JP5208374B2 - 系統連系パワーコンディショナおよび系統連系電源システム - Google Patents

Description

本発明は、直流電力供給源から供給される直流電力を商用電力系統に連系出力する系統連系パワーコンディショナ、および、その系統連系パワーコンディショナを備える系統連系電源システムに関する。

商用電力系統と連系する分散型電源システムは、発電機や太陽電池、燃料電池等から発生される交流または直流の電力を系統連系パワーコンディショナにより商用周波数の交流電力に変換して、変換後の交流電力を商用電力系統に接続されている家庭内負荷に供給する。また分散型電源システムは、発電機や太陽電池、燃料電池等から発生される電力が家庭内負荷の消費電力を上回る場合には余剰電力を系統側へ逆潮流する。近年、電力需要家へのエネルギーの安定供給や地球環境保全の観点から、住宅用太陽光発電システムを代表とする分散型電源システムの普及が急拡大している。このような分散型電源システムの例はたとえば特開２００５−３１２２８７号公報（特許文献１）に開示される。

図１０は、特開２００５−３１２２８７号公報（特許文献１）に記載の分散型電源システムを示す図である。

図１０を参照して、分散型電源システムは、直流電源部２０１と系統連系インバータ装置２０２とを備える。系統連系インバータ装置２０２は直流電源部２０１によって生成された直流電力を交流電力に変換して商用電力系統２０３に与える。地絡が発生していない通常の状態において、スイッチ回路ＳＷ４１〜ＳＷ４６，ＳＷ５１，ＳＷ５２はオン状態にされる。

直流電源部２０１は、太陽電池モジュール２１１〜２１３を含む。系統連系インバータ装置２０２は、切換部２２１，２２４、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２２２、インバータ回路２２３、地絡検出回路２２５〜２２７、制御部２２８、表示部２２９を含む。切換部２２１は、スイッチ回路ＳＷ４１〜ＳＷ４６を含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ部２２２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３１〜２３３を含む。インバータ回路２２３は、トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４を含む。切換部２２４は、スイッチ回路ＳＷ５１，ＳＷ５２を含む。

太陽電池モジュール２１１〜２１３は、それぞれ太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換して、系統連系インバータ装置２０２に直流電力を供給する。これらの太陽電池モジュール２１１〜２１３は、それぞれ複数の太陽電池セルを直列に接続してモジュール化したものである。ＤＣ／ＤＣコンバータ２３１〜２３３は、それぞれ太陽電池モジュール２１１〜２１３によって生成された直流電力を切換部２２１を介して受ける。これらのＤＣ／ＤＣコンバータ２３１〜２３３は、それぞれ太陽電池モジュール２１１〜２１３から得られる直流電圧を所定の電圧に変換する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２３１〜２３３の出力部は１つに結合されて、インバータ回路２２３に接続される。

インバータ回路２２３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３１〜２３３からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ回路２２３において、トランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４がＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス振幅変調）制御されることによって、出力電力が調整される。インバータ回路２２３からの交流電力は、切換部２２４を介して商用電力系統２０３に供給される。

ここで、直流電源部２０１による充電部に地絡が発生した場合、地絡部を介して大電流が流れて発火や発煙、感電が発生してしまう可能性がある。これを防ぐために、地絡検出回路２２５〜２２７、制御部２２８および表示部２２９が設けられる。地絡検出回路２２５は、その一方入力端子が太陽電池モジュール２１１のプラス端子に接続され、その他方入力端子が太陽電池モジュール２１１のマイナス端子に接続され、太陽電池モジュール２１１による充電部おける地絡を検出する。地絡検出回路２２６は、その一方入力端子が太陽電池モジュール２１２のプラス端子に接続され、その他方入力端子が太陽電池モジュール２１２のマイナス端子に接続され、太陽電池モジュール２１２による充電部における地絡を検出する。地絡検出回路２２７は、その一方入力端子が太陽電池モジュール２１３のプラス端子に接続され、その他方入力端子が太陽電池モジュール２１３のマイナス端子に接続され、太陽電池モジュール２１３による充電部における地絡を検出する。

制御部２２８は、地絡検出回路２２５〜２２７によって地絡が検出された場合、スイッチ回路ＳＷ４１〜ＳＷ４６、ＳＷ５１，ＳＷ５２をオン状態からオフ状態に速やかに切替えるとともに、インバータ回路２２３の動作を停止させる。したがって、地絡発生時における停電範囲の拡大や公衆災害が防止される。制御部２２８は、さらに、表示部２２９に地絡発生の警告を表示させる。これにより、使用者が速やかに地絡事故の発生を認識することが可能となる。

図１０に示すような太陽光発電システムの普及が拡大するにつれて、配電系統中に局所的に高密度に分散型電源システムが存在する事例が増加することが予想される。このような事例の１つとして、たとえば住宅街に存在する複数の家庭に太陽光発電システムを設置する場合が挙げられる。

上記の事例が増加した場合に想定される問題点として、電力品質の低下が挙げられる。電力品質が低下する理由は、たとえば逆潮流電力の増加による系統電圧の上昇、あるいは日射量の変動による太陽光発電システムの発電量の大きな変動等である。したがって、太陽光発電システムを始めとする分散型電源システムの普及を一層促進させるには、電力供給の安定化と商用系統への影響の緩和が重要な課題となる。

たとえば、特許第２７１０７３６号明細書（特許文献２）は上記課題を解決可能な発電装置を開示する。この発電装置は、太陽電池と、太陽電池の直流出力を交流出力に変換し、負荷を有する電力系統に接続させた第１のインバータと、第１のインバータからの交流出力を変換する第２のインバータと、第２のインバータからの出力を蓄電する蓄電手段とを備える。この発電装置は、さらに、制御手段を有する。この制御手段は、第１のインバータからの交流出力を第２のインバータに入力してその入力を第２のインバータによって変換し、変換による出力を蓄電手段に充電することによって第１のインバータからの出力が最大電力点追従制御されるように第１のインバータを制御する。またこの制御手段は第１のインバータからの出力値が所定値以下の時には蓄電手段に充電された電力を放電させて、放電の電力を第２のインバータによって変換して電力系統に出力させる。

上記の発電装置は、インバータを介して太陽電池の出力を系統に連系させたシステムにおいて、商用電力系統の受電端電圧（インバータの出力電圧）が上昇した場合に太陽電池の発電電力の一部を蓄電手段に蓄える。これにより系統に逆潮流される電力を減少して電圧上昇を防ぐことができる。

また、特開２００２−３５４６７７号公報（特許文献３）は太陽光発電用パワーコンディショナを開示する。この太陽光発電用パワーコンディショナは、太陽電池からの出力電力が最大となる入力電圧で運転して電圧を変換する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、この第１のＤＣ／ＤＣコンバータからの直流電力を交流電力に変換して負荷側に供給するインバータとを備える。太陽光発電用パワーコンