子之间在与电流经由上述商用电力系统或负载流动的朝向相同的朝向上发生电压下降时，以从上述直流电源向上述商用电力系统或负载供给电力的电力供给模式动作；当在上述第3及第4端子之间在与电流经由上述商用电力系统或负载流动的朝向相反的朝向上发生电压下降时，以从上述商用电力系统或负载向上述直流电源再生电力的电力再生模式动作。
[项目16]
如项目15所述的电力变换装置，还具备配置在上述第1及第2端子与上述一次侧逆变器电路之间并且在上述电力供给模式下进行升压动作、在上述电力再生模式下进行降压动作的斩波电路。
[项目18]
如项目1～16中任一项所述的电力变换装置，还具备连接在上述第5及第6端子之间的电容器。
[项目19]
一种电力变换装置，是具有与直流电源连接的第1及第2端子、和与商用电力系统或负载连接的第3及第4端子的电力变换装置，具备：变压器，具备一次绕线及二次绕线；一次侧逆变器电路，连接在上述第1及第2端子与上述一次绕线之间；二次侧变换器电路，连接在上述二次绕线与上述第3及第4端子之间；以及控制电路，控制上述一次侧逆变器电路及上述二次侧变换器电路；上述二次绕线具有第5及第6端子；上述二次侧变换器电路具备当关闭时使电流向一个方向流动并且当开启时使电流向双向流动的第1～第8开关元件；上述第1及第5开关元件以在关闭时电流流动的方向相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第5端子之间；上述第2及第6开关元件以在关闭时电流流动的方向相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第5端子之间；上述第3及第7开关元件以在关闭时电流流动的方向相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第6端子之间；上述第4及第8开关元件以在关闭时电流流动的方向相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第6端子之间；上述第1及第2开关元件配置为，在从上述第3端子经由包括上述第1、第2、第5及第6开关元件的电路达到上述第4端子的路径中，当关闭时电流流动的方向相互相同；上述第3及第4开关元件配置为，在从上述第3端子经由包括上述第3、第4、第7及第8开关元件的电路到上述第4端子的路径中，当关闭时电流流动的方向相互相同；上述第1及第3开关元件配置为，在从上述第5端子经由包括上述第1、第3、第5及第7开关元件的电路到上述第6端子的路径中，当关闭时电流流动的方向相互相反；上述控制电路，在跨越上述第5及第6端子的电压具有第1极性的第1期间中，以可变的时间长开启上述第1开关元件，至少持续将上述第1开关元件开启的时间而将上述第5开关元件开启，对应于将上述第1开关元件开启的时间长的增减而对将上述第5开关元件开启的时间长进行增减；在跨越上述第5及第6端子的电压具有与上述第1极性相反的第2极性的第2期间中，以可变的时间长开启上述第2开关元件，至少持续将上述第2开关元件开启的时间将上述第6开关元件开启，对应于将上述第2开关元件开启的时间长的增减而对将上述第6开关元件开启的时间长进行增减。
[项目20]
如项目19所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1期间中，仅将上述第1及第7开关元件的一方开启，对应于将上述第1开关元件开启的时间长的增减而对将上述第7开关元件关闭的时间长进行增减；在上述第2期间中，仅将上述第2及第8开关元件的一方开启，对应于将上述第2开关元件开启的时间长的增减而对将上述第8开关元件关闭的时间长进行增减。
[项目21]
如项目19或20所述的电力变换装置，上述控制电路将上述第3及第4开关元件在上述第1及第2期间这两个期间中总是开启。
[项目22]
如项目19～21中任一项所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1及第2期间这两个期间中，将上述第5及第7开关元件的至少一方开启，将上述第6及第8开关元件的至少一方开启。
[项目23]
