JP6709965B2 - スナバ回路、及びそれを用いた電力変換システム - Google Patents

Description

本開示は、一般にスナバ回路（Snubber Circuit）、及びそれを用いた電力変換システム（Power Conversion System）に関し、より詳細には、リンギング又はサージ電圧を抑制するためのスナバ回路、及びそれを用いた電力変換システムに関する。

特許文献１には、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換装置において、スイッチングに伴う過電圧によるエネルギを直流電源に回生するＤＣ／ＤＣコンバータ（スナバ回路）が記載されている。

特許文献１の電力変換装置は、変圧器の二次回路に挿入接続された双方向スイッチを有している。この双方向スイッチのスイッチングに伴う過電圧を吸収可能な回路位置に全波整流回路を介してコンデンサが接続されている。このコンデンサに蓄積された電荷をＤＣ／ＤＣコンバータを介して直流電源に回生する。

特許文献１に記載のスナバ回路では、スナバ回路が有するスイッチのスイッチングによりリンギングが発生し、スナバ回路での損失が大きくなる、という問題がある。

特開平３−７０７３号公報

本開示は、上記事由に鑑みてなされており、損失を低減することができるスナバ回路、及びそれを用いた電力変換システムを提供することを目的とする。

第１態様に係るスナバ回路は、クランプ回路と、絶縁型の電圧変換回路と、を備える。前記クランプ回路は、電力変換を行う絶縁型の主回路における二次側の一対の二次側電圧点から前記主回路の電気エネルギを吸収することによって、前記一対の二次側電圧点間の電圧をクランプする。前記電圧変換回路は、前記クランプ回路、及び前記主回路における一次側の一対の一次側電圧点に電気的に接続され、前記クランプ回路が前記電気エネルギを吸収することによって生成した直流電圧を直流変換して前記一対の一次側電圧点に出力する。前記電圧変換回路は、トランスと、前記トランスの一次巻線に電気的に接続された第１容量成分と、前記トランスの二次巻線に電気的に接続された第２容量成分と、を有する。前記一対の二次側電圧点は、前記主回路が有する高周波絶縁トランスの二次側と、前記高周波絶縁トランスの二次側の交流電圧を交流変換するインバータ回路との接続点である。前記クランプ回路は、前記一対の二次側電圧点間におけるリンギング成分の電気エネルギを吸収するように構成されている。

第２態様に係るスナバ回路は、第１態様において、前記電圧変換回路は、前記トランスの前記一次巻線に流れる励磁電流が、前記一対の一次側電圧点から前記主回路に供給する負荷電流よりも大きくなるように構成されている。

第３態様に係るスナバ回路は、第１又は第２態様において、前記電圧変換回路は、前記主回路の駆動周波数よりも高い駆動周波数で動作するように構成されている。

第４態様に係るスナバ回路は、第１〜第３態様のいずれかにおいて、前記電圧変換回路は、ハーフブリッジ接続された第１スイッチ及び第２スイッチを有し、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、前記トランスの前記一次巻線と電気的に接続されている。

第５態様に係るスナバ回路は、第１〜第４態様のいずれかにおいて、前記第１容量成分は、前記トランスの前記一次巻線と電気的に並列に接続されている。

第６態様に係るスナバ回路は、第１〜第５態様のいずれかにおいて、前記電圧変換回路は、前記トランスの前記二次巻線の両端電圧を整流する整流回路を有し、前記第２容量成分は、前記整流回路の出力端間に電気的に接続されている。

第７態様に係るスナバ回路は、第１〜第６態様のいずれかにおいて、前記電圧変換回路は、前記第２容量成分と、前記一対の一次側電圧点の少なくとも一方との間に電気的に接続されたインダクタを有する。

第８態様に係る電力変換システムは、第１〜第７態様のいずれかのスナバ回路と、前記主回路と、を備える。

第９態様に係る電力変換システムは、第８態様において、前記主回路は、２以上の一次側端子と、２以上の二次側端子と、前記一対の一次側端子と前記一対の二次側端子との間に電気的に接続された高周波絶縁トランスと、を有し、前記高周波絶縁トランスを介して前記一対の一次側端子と前記一対の二次側端子との間で電力の変換を行うように構成されている。

図１は、本開示の一実施形態に係るスナバ回路を備える電力変換システムの回路図である。 図２は、同上のスナバ回路の回路図である。 図３は、同上のスナバ回路の電圧変換回路の等価回路図である。 図４は、同上のスナバ回路の電圧変換回路における第１のケースの動作波形図である。 図５は、同上のスナバ回路の電圧変換回路の第１のケースにおけるトランスの反転動作の前半フェーズの等価回路図である。 図６は、同上のスナバ回路の電圧変換回路の第１，第２のケースにおけるトランスの反転動作の後半フェーズの等価回路図である。 図７は、同上のスナバ回路の電圧変換回路における第２のケースの動作波形図である。 図８は、同上のスナバ回路の電圧変換回路の第２のケースにおけるトランスの反転動作の前半フェーズの等価回路図である。 図９は、同上のスナバ回路の電圧変換回路における第２容量素子の両端電圧及び出力電圧の電圧波形図である。 図１０は、同上のスナバ回路の電圧変換回路における第３のケースの動作波形図である。

（１）概要
まず、本実施形態に係るスナバ回路、及びそれを用いた電力変換システムの概要について、図１を参照して説明する。

電力変換システム１は、主回路２と、スナバ回路３と、を備えている。主回路２は、電力の変換を行う電力変換回路である。スナバ回路３は、主回路２にて発生する、リンギング又はサージ電圧を抑制するための保護回路である。主回路２において、例えば直流電力から交流電力への変換、又は交流電力から直流電力への変換を行う際に、後述するトランスの漏れインダクタンスに起因してリンギングが発生することがある。本実施形態に係る電力変換システム１は、このようなリンギングをスナバ回路３にて抑制することが可能である。スナバ回路３は、主回路２に対して副回路に相当する。

電力変換システム１は、一例として、図１に示すように、電力系統４と、蓄電池５との間における電力変換に用いられる。ここでいう「電力系統」は、電力会社等の電気事業者が需要家の受電設備に電力を供給するためのシステム全体を意味する。図１の例では、電力変換システム１は、蓄電池５が電気的に接続される一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２と、電力系統４が電気的に接続される一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２と、を有する。この電力変換システム１は、蓄電池５の充電時には、電力系統４から入力される交流電力を直流電力に変換し、直流電力を蓄電池５に供給する。また、電力変換システム１は、蓄電池５の放電時には、蓄電池５から入力される直流電力を交流電力に変換し、交流電力を電力系統４に出力する。

本実施形態では、電力変換システム１は、蓄電池５の充電及び放電の両方に対応できるよう、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２と一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２との間で、双方向に電力の変換を行うように構成されている。これにより、電力変換システム１は、蓄電池５を電力系統４に接続して系統連系させ、電力系統４から供給される電力にて蓄電池５を充電したり、蓄電池５の放電電力を電力系統４に接続された負荷に供給したりすることができる。本実施形態では一例として、このような電力変換システム１及び蓄電池５を含む蓄電システムが、オフィスビル、病院、商業施設及び学校等の、非住宅施設に導入される場合を想定して説明する。

（２）構成
（２．１）主回路の構成
まず、スナバ回路３と共に電力変換システム１を構成する主回路２の構成について、図１を参照して説明する。

主回路２は、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２と、一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２と、第１変換部２１と、第２変換部２２と、ＲＣスナバ２３と、主制御回路２４と、コンデンサＣ２１，Ｃ２２と、インダクタＬ２１，Ｌ２２と、を有している。

図１の例では、一次側端子Ｔ１１が高電位（正極）側となるように、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２間には蓄電池５が電気的に接続されている。また、一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２間には、電力系統４が電気的に接続されている。ただし、ここでいう「端子」は、電線等を接続するための部品でなくてもよく、例えば、電子部品のリード、又は回路基板に含まれる導体の一部であってもよい。

コンデンサＣ２１は、ここでは電解コンデンサであって、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２間に電気的に接続されている。言い換えれば、コンデンサＣ２１は、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２間に電気的に直列に接続されている。詳しくは後述するが、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２には、スナバ回路３が電気的に接続される。主回路２の動作時には、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２には、直流のバス電圧Ｖ１が発生する。コンデンサＣ２１は、バス電圧Ｖ１を安定化する機能を有する。

ＲＣスナバ２３は、抵抗Ｒ２１と、コンデンサＣ２３と、を有している。抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２３は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間に電気的に直列に接続されている。詳しくは後述するが、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間には、スナバ回路３が電気的に接続される。主回路２の動作時には、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２には、バス電圧Ｖ１の極性が交互に反転した二次側電圧Ｖ２が発生する。

第１変換部２１は、コンデンサＣ２１とＲＣスナバ２３との間に、電気的に接続されている。第１変換部２１は、トランス２６と、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、コンデンサＣ２４と、を有している。第１変換部２１は、コンデンサＣ２１とＲＣスナバ２３との間において、直流電圧から交流電圧、又は交流電圧から直流電圧への変換を行う絶縁型のＤＣ／ＡＣインバータを構成する。

本実施形態では、一例として、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）からなる。第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ接続されている。第１スイッチング素子Ｑ１は、コンデンサＣ２１の両端間において、第２スイッチング素子Ｑ２と電気的に直列に接続されている。第３スイッチング素子Ｑ３は、コンデンサＣ２１の両端間において、第４スイッチング素子Ｑ４と電気的に直列に接続されている。言い換えれば、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２間には、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２の直列回路と、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４の直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、第１スイッチング素子Ｑ１のドレイン、及び第３スイッチング素子Ｑ３のドレインは、いずれも一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２のうち高電位側の一次側電圧点Ｐ１１に電気的に接続されている。第２スイッチング素子Ｑ２のソース、及び第４スイッチング素子Ｑ４のソースは、いずれも一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２のうち低電位側の一次側電圧点Ｐ１２に電気的に接続されている。

トランス２６は、互いに磁気的に結合された一次巻線２６１及び二次巻線２６２を有する高周波絶縁トランスである。一次巻線２６１は、第１スイッチング素子Ｑ１のソース及び第２スイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点と、第３スイッチング素子Ｑ３のソース及び第４スイッチング素子Ｑ４のドレインの接続点との間に、電気的に接続されている。また、一次巻線２６１の両端間には、コンデンサＣ２４が電気的に接続されている。二次巻線２６２は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間に電気的に接続されている。本実施形態では一例として、一次巻線２６１と二次巻線２６２との巻数比は、１：１である。

第２変換部２２は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２と一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２との間に電気的に接続されている。第２変換部２２は、第５〜第１２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２を有している。第２変換部２２は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２と一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２との間において、交流電圧から交流電圧への変換を行うＡＣ／ＡＣコンバータ（インバータ回路）を構成する。

本実施形態では、一例として、第５〜第１２スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２の各々は、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる。第５，第６スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のペアと、第７，第８スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８のペアと、第９，第１０スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０のペアと、第１１，第１２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のペアとが、フルブリッジ接続されている。各ペアの２つのスイッチング素子は、ドレイン同士が電気的に接続されるよう直列に逆接続されており、双方向において電流の導通／遮断が可能である。第５，第６スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のペアは、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間において、第７，第８スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８のペアと電気的に直列に接続されている。第９，第１０スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０のペアは、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間において、第１１，第１２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のペアと電気的に直列に接続されている。言い換えれば、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間には、第５〜第８スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の直列回路と、第９〜第１２スイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２の直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、第５スイッチング素子Ｑ５のソース、及び第９スイッチング素子Ｑ９のソースは、いずれも一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２のうち一方の二次側電圧点Ｐ２１に電気的に接続されている。第８スイッチング素子Ｑ８のソース、及び第１２スイッチング素子Ｑ１２のソースは、いずれも一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２のうち他方の二次側電圧点Ｐ２２に電気的に接続されている。第６スイッチング素子Ｑ６のソースと、第７スイッチング素子Ｑ７のソースとは電気的に接続されており、接続点がインダクタＬ２１を介して一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２のうち一方の二次側端子Ｔ２１と電気的に接続されている。第１０スイッチング素子Ｑ１０のソースと、第１１スイッチング素子Ｑ１１のソースとは電気的に接続されており、接続点がインダクタＬ２２を介して一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２のうち他方の二次側端子Ｔ２２と電気的に接続されている。また、一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２間には、コンデンサＣ２２が電気的に接続されている。

主制御回路２４は、第１〜第１２スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２を制御するための制御信号Ｓ１０１〜Ｓ１１２を出力する。制御信号Ｓ１０１〜Ｓ１１２は、直接的に、又は駆動回路を介して、第１〜第１２スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２のゲートに印加され、第１〜第１２スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２を個別にオン／オフする。主制御回路２４は、デューティ比を調節可能なＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式によって、第１〜第１２スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２を制御する。主制御回路２４は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を含むマイクロコンピュータ、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で構成される。

（２．２）スナバ回路の構成
次に、スナバ回路３の構成について、図１を参照して説明する。

スナバ回路３は、図１に示すように、主回路２における一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２、及び一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２に電気的に接続されている。すなわち、主回路２には、スナバ回路３が電気的に接続される、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２及び一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２が含まれている。

スナバ回路３は、クランプ回路３１と、電圧変換回路３２と、制御回路３３と、を備えている。

クランプ回路３１は、主回路２における一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間に発生する二次側電圧Ｖ２の絶対値がクランプ値を超える場合に、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２から主回路２の電気エネルギを吸収する回路である。これにより、クランプ回路３１は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間に発生する二次側電圧Ｖ２の絶対値をクランプ値にクランプする。つまり、主回路２における二次側電圧Ｖ２の絶対値がクランプ値を超える場合には、クランプ回路３１が、主回路２から二次側電圧Ｖ２とクランプ値との差分の電気エネルギを引き抜くことにより、二次側電圧Ｖ２の絶対値の上限をクランプ値にクランプする。

クランプ回路３１は、整流回路３４と、コンデンサＣ１０と、を備えている。整流回路３４は、フルブリッジ接続された第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４を有している。第１ダイオードＤ１は、コンデンサＣ１０の両端間において、第２ダイオードＤ２と電気的に直列に接続されている。第３ダイオードＤ３は、コンデンサＣ１０の両端間において、第４ダイオードＤ４と電気的に直列に接続されている。言い換えれば、コンデンサＣ１０の両端間には、第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の直列回路と、第３ダイオードＤ３及び第４ダイオードＤ４の直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、第１ダイオードＤ１のカソード及び第３ダイオードＤ３のカソードは、いずれもコンデンサＣ１０の高電位側の端子に電気的に接続されている。第２ダイオードＤ２のアノード及び第４ダイオードＤ４のアノードは、いずれもコンデンサＣ１０の低電位側の端子に電気的に接続されている。第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオードＤ２のカソードとの接続点は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２のうち一方の二次側電圧点Ｐ２１に電気的に接続されている。第３ダイオードＤ３のアノードと第４ダイオードＤ４のカソードとの接続点は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２のうち他方の二次側電圧点Ｐ２２に電気的に接続されている。

つまり、コンデンサＣ１０は、整流回路３４を介して二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２と電気的に接続されており、二次側電圧Ｖ２を全波整流した電圧が印加される。コンデンサＣ１０の両端電圧の大きさをクランプ値とすれば、二次側電圧Ｖ２の絶対値がクランプ値を超えると、第１，第４ダイオードＤ１，Ｄ４、又は第２，第３ダイオードＤ２，Ｄ３がオンになりコンデンサＣ１０に電流が流れる。言い換えれば、二次側電圧Ｖ２の絶対値がクランプ値を超えると、主回路２から電気エネルギを吸収する。厳密には、コンデンサＣ１０の両端電圧に、第１，第４ダイオードＤ１，Ｄ４、又は第２，第３ダイオードＤ２，Ｄ３の順方向降下電圧を加えた電圧がクランプ値となる。ただし、クランプ値に比べて第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４の順方向降下電圧が十分に小さいため、ここでは、第１〜第４の順方向降下電圧の値をゼロ、つまりコンデンサＣ１０の両端電圧の大きさがクランプ値である。

電圧変換回路３２は、クランプ回路３１と主回路２における一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２との間に電気的に接続されており、コンデンサＣ１０に蓄積された電気エネルギを、一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２から主回路２に回生させる。

電圧変換回路３２は、トランス３５と、整流回路３６と、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２と、第１，第２容量素子Ｃ１，Ｃ２と、平滑コンデンサＣ１１と、インダクタＬ１と、を有する絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータである。本実施形態では、一例として、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２の各々は、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなる。また、第１，第２容量素子Ｃ１，Ｃ２は、コンデンサからなる。

第１スイッチＳＷ１は、コンデンサＣ１０の両端間において、第２スイッチＳＷ２と電気的に直列に接続されている。言い換えれば、コンデンサＣ１０の両端間において、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がハーフブリッジ接続されている。第１スイッチＳＷ１のドレインは、コンデンサＣ１０の高電位側の端子に電気的に接続されている。第２スイッチＳＷ２のソースは、コンデンサＣ１０の低電位側の端子に電気的に接続されている。

トランス３５は、互いに磁気的に結合された一次巻線３５１及び二次巻線３５２を有している。具体的には、一次巻線３５１は、第２スイッチＳＷ２の両端間において、平滑コンデンサＣ１１と電気的に直列に接続されている。具体的には、一次巻線３５１の一端は、第１スイッチＳＷ１のソースと第２スイッチＳＷ２のドレインとの接続点に電気的に接続されている。また、一次巻線３５１の他端は、平滑コンデンサＣ１１を介して第２スイッチＳＷ２のソースと電気的に接続されている。一次巻線３５１における一端側の電圧点を第１電圧点Ｐ３１、他端側の電圧点を第２電圧点Ｐ３２とする。

第１容量素子Ｃ１は、第１，第２電圧点Ｐ３１，Ｐ３２間に電気的に接続されている。言い換えれば、第１容量素子Ｃ１は、一次巻線３５１と電気的に並列に接続されている。第１容量素子Ｃ１は、共振用のコンデンサである。

二次巻線３５２は、整流回路３６を介して第２容量素子Ｃ２と電気的に接続されている。第２容量素子Ｃ２は、共振用のコンデンサである。整流回路３６は、フルブリッジ接続された第５〜第８ダイオードＤ５〜Ｄ８を有している。第５ダイオードＤ５は、第２容量素子Ｃ２の両端間において、第６ダイオードＤ６と電気的に直列に接続されている。第７ダイオードＤ７は、第２容量素子Ｃ２の両端間において、第８ダイオードＤ８と電気的に直列に接続されている。言い換えれば、第２容量素子Ｃ２の両端間には、第５ダイオードＤ５及び第６ダイオードＤ６の直列回路と、第７ダイオードＤ７及び第８ダイオードＤ８の直列回路とが、電気的に並列に接続されている。具体的には、第５ダイオードＤ５のカソード及び第７ダイオードＤ７のカソードは、いずれも第２容量素子Ｃ２の高電位側の端子に電気的に接続されている。第６ダイオードＤ６のアノード及び第８ダイオードＤ８のアノードは、いずれも第２容量素子Ｃ２の低電位側の端子に電気的に接続されている。第５ダイオードＤ５のアノードと第６ダイオードＤ６のカソードとの接続点は、二次巻線３５２の一端に電気的に接続されている。第７ダイオードＤ７のアノードと第８ダイオードＤ８のカソードとの接続点は、二次巻線３５２の他端に電気的に接続されている。二次巻線３５２における一端側の電圧点を第３電圧点Ｐ３３、他端側の電圧点を第４電圧点Ｐ３４とする。

第２容量素子Ｃ２は、インダクタＬ１を介して主回路２における一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２と電気的に接続されている。具体的には、第２容量素子Ｃ２の高電位側の端子は、インダクタＬ１を介して一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２のうち高電位側の一次側電圧点Ｐ１１に電気的に接続されている。第２容量素子Ｃ２の低電位側の端子は、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２のうち低電位側の一次側電圧点Ｐ１２に電気的に接続されている。インダクタＬ１は、平滑用のチョークコイルである。なお、インダクタＬ１は、第２容量素子Ｃ２の低電位側端子と、一次側電圧点Ｐ１２との間に電気的に接続されていてもよい。また、インダクタＬ１は、第２容量素子Ｃ２の高電位側端子と一次側電圧点Ｐ１１との間、及び第２容量素子Ｃ２の低電位側素子と一次側電圧点Ｐ１２との間の両方に電気的に接続されていてもよい。

制御回路３３は、第１スイッチＳＷ１、及び第２スイッチＳＷ２を制御するための制御信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。制御信号Ｓ１，Ｓ２は、直接的に、又は駆動回路を介して、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２のゲートに印加され、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を個別にオン／オフする。制御回路３３は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を所定のデューティ比で制御する。本実施形態では、一例として、制御回路３３は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を互いに同じデューティ比で制御する。制御回路３３は、アナログ回路を用いてフィードバック制御を行う、自律式の制御回路である。制御回路３３は、例えば、ＦＰＧＡ、又はＡＳＩＣ等で構成される。

（３）動作
（３．１）主回路の動作
以下に、主回路２の動作について、図１を参照して簡単に説明する。

本実施形態では、上述したように電力変換システム１は、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２と一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２との間で、双方向に電力の変換を行うように構成されている。そのため、主回路２は、「インバータモード」と、「コンバータモード」との２つの動作モードを有している。インバータモードは、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２に入力される直流電力を交流電力に変換して一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２から出力する動作モードである。コンバータモードは、一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２に入力される交流電力を直流電力に変換して一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２から出力する動作モードである。つまり、コンバータモードでは、主回路２は二次側から一次側に電力を供給する。

まず、インバータモードでの主回路２の動作について説明する。ここでは、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２間の電圧、つまりコンデンサＣ２１の両端電圧の大きさが「＋Ｅ」であると仮定する。言い換えれば、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２間のバス電圧Ｖ１の大きさが「＋Ｅ」であると仮定する。

主制御回路２４は、第１，第４スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の組み合わせと、第２，第３スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の組み合わせとが交互にオンするように、第１変換部２１の第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。本実施形態では、一例として、第１〜第４スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン／オフする駆動周波数は２０ｋＨｚである。ここで、第１，第４スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４（又は第２，第３スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３）のデューティ比は５０％である。これにより、第１，第４スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンのときには、トランス２６の一次巻線２６１の両端電圧の大きさが「＋Ｅ」となる。また、第２，第３スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンのときには、トランス２６の一次巻線２６１の両端電圧の大きさが「−Ｅ」となる。そのため、二次巻線２６２の両端電圧の大きさは、「＋Ｅ」と「−Ｅ」とが交互に変化する。つまり、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間の二次側電圧Ｖ２は、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２間のバス電圧Ｖ１の極性が交互に反転した電圧となる。

一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２の電圧が固定されている期間において、主制御回路２４は、第２変換部２２をＰＷＭ制御することにより、第２変換部２２の出力電圧を制御する。具体的には、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間の電圧の大きさが「＋Ｅ」に固定されている期間において、第５，第６スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のペアと第１１，第１２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のペアとがオンする期間を第１供給期間とする。第１供給期間には、二次巻線２６２から第２変換部２２を通して一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２に電流が供給される。一方、第７，第８スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８のペアと第１１，第１２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のペアがオンする期間を循環期間とする。循環期間には、帰還経路としての第２変換部２２を通してインダクタＬ２１，Ｌ２２からの電流が流れる。また、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間の電圧の大きさが「−Ｅ」に固定されている期間において、第７，第８スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８のペアと第９，第１０スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０のペアとがオンする期間を第２供給期間とする。第２供給期間には、二次巻線２６２から第２変換部２２を通して一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２に電流が供給される。一方、第７，第８スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８のペアと第１１，第１２スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のペアがオンする循環期間には、帰還経路としての第２変換部２２を通してインダクタＬ２１，Ｌ２２からの電流が流れる。これら第１，第２供給期間と循環期間との比率を変えることにより、第２変換部２２の出力電圧を制御する。第１変換部２１におけるトランス２６の反転動作は、循環期間において行われる。

以上説明したような動作を繰り返すことにより、主回路２は、蓄電池５からの直流電力を交流電力に変換して、一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２から電力系統４に出力する。

また、主回路２は、コンバータモードにおいても、基本的には上記インバータモードと同様のシーケンスにより、第１変換部２１及び第２変換部２２を動作させる。すなわち、主回路２において、第２変換部２２の出力電圧が電力系統４の電圧を下回っていれば、電力系統４からの交流電力は直流電力に変換されて、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２から蓄電池５に出力される。

ところで、このような主回路２の動作に伴って、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間の二次側電圧Ｖ２に、リンギングが生じることがある。すなわち、第２変換部２２は、トランス２６を介して直流電源である蓄電池５に接続されているため、第２変換部２２は、トランス２６の漏れインダクタンスを介して直流電源（蓄電池５）に電気的に接続されているとみなすことができる。そのため、第２変換部２２のスイッチング動作時に、二次側電圧Ｖ２にリンギングが生じる可能性がある。

（３．２）スナバ回路の動作
次に、スナバ回路３の動作について、図１を参照して説明する。

スナバ回路３は、二次側電圧Ｖ２にリンギングが生じた場合、クランプ回路３１にて、主回路２から電気エネルギを吸収することにより、二次側電圧Ｖ２の絶対値をクランプ値にクランプする。

クランプ回路３１は、主回路２における一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２に電気的に接続されており、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２から二次側電圧Ｖ２が印加される。クランプ回路３１は、第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４からなる整流回路３４とコンデンサＣ１０とによって、二次側電圧Ｖ２を整流平滑する。二次側電圧Ｖ２にリンギングが生じて、二次側電圧Ｖ２の絶対値がコンデンサＣ１０の両端電圧の大きさ（クランプ値）を超えると、第１，第４ダイオードＤ１，Ｄ４（又は第２，第３ダイオードＤ２，Ｄ３）がオンしてコンデンサＣ１０が充電される。すなわち、スナバ回路３は、二次側電圧Ｖ２の絶対値がクランプ値を超えると、主回路２から二次側電圧Ｖ２とクランプ値との差分の電気エネルギを引き抜いて、この電気エネルギをコンデンサＣ１０に蓄積することができる。よって、二次側電圧Ｖ２にリンギングが生じても、二次側電圧Ｖ２の絶対値の最大値はクランプ値に抑制される。

更に、スナバ回路３は、電圧変換回路３２にて、コンデンサＣ１０に蓄積された電気エネルギを、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２から主回路２に回生する。制御回路３３は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２が交互にオンするように、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を制御する。本実施形態では、一例として、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオン／オフする駆動周波数は１００ｋＨｚである。電圧変換回路３２は、制御回路３３からの制御信号Ｓ１，Ｓ２により第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２が交互にオンすることにより、コンデンサＣ１０の両端電圧を入力電圧として、主回路２における一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２間に直流の出力電圧を生成する。つまり、電圧変換回路３２は、クランプ回路３１が主回路２から電気エネルギを吸収することによって生成したコンデンサＣ１０の両端間の直流電圧を直流変換して一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２に出力する。

以上説明した動作により、スナバ回路３は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２から吸収した主回路２の電気エネルギを、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２から主回路２に回生する。

（３．３）ソフトスイッチング
次に、スナバ回路３の電圧変換回路３２におけるソフトスイッチング動作について図２を参照して説明する。図２は、図１に示すスナバ回路３の電圧変換回路３２を、回路図上での各素子の配置を変更して記載しており、図２に示す電圧変換回路３２と図１に示す電圧変換回路３２とは等価である。

電圧変換回路３２は、トランス３５の一次巻線３５１に第１容量素子Ｃ１が電気的に接続され、二次巻線３５２に第２容量素子Ｃ２が電気的に接続されており、部分共振によりソフトスイッチングを実現している。

制御回路３３は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２のデューティ比を５０％で制御している。したがって、平滑コンデンサＣ１１の両端電圧Ｖｏ１は、クランプ回路３１におけるコンデンサＣ１０の両端間の入力電圧Ｖｉｎを用いて下記数１の式で表される。

第１スイッチＳＷ１がオフ、第２スイッチＳＷ２がオンである場合、電圧変換回路３２における二次換算の等価回路は、図３で表される。図３の「Ｃ１１´」、「Ｃ１´」、「３５１´」は、それぞれ、二次換算した平滑コンデンサＣ１１、第１容量素子Ｃ１、一次巻線３５１を表している。

第２スイッチＳＷ２がオンしている場合、第１電圧点Ｐ３１を基準とした平滑コンデンサＣ１１´の両端電圧がＶｏ１／αとなる。トランス３５の一次巻線３５１に流れる励磁電流Ｉｅを二次換算した励磁電流Ｉｅ´（＝αＩｅ）のピーク値Ｉｅｐ´は、下記数２の式で表される。

「α」は、トランス３５の一次巻線３５１の巻数ｎ１と二次巻線３５２の巻数ｎ２との比（＝ｎ１／ｎ２）である。「Ｌ」は、一次巻線３５１のインダクタンス、「Ｔｏｎ」は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２のオン時間である。

ここで、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２がオフしているデッドタイムＴｄ中における電圧変換回路３２の動作は、主回路２へ供給する負荷電流Ｉｏｕｔの大きさに応じて以下に説明する第１〜第３のケースのうちいずれかのケースとなる。

まず、第１のケースについて図４を参照して説明する。「Ｉｃ１」、「Ｉｃ２」、「ＩＴ１」、「ＩＴ２」は、それぞれ、第１容量素子Ｃ１に流れる電流、第２容量素子Ｃ２に流れる電流、一次巻線３５１に流れる電流、二次巻線３５２に流れる電流である。ここでは、負荷電流Ｉｏｕｔの大きさがゼロ、つまり電圧変換回路３２から主回路２への電気エネルギの回生が行われていないとする。

第１のケースは、デッドタイムＴｄ中において、二次巻線３５２の両端間の二次電圧ＶＴ２（一次巻線３５１の両端間の一次電圧ＶＴ１）の方が、第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２よりも早く極性が反転する（０［Ｖ］に達する）ケースである。つまり、二次電圧ＶＴ２の絶対値の方が第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２よりも早く低下する。したがって、第５〜第８ダイオードＤ５〜Ｄ８がオフとなる。このときの電圧変換回路３２の等価回路は、図５で表される。第１容量素子Ｃ１は、励磁電流Ｉｅ´のみによって充電され、第２容量素子Ｃ２は、負荷電流Ｉｏｕｔのみによって放電される。図４に示す例では、負荷電流Ｉｏｕｔの大きさがゼロであるため、第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２が略一定となる。

そして、二次電圧ＶＴ２の極性の反転後において、二次電圧ＶＴ２が第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２よりも大きくなると、第５，第８ダイオードＤ５，Ｄ８がオンする。このときの電圧変換回路３２の等価回路は、図６で表される。第１容量素子Ｃ１´及び第２容量素子Ｃ２の合成容量は、励磁電流Ｉｅ´から負荷電流Ｉｏｕｔを引いた電流により充電される。ここでは、励磁電流Ｉｅ´は負荷電流Ｉｏｕｔよりも大きいとする。励磁電流Ｉｅ´が負荷電流Ｉｏｕｔよりも小さい場合、電圧変換回路３２の動作は、後述する第３のケースとなる。

次に、第２のケースについて図７を参照して説明する。

第２のケースは、デッドタイムＴｄ中において、第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２の方が、二次巻線３５２の両端間の二次電圧ＶＴ２（一次巻線３５１の両端間の一次電圧ＶＴ１）よりも早く極性が反転する（０［Ｖ］に達する）ケースである。本実施形態では、二次巻線３５２は、第５〜第８ダイオードＤ５〜Ｄ８を介して第２容量素子Ｃ２と電気的に接続されている。そのため、二次電圧ＶＴ２は、両端電圧Ｖｃ２の低下につられて両端電圧Ｖｃ２と略同じタイミングで０［Ｖ］に達する。

第２スイッチＳＷ２がターンオフしてから第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２が０［Ｖ］に達するまでの期間における電圧変換回路３２の等価回路は、図８で表される。

第１容量素子Ｃ１´は、負荷電流Ｉｏｕｔの一部（電流Ｉｏ１）と励磁電流Ｉｅ´とにより充電され、第２容量素子Ｃ２は、負荷電流Ｉｏｕｔから電流Ｉｏ１を引いた残りの電流により放電する。二次電圧ＶＴ２は、第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２と同じ傾きで低下するので、下記数３の式が成り立つ。