如项目19所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1期间中，代替上述第1开关元件而将上述第6开关元件以可变的时间长开启，至少持续将上述第6开关元件开启的时间而将上述第2开关元件开启，对应于将上述第6开关元件开启的时间长的增减而对将上述第2开关元件开启的时间长进行增减；在上述第2期间中，代替上述第2开关元件而将上述第5开关元件以可变的时间长开启，至少持续将上述第5开关元件开启的时间而将上述第1开关元件开启，对应于将上述第5开关元件开启的时间长的增减而对将上述第1开关元件开启的时间长进行增减。
[项目24]
如项目23所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1期间中，仅将上述第4及第6开关元件的一方开启，对应于将上述第6开关元件开启的时间长的增减而对将上述第4开关元件关闭的时间长进行增减；在上述第2期间中，仅将上述第3及第5开关元件的一方开启，对应于将上述第5开关元件开启的时间长的增减而对将上述第3开关元件关闭的时间长进行增减。
[项目25]
如项目23或24所述的电力变换装置，上述控制电路将上述第7及第8开关元件在上述第1及第2期间这两个期间中总是开启。
[项目26]
如项目23～25中任一项所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1及第2期间这两个期间中，将上述第2及第4开关元件的至少一方开启，将上述第1及第3开关元件的至少一方开启。
[项目27]
一种电力变换装置，是具有与直流电源连接的第1及第2端子、和与商用电力系统或负载连接的第3及第4端子的电力变换装置，具备：变压器，具备一次绕线及二次绕线；一次侧逆变器电路，连接在上述第1及第2端子与上述一次绕线之间；二次侧变换器电路，连接在上述二次绕线与上述第3及第4端子之间；控制电路，控制上述一次侧逆变器电路及上述二次侧变换器电路；上述二次绕线具有第5及第6端子；上述二次侧变换器电路具备当关闭时使电流向一个方向流动并且当开启时使电流向双向流动的第1～第8开关元件；上述第1及第5开关元件以在关闭时电流流动的方向相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第5端子之间；上述第2及第6开关元件以在关闭时电流流动的方向相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第5端子之间；上述第3及第7开关元件以在关闭时电流流动的方向相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第6端子之间；上述第4及第8开关元件以在关闭时电流流动的方向相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第6端子之间；上述第1及第2开关元件配置为，在从上述第3端子经由包括上述第1、第2、第5及第6开关元件的电路到上述第4端子的路径中，在关闭时电流流动的方向相互相同；上述第3及第4开关元件配置为，在从上述第3端子经由包括上述第3、第4、第7及第8开关元件的电路到上述第4端子的路径中，在关闭时电流流动的方向相互相同；上述第1及第3开关元件配置为，在从上述第5端子经由包括上述第1、第3、第5及第7开关元件的电路到上述第6端子的路径中，在关闭时电流流动的方向相互相反；上述控制电路，在跨越上述第1及第2端子的电压具有第1极性的第1期间中，将上述第4开关元件以可变的时间长关闭，仅将上述第4及第6开关元件的一方开启，对应于将上述第4开关元件关闭的时间长的增减而对将上述第6开关元件开启的时间长进行增减；在跨越上述第1及第2端子的电压具有与上述第1极性相反的第2极性的第2期间中，将上述第3开关元件以可变的时间长关闭，仅将上述第3及第5开关元件的一方开启，对应于将上述第3开关元件关闭的时间长的增减而对将上述第5开关元件开启的时间长进行增减。
[项目28]
如项目27所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1期间中，至少持续将上述第4开关元件关闭的时间而将上述第2开关元件开启，对应于将上述第4开关元件关闭的时间长的增减而对将上述第2开关元件开启的时间长进行增减；在上述第2期间中，至少持续将上述第3开关元件关闭的时间而将上述第1开关元件开启，对应于将上述第3开关元件关闭的时间长的增减而对将上述第1开关元件开启的时间长进行增减。
[项目29]
如项目27或28所述的电力变换装置，上述控制电路将上述第7及第8开关元件在上述第1及第2期间这两个期间中总是开启。
[项目30]
如项目27～29中任一项所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1及第2期间这两个期间中，将上述第6及第8开关元件的至少一方开启，将上述第5及第7开关元件的至少一方开启。
[项目31]
如项目27所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1期间中，代替上述第4开关元件而将上述第7开关元件以可变的时间长关闭，仅将上述第1及第7开关元件的一方开启，对应于将上述第7开关元件关闭的时间长的增减而对将上述第1开关元件开启的时间长进行增减；在上述第2期间中，代替上述第3开关元件而将上述第8开关元件以可变的时间长关闭，仅将上述第2及第8开关元件的一方开启，对应于将上述第8开关元件关闭的时间长的增减而对将上述第2开关元件开启的时间长进行增减。
[项目32]
如项目31所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1期间中，至少持续将上述第7开关元件关闭的时间而将上述第5开关元件开启，对应于将上述第7开关元件关闭的时间长的增减而对将上述第5开关元件开启的时间长进行增减；在上述第2期间中，至少持续将上述第8开关元件关闭的时间而将上述第6开关元件开启，对应于将上述第8开关元件关闭的时间长的增减而对将上述第6开关元件开启的时间长进行增减。
[项目33]
如项目31或32所述的电力变换装置，上述控制电路将上述第3及第4开关元件在上述第1及第2期间这两个期间中总是开启。
[项目34]
如项目31～33中任一项所述的电力变换装置，上述控制电路在上述第1及第2期间这两个期间中，将上述第1及第3开关元件的至少一方开启，将上述第2及第4开关元件的至少一方开启。
[项目35]
如项目19～34中任一项所述的电力变换装置，上述第1～第8开关元件分别是具备体二极管的MOSFET。
[项目36]
如项目19～34中任一项所述的电力变换装置，上述第1～第8开关元件分别是MOSFET及二极管的组合。
[项目37]
如项目19～36中任一项所述的电力变换装置，上述电力变换装置当在上述第3及第4端子之间在与电流经由上述商用电力系统或负载流动的朝向相同的朝向上发生了电压下降时，以从上述直流电源向上述商用电力系统或负载供给电力的电力供给模式动作；当在上述第3及第4端子之间在与电流经由上述商用电力系统或负载流动的朝向相反的朝向上发生了电压下降时，以从上述商用电力系统或负载向上述直流电源再生电力的电力再生模式动作。
[项目38]
如项目37所述的电力变换装置，具备连接在上述一次侧逆变器电路上并且在上述电力供给模式下进行升压动作、在上述电力再生模式下进行降压动作的斩波电路。
[项目39]
如项目19～38中任一项所述的电力变换装置，还具备跨越上述第5及第6端子而连接的电容器。
产业上的可利用性
本发明例如能够用在固定式蓄电池的电力调节器或EV/PHV用的V2H(Vehicle toHome：车辆到住宅)电力调节器中。
标号说明
1 电力变换装置
3a、3b 端子
5 一次侧逆变器电路
7 控制电路
9 变压器
11 二次侧变换器电路
15a、15b 端子
17 直流电源
19 一次绕线
21 二次绕线
23 线圈(交流用电抗器)
27 商用电力系统
29 负载
71、75 电压计
73、77 电流计
81 斩波电路
SW1～SW12 开关元件
S1～S12 开关
D1～D12 二极管
C1～C4、C21 电容器
Ce1～Ce4 电解电容器。