「ｃ１´」は、第１容量素子Ｃ１の容量値ｃ１を二次換算した値である（ｃ１´＝α^２ｃ１）。「ｃ２」は、第２容量素子Ｃ２の容量値である。デッドタイムＴｄ中における励磁電流Ｉｅ´の大きさは、厳密には、第１容量素子Ｃ１により低下するが、一次巻線３５１のインダクタンスが十分に大きいので、ピーク値Ｉｅｐ´で一定であるとして説明する。数３の式より、電流Ｉｏ１は、下記数４の式で表される。

第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２が、デッドタイムＴｄ前のトップ値Ｖｔｏｐから０［Ｖ］まで低下するのにかかる時間τ１は、下記数５の式により表される。

出力電圧ＶｏｕｔはデッドタイムＴｄ中に減少するが、減少幅が僅かであるため、ここでは出力電圧Ｖｏｕｔが直流電圧であるとして説明する。また、インダクタＬ１により、デッドタイムＴｄ中に負荷電流Ｉｏｕｔにリップルが生じるが、リップル値が僅かであるため、ここでは負荷電流Ｉｏｕｔが直流電流であるとして説明する。

二次電圧ＶＴ２の極性が反転すると、第５，第８ダイオードＤ５，Ｄ８がオンする。このときの電圧変換回路３２の等価回路は、図６で表される。第１のケースと同様に、二次電圧ＶＴ２の極性反転後は、第１容量素子Ｃ１´及び第２容量素子Ｃ２の合成容量が、励磁電流Ｉｅ´から負荷電流Ｉｏｕｔを引いた電流により充電される。ここでは、励磁電流Ｉｅ´は負荷電流Ｉｏｕｔよりも大きいとする。励磁電流Ｉｅ´が負荷電流Ｉｏｕｔよりも小さい場合、電圧変換回路３２の動作は、後述する第３のケースとなる。

また、第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２が０［Ｖ］からトップ値Ｖｔｏｐまで上昇するのにかかる時間τ２は、下記数６により表される。

ソフトスイッチングを実現するためには、上述したトランス３５の反転動作がデッドタイムＴｄ内で完了している必要がある。つまり、デッドタイムＴｄを、時間τ１，τ２の合計の反転時間τ０よりも長い時間に設定することにより、ソフトスイッチングが実現される。反転時間τ０は、下記数７により表される。

また、図９に示すように、第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２は、デッドタイムＴｄ中に０［Ｖ］まで低下する。出力電圧Ｖｏｕｔは、両端電圧Ｖｃ２の平均値である。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔは、デッドタイムＴｄ中のドロップにより両端電圧Ｖｃ２のトップ値Ｖｔｏｐよりも低くなる。両端電圧Ｖｃ２のトップ値Ｖｔｏｐは、下記数８により表され、出力電圧Ｖｏｕｔは、下記数９により表される。

「Ｔ」は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２のスイッチング周期である。

出力電圧Ｖｏｕｔが、主回路２の一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２間のバス電圧Ｖ１を超えると、電圧変換回路３２から主回路２に電気エネルギが回生される。具体的には、二次電圧ＶＴ２（両端電圧Ｖｃ２のトップ値Ｖｔｏｐ）が出力電圧Ｖｏｕｔを超えると、主回路２に電気エネルギが回生される。言い換えれば、入力電圧Ｖｉｎが所定の回生開始電圧を超えると、主回路２に電気エネルギが回生される。

次に、第３のケースについて図１０を参照して説明する。

上述したように、第３のケースは、デッドタイムＴｄ中において、励磁電流Ｉｅ´が負荷電流Ｉｏｕｔよりも小さいケースである。上述した第１のケース及び第２のケースでは、励磁電流Ｉｅ´が負荷電流Ｉｏｕｔよりも大きい。そのため、二次電圧ＶＴ２の極性反転後において、第１容量素子Ｃ１´及び第２容量素子Ｃ２が、励磁電流Ｉｅ´から負荷電流Ｉｏｕｔを引いた電流により充電される。しかし、励磁電流Ｉｅ´が負荷電流Ｉｏｕｔよりも小さい場合、二次電圧ＶＴ２の極性反転後において、第１容量素子Ｃ１´及び第２容量素子Ｃ２が充電されず放電することとなる。これにより、二次電圧ＶＴ２が０［Ｖ］となるので、第５〜第８ダイオードＤ５〜Ｄ８の全てがオン状態となり、第２容量素子Ｃ２の両端電圧Ｖｃ２が０［Ｖ］となる。励磁電流Ｉｅ´は、負荷電流Ｉｏｕｔの一部で相殺され、負荷電流Ｉｏｕｔの残りが整流回路３６で還流される。したがって、励磁電流Ｉｅ´が負荷電流Ｉｏｕｔよりも小さい第３のケースでは、トランス３５の反転動作が完了せずハードスイッチングとなる。

つまり、ソフトスイッチングを実現するための第１条件として、励磁電流Ｉｅ´が負荷電流Ｉｏｕｔよりも大きくなるように、スナバ回路３の回路定数等を設定する必要がある。これにより、電圧変換回路３２の動作が、第１のケース又は第２のケースとなる。また、容量値ｃ１´，ｃ２、励磁電流Ｉｅ´のピーク値Ｉｅｐ´、及び負荷電流Ｉｏｕｔの関係が、下記数１０の式で表される条件を満たす場合、電圧変換回路３２の動作が第２のケースとなり、条件を満たさない場合、第１のケースとなる。

また、ソフトスイッチングを実現するための第２条件として、デッドタイムＴｄを、反転時間τ０（＝τ１＋τ２）よりも長くなるように設定する必要がある。なお、数１０の式より、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値以下である場合、電圧変換回路３２の動作が第１のケースとなる。第１のケースは、第２のケースよりも負荷電流Ｉｏｕｔが小さいためトランス３５の反転時間が短くなる。したがって、第２のケースにおけるデッドタイムＴｄ＞反転時間τ０の条件を満たしていれば、第１のケースでもソフトスイッチングが実現される。

また、スナバ回路３は、コンデンサＣ１０の両端電圧である入力電圧Ｖｉｎが所定の回生開始電圧を超えると、主回路２に電気エネルギを回生する。スナバ回路３の回路定数は、回生開始電圧が、主回路２における一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間の二次側電圧Ｖ２の絶対値よりも大きい値となるように設定されている。つまり、スナバ回路３のクランプ回路３１は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間におけるリンギング成分の電気エネルギを吸収するように構成されている。これにより、スナバ回路３は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間にかかる正常な電圧（二次側電圧Ｖ２）については回生することなく、リンギング成分のみを回生することができる。

（４）変形例
上記実施形態は本開示の一例に過ぎず、本開示は、上記実施形態に限定されることはなく、上記実施形態以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。以下、上記実施形態の変形例を列挙する。

電力変換システム１及び蓄電池５を含む蓄電システムは、非住宅施設に限らず、例えば、住宅に導入されてもよいし、電気自動車等、施設以外に適用されてもよい。また、電力変換システム１は、電力系統４と、蓄電池５との間における電力変換に限らず、例えば、太陽光発電装置又は燃料電池等の発電設備と、電力系統４又は負荷との間の電力変換に用いられてもよい。

また、電力変換システム１は、双方向に電力の変換を行う構成に限らず、例えば、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２から一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２への一方向にのみ、電力の変換を行う構成であってもよい。

また、スナバ回路３の電圧変換回路３２において、第２スイッチＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばダイオードであってもよい。この場合、第２スイッチＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードと同じ向き、つまり、カソードが第１スイッチのソースに接続され、アノードが平滑コンデンサＣ１１を介して一次巻線３５１に接続されるように設けられる。

また、クランプ回路３１が主回路２の一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２から吸収した電気エネルギを、電圧変換回路３２は、主回路２の一次側において一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２とは電気的に異なる位置から主回路２に回生してもよい。

第１容量素子Ｃ１は、トランス３５の一次巻線３５１と電気的に並列に接続されていることは必須ではなく、一次巻線３５１と電気的に接続されていればよい。例えば、第１容量素子Ｃ１は、第１スイッチＳＷ１又は第２スイッチＳＷ２と電気的に並列に接続されていてもよい。

また、第１容量素子Ｃ１及び第２容量素子Ｃ２は、容量成分を有していればよく、コンデンサに限らず、例えば寄生容量であってもよい。

第１スイッチＳＷ１、及び第２スイッチＳＷ２のデューティは、互いに同じデューティに限らず、互いに異なるデューティであってもよい。例えば、第１スイッチＳＷ１のオン時間と第２スイッチＳＷ２のオン時間との比が６：４であってもよい。

また、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２の制御方法は、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を所定のデューティで動作させるデューティ制御に限らない。例えば、制御回路３３は、入力電圧Ｖｉｎのフィードバック制御により入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧となるように第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を制御してもよい。

また、主回路２は、動作時において、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間に、極性が交互に反転する二次側電圧Ｖ２が発生するように構成されているが、この回路構成に限定しない。例えば、主回路２は、センタータップ付の高周波絶縁トランスを有し、動作時において、トランスの二次側の一対の二次側電圧点間に直流の二次側電圧Ｖ２が発生するように構成されていてもよい。また、主回路２は、高周波絶縁トランスの二次側にフルブリッジ回路を有し、動作時において、フルブリッジ回路の出力端間（一対の二次側電圧点間）に直流の二次側電圧Ｖ２が発生するように構成されていてもよい。

また、上記実施形態では、電力系統４が単相交流について説明したが、この構成に限らず、電力系統４は、例えば、三相交流であってもよい。

（５）まとめ
以上説明したように、第１態様に係るスナバ回路３は、クランプ回路３１と、絶縁型の電圧変換回路３２と、を備える。クランプ回路３１は、電力変換を行う絶縁型の主回路２における二次側の一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２から主回路２の電気エネルギを吸収することによって、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間の電圧をクランプする。電圧変換回路３２は、クランプ回路３１、及び主回路２における一次側の一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２に電気的に接続され、クランプ回路３１が電気エネルギを吸収することによって生成した直流電圧を直流変換して一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２に出力する。電圧変換回路３２は、トランス３５と、トランス３５の一次巻線３５１に電気的に接続された第１容量成分（第１容量素子Ｃ１）と、トランス３５の二次巻線３５２に電気的に接続された第２容量成分（第２容量素子Ｃ２）と、を有する。

この構成により、スナバ回路３は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間の電圧（二次側電圧Ｖ２）にリンギングが生じた場合、クランプ回路３１にて、主回路２の電気エネルギを吸収することにより二次側電圧Ｖ２をクランプする。電圧変換回路３２は、クランプ回路３１が主回路２から電気エネルギを吸収することによって生成した直流電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を出力電圧Ｖｏｕｔに直流変換して主回路２の一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２に出力する。すなわち、スナバ回路３は、二次側電圧Ｖ２にリンギングが生じた際に主回路２から吸収した電気エネルギを、主回路２の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２から主回路２に回生している。したがって、スナバ回路３においては、吸収した電気エネルギを熱エネルギに変換して消費するＲＣＤスナバ回路と比較して、電気エネルギが有効に利用され、スナバ回路３での損失を低減することができる。さらに、電圧変換回路３２は、トランス３５と、トランス３５と電気的に接続された第１容量成分及び第２容量成分とを有しており、部分共振を利用したソフトスイッチングが実現可能である。したがって、スナバ回路３は、電圧変換回路３２でのリンギングを抑制でき、スナバ回路３での損失をより低減することができる。

また、電圧変換回路３２は絶縁型であるので、主回路２における任意の主経路上に電気エネルギを回生することができる。さらに、電圧変換回路３２の制御用に自律式の制御回路３３を採用することにより、スナバ回路３の回路規模を抑制することができる。

第２態様に係るスナバ回路３では、第１態様において、電圧変換回路３２は、トランス３５の一次巻線３５１に流れる励磁電流Ｉｅの二次換算値（励磁電流Ｉｅ´）が、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２から主回路２に供給する負荷電流Ｉｏｕｔよりも大きくなるように構成されていることが好ましい。

この構成により、スナバ回路３は、デッドタイムＴｄ内にトランス３５の反転動作を完了させることができ、電圧変換回路３２でのハードスイッチングを抑制できる。

第３態様に係るスナバ回路３では、第１又は第２態様において、電圧変換回路３２は、主回路２の駆動周波数よりも高い駆動周波数で動作するように構成されていることが好ましい。

この構成により、スナバ回路３は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間の二次側電圧Ｖ２のリンギングに対する電気エネルギの吸収、及び回生の応答性が向上する。

第４態様に係るスナバ回路３では、第１〜第３態様のいずれかにおいて、電圧変換回路３２は、ハーフブリッジ接続された第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２を有することが好ましい。この場合、第１スイッチＳＷ１及び第２スイッチＳＷ２は、トランス３５の一次巻線３５１と電気的に接続されていることが好ましい。

この構成により、スナバ回路３の構成の簡略化を図ることができる。ただし、この構成はスナバ回路３に必須の構成ではなく、電圧変換回路３２は、フルブリッジ接続された４つのスイッチを有していてもよい。

第５態様に係るスナバ回路３では、第１〜第４態様のいずれかにおいて、第１容量成分（第１容量素子Ｃ１）は、トランス３５の一次巻線３５１と電気的に並列に接続されていることが好ましい。