Claims (17)

1.一种电力变换装置，其特征在于，
具备：
第1及第2端子，与直流电源连接；
第3及第4端子，与商用电力系统或负载连接；
变压器，具备一次绕线及具有第5及第6端子的二次绕线；
一次侧逆变器电路，连接在上述第1及第2端子与上述一次绕线之间；
二次侧变换器电路，连接在上述第5及第6端子与上述第3及第4端子之间；以及
控制电路；
上述二次侧变换器电路具备包括二极管及与上述二极管并联地连接的开关的第1～第8开关元件；
上述第1及第5开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第5端子之间；
上述第2及第6开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第5端子之间；
上述第3及第7开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第6端子之间；
上述第4及第8开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第6端子之间；
上述第1及第2开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在上述第3及第4端子之间；
上述第3及第4开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在上述第3及第4端子之间；
上述第1及第3开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地配置连接在上述第5及第6端子之间；
上述控制电路，
以上述第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有第1极性的第1期间内，在第3期间中将上述第1开关元件开启，在比上述第3期间长且完全包含上述第3期间的第4期间中将上述第5开关元件开启；
以上述第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有与上述第1极性相反的第2极性的第2期间内，在第5期间中将上述第2开关元件开启，在比上述第5期间长且完全包含上述第5期间的第6期间中将上述第6开关元件开启。
2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述控制电路，
对应于上述第3期间的增减而使上述第4期间增减；
对应于上述第5期间的增减而使上述第6期间增减。
3.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述控制电路，
在上述第1期间内，在比上述第3期间长且完全包含上述第3期间的第7期间中将上述第7开关元件关闭；
在上述第2期间内，在比上述第5期间长且完全包含上述第5期间的第8期间中将上述第8开关元件关闭。
4.如权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，
对应于上述第3期间的增减而使上述第7期间增减；
对应于上述第5期间的增减而使上述第8期间增减。
5.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述控制电路将上述第3及第4开关元件在上述第1及第2期间这两个期间中总是开启。
6.如权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第4期间比上述第7期间长且完全包含上述第7期间；
上述第6期间比上述第8期间长且完全包含上述第8期间。
7.一种电力变换装置，其特征在于，
具备：
第1及第2端子，与直流电源连接；
第3及第4端子，与商用电力系统或负载连接；
变压器，具备一次绕线及具有第5及第6端子的二次绕线；
一次侧逆变器电路，连接在上述第1及第2端子与上述一次绕线之间；
二次侧变换器电路，连接在上述第5及第6端子与上述第3及第4端子之间；以及
控制电路；
上述二次侧变换器电路具备包括二极管及与上述二极管并联地连接的开关的第1～第8开关元件；
上述第1及第5开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第5端子之间；
上述第2及第6开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第5端子之间；
上述第3及第7开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第3及第6端子之间；
上述第4及第8开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地连接在上述第4及第6端子之间；
上述第1及第2开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在上述第3及第4端子之间；
上述第3及第4开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相同的方式，相互串联地配置在上述第3及第4端子之间；
上述第1及第3开关元件以各自的上述二极管的顺向相互为相反的方式，相互串联地配置连接在上述第5及第6端子之间；
上述控制电路，
以上述第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有第1极性的第1期间内，在第3期间中将上述第6开关元件开启，在比上述第3期间长且完全包含上述第3期间的第4期间中将上述第2开关元件开启；
以上述第6端子的电压为基准，在第5端子的电压具有与上述第1极性相反的第2极性的第2期间内，在第5期间中将上述第5开关元件开启，在比上述第5期间长且完全包含上述第5期间的第6期间中将上述第1开关元件开启。
8.如权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，
上述控制电路，
对应于上述第3期间的增减而使上述第4期间增减；
对应于上述第5期间的增减而使上述第6期间增减。
9.如权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，
上述控制电路，
在上述第1期间内，在比上述第3期间长且完全包含上述第3期间的第7期间中将上述第4开关元件关闭；
在上述第2期间内，在比上述第5期间长且完全包含上述第5期间的第8期间中将上述第3开关元件关闭。
10.如权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
对应于上述第3期间的增减而使上述第7期间增减；
对应于上述第5期间的增减而使上述第8期间增减。
11.如权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，
上述控制电路将上述第7及第8开关元件在上述第1及第2期间这两个期间中总是开启。
12.如权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第4期间比上述第7期间长且完全包含上述第7期间；
上述第6期间比上述第8期间长且完全包含上述第8期间。
13.如权利要求1～12中任一项所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1～第8开关元件分别是具备体二极管的MOSFET。
14.如权利要求1～12中任一项所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1～第8开关元件分别是MOSFET及二极管的组合。
15.如权利要求1～12中任一项所述的电力变换装置，其特征在于，
当在上述第3及第4端子之间在与电流经由上述商用电力系统或负载流动的朝向相同的朝向上发生电压下降时，以从上述直流电源向上述商用电力系统或负载供给电力的电力供给模式动作；
当在上述第3及第4端子之间在与电流经由上述商用电力系统或负载流动的朝向相反的朝向上发生电压下降时，以从上述商用电力系统或负载向上述直流电源再生电力的电力再生模式动作。
16.如权利要求15所述的电力变换装置，其特征在于，
还具备配置在上述第1及第2端子与上述一次侧逆变器电路之间并且在上述电力供给模式下进行升压动作、在上述电力再生模式下进行降压动作的斩波电路。
17.如权利要求1～12中任一项所述的电力变换装置，其特征在于，
还具备连接在上述第5及第6端子之间的电容器。
CN201710064076.4A 2016-04-08 2017-02-04 电力变换装置 Expired - Fee Related CN107294414B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016077973 2016-04-08
JP2016-077973 2016-04-08