この構成により、スナバ回路３は、部分共振を利用したソフトスイッチングが実現可能となり、電圧変換回路３２でのリンギングを抑制でき、スナバ回路３での損失を低減することができる。ただし、この構成はスナバ回路３に必須の構成ではなく、第１容量成分（第１容量素子Ｃ１）は、第１スイッチＳＷ１又は第２スイッチＳＷ２と電気的に並列に接続されていてもよい。

第６態様に係るスナバ回路３では、第１〜第５態様のいずれかにおいて、電圧変換回路３２は、トランス３５の二次巻線３５２の両端電圧を整流する整流回路３６を有することが好ましい。この場合、第２容量成分（第２容量素子Ｃ２）は、整流回路３６の出力端間に電気的に接続されていることが好ましい。

この構成により、スナバ回路３は、部分共振を利用したソフトスイッチングが実現可能となり、電圧変換回路３２でのリンギングを抑制でき、スナバ回路３での損失を低減することができる。

第７態様に係るスナバ回路３では、第１〜第６態様のいずれかにおいて、電圧変換回路３２は、第２容量成分（第２容量素子Ｃ２）と、一対の一次側電圧点Ｐ１１，Ｐ１２の少なくとも一方との間に電気的に接続されたインダクタＬ１を有することが好ましい。

この構成により、スナバ回路３は、出力電圧Ｖｏｕｔの安定化を図ることができる。

第８態様に係るスナバ回路３では、第１〜第７態様のいずれかにおいて、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２は、主回路２が有するトランス２６（高周波絶縁トランス）の二次側と、トランス２６の二次側の交流電圧（二次側電圧Ｖ２）を交流変換する第２変換部２２（インバータ回路）との接続点であることが好ましい。クランプ回路３１は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間におけるリンギング成分の電気エネルギを吸収するように構成されていることが好ましい。

この構成により、スナバ回路３は、一対の二次側電圧点Ｐ２１，Ｐ２２間にかかる正常な電圧（二次側電圧Ｖ２）については回生することなく、リンギング成分のみを回生することが可能となる。これにより、スナバ回路３は、主回路２の動作に与える影響を比較的抑制することが可能となる。

第９態様に係る電力変換システム１は、第１〜第８態様のいずれかのスナバ回路３と、主回路２と、を備える。

この構成により、スナバ回路３においては、ＲＣＤスナバ回路に比較して、電気エネルギが有効に利用され、スナバ回路３での損失を小さく抑えることができる。その結果、電力変換システム１におけるスナバ回路３での損失が小さく抑えられ、電力変換システム１全体としては、電力の変換効率の向上を図ることができる。特に、主回路２が比較的大電力の電力変換を行う場合には、スナバ回路３での発熱が抑えられ、スナバ回路３の小型化及び放熱構造の簡略化にもつながる。

第１０態様に係る電力変換システム１では、第９態様において、主回路２は、２以上の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２と、２以上の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２と、一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２と一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２との間に電気的に接続された高周波絶縁トランス３５と、を有し、高周波絶縁トランス３５を介して一対の一次側端子Ｔ１１，Ｔ１２と一対の二次側端子Ｔ２１，Ｔ２２との間で電力の変換を行うように構成されている。

この構成により、電力変換システム１は、高周波絶縁トランスを用いた比較的簡単な回路構成により、絶縁型の主回路２を実現することができる。

１ 電力変換システム
２ 主回路
２２ 第２変換部２２（インバータ回路）
２６ トランス（高周波絶縁トランス）
３ スナバ回路
３１ クランプ回路
３２ 電圧変換回路
３５ トランス
３５１ 一次巻線
３５２ 二次巻線
３６ 整流回路
Ｃ１ 第１容量素子（第１容量成分）
Ｃ２ 第２容量素子（第２容量成分）
ＳＷ１ 第１スイッチ
ＳＷ２ 第２スイッチ
Ｉｅ´ 励磁電流
Ｉｏｕｔ 負荷電流
Ｐ２１，Ｐ２２ 二次側電圧点
Ｐ１１，Ｐ１２ 一次側電圧点
Ｔ１１，Ｔ１２ 一次側端子
Ｔ２１，Ｔ２２ 二次側端子

Claims (9)

1. 電力変換を行う絶縁型の主回路における二次側の一対の二次側電圧点から前記主回路の電気エネルギを吸収することによって、前記一対の二次側電圧点間の電圧をクランプするクランプ回路と、
   前記クランプ回路、及び前記主回路における一次側の一対の一次側電圧点に電気的に接続され、前記クランプ回路が前記電気エネルギを吸収することによって生成した直流電圧を直流変換して前記一対の一次側電圧点に出力する絶縁型の電圧変換回路と、を備え、
   前記電圧変換回路は、トランスと、前記トランスの一次巻線に電気的に接続された第１容量成分と、前記トランスの二次巻線に電気的に接続された第２容量成分と、を有し、
   前記一対の二次側電圧点は、前記主回路が有する高周波絶縁トランスの二次側と、前記高周波絶縁トランスの二次側の交流電圧を交流変換するインバータ回路との接続点であり、
   前記クランプ回路は、前記一対の二次側電圧点間におけるリンギング成分の電気エネルギを吸収するように構成されている
   ことを特徴とするスナバ回路。
2. 前記電圧変換回路は、前記トランスの前記一次巻線に流れる励磁電流の二次換算値が、前記一対の一次側電圧点から前記主回路に供給する負荷電流よりも大きくなるように構成されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のスナバ回路。
3. 前記電圧変換回路は、前記主回路の駆動周波数よりも高い駆動周波数で動作するように構成されている
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のスナバ回路。
4. 前記電圧変換回路は、ハーフブリッジ接続された第１スイッチ及び第２スイッチを有し、
   前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、前記トランスの前記一次巻線と電気的に接続されている
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスナバ回路。
5. 前記第１容量成分は、前記トランスの前記一次巻線と電気的に並列に接続されている
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスナバ回路。
6. 前記電圧変換回路は、前記トランスの前記二次巻線の両端電圧を整流する整流回路を有し、
   前記第２容量成分は、前記整流回路の出力端間に電気的に接続されている
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のスナバ回路。
7. 前記電圧変換回路は、前記第２容量成分と、前記一対の一次側電圧点の少なくとも一方との間に電気的に接続されたインダクタを有する
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のスナバ回路。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載のスナバ回路と、
   前記主回路と、を備える
   ことを特徴とする電力変換システム。
9. 前記主回路は、
   ２以上の一次側端子と、２以上の二次側端子と、前記一対の一次側端子と前記一対の二次側端子との間に電気的に接続された高周波絶縁トランスと、を有し、
   前記高周波絶縁トランスを介して前記一対の一次側端子と前記一対の二次側端子との間で電力の変換を行うように構成されている
   ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換システム。

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