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107294414A CN107294414A (zh) 2017-10-24
CN107294414B true CN107294414B (zh) 2020-09-18

Family

ID=59998874

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710064076.4A Expired - Fee Related CN107294414B (zh) 2016-04-08 2017-02-04 电力变换装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9866129B2 (zh)
JP (1) JP6748889B2 (zh)
CN (1) CN107294414B (zh)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11050353B2 (en) * 2017-06-07 2021-06-29 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Power conversion device that generates switching signals
US10284110B2 (en) * 2017-06-19 2019-05-07 Esab Ab Power supply having four quadrant converter and techniques for operation
KR102569566B1 (ko) * 2018-07-18 2023-08-23 현대모비스 주식회사 저전압 직류변환장치 및 그 구동방법
CN109889049B (zh) * 2019-03-08 2021-04-13 台达电子企业管理（上海）有限公司 Dc/dc变换器的控制方法和装置
US11444541B2 (en) * 2019-03-08 2022-09-13 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Control method for DC/DC converter and DC/DC converter
CN113489342B (zh) * 2021-08-13 2022-06-03 东莞市南博万电子科技有限公司 基于变压器激磁感的双有源桥变换器双重移相控制方法
NL2031974B1 (en) * 2022-05-24 2023-12-07 Ixl Netherlands B V A power converter.
US20230412083A1 (en) * 2022-05-31 2023-12-21 Texas Instruments Incorporated Quasi-resonant isolated voltage converter

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH037073A (ja) * 1989-06-02 1991-01-14 Hitachi Ltd 電力変換装置
CN101136594A (zh) * 2006-08-29 2008-03-05 通用汽车环球科技运作公司 用于直流/交流循环换流器的控制方案

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5159539A (en) * 1989-08-17 1992-10-27 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha High frequency DC/AC power converting apparatus
JP3825020B2 (ja) 2002-08-01 2006-09-20 株式会社アイ・ヒッツ研究所 分散給電システム
JP4180086B2 (ja) 2002-08-01 2008-11-12 株式会社アイ・ヒッツ研究所 分散給電システム
JP4100125B2 (ja) 2002-10-09 2008-06-11 松下電器産業株式会社 系統連系インバータ装置
US20100244773A1 (en) * 2009-03-27 2010-09-30 Gm Global Technology Operations, Inc. Unity power factor isolated single phase matrix converter battery charger
US8350523B2 (en) * 2009-08-05 2013-01-08 GM Global Technology Operations LLC Charging system with galvanic isolation and multiple operating modes
US8288887B2 (en) * 2009-11-19 2012-10-16 GM Global Technology Operations LLC Systems and methods for commutating inductor current using a matrix converter
US8860379B2 (en) * 2011-04-20 2014-10-14 GM Global Technology Operations LLC Discharging a DC bus capacitor of an electrical converter system

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH037073A (ja) * 1989-06-02 1991-01-14 Hitachi Ltd 電力変換装置
CN101136594A (zh) * 2006-08-29 2008-03-05 通用汽车环球科技运作公司 用于直流/交流循环换流器的控制方案

Also Published As

Publication number Publication date
US20170294843A1 (en) 2017-10-12
JP2017192287A (ja) 2017-10-19
CN107294414A (zh) 2017-10-24
US9866129B2 (en) 2018-01-09
JP6748889B2 (ja) 2020-09-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107294414B (zh) 电力变换装置
CN107294413B (zh) 电力变换装置
US9425641B2 (en) Battery charging apparatus
US10027232B2 (en) Motor bi-directional DC/DC converter and control method thereof
US10840814B2 (en) Power conversion system
EP3553928B1 (en) Snubber circuit and power conversion system using same
US9209698B2 (en) Electric power conversion device
Leu et al. A novel current-fed boost converter with ripple reduction for high-voltage conversion applications
JP6709965B2 (ja) スナバ回路、及びそれを用いた電力変換システム
JP5060962B2 (ja) Ｄｃ電圧を３相ａｃ出力に変換する方法及びインバータ
US20220173652A1 (en) Power conversion system and virtual dc voltage generator circuit
US11837952B2 (en) Three-phase AC to DC power converter
Lin et al. A new ZVS DC/DC converter with three APWM circuits
US20220200480A1 (en) Power conversion system, method for controlling the power conversion system, and program
Lee et al. A high-power DC-DC converter for electric vehicle battery charger
Azharudeen et al. A power factor correcting electric vehicle fast charger with wide voltage range
JP2018196269A (ja) 三相交流用絶縁型スイッチング電源
JP2019009890A (ja) 三相交流用絶縁型スイッチング電源
JP2012178949A (ja) 充電装置
Chae et al. A Simple Gate Control Method for Output Voltage Balancing in Input-Parallel Output-Series Boost Converter
Pellitteri et al. Automotive Battery Charging based on Efficient Capacitive Power Transfer
WO2018211893A1 (ja) 三相交流用絶縁型スイッチング電源

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20200918

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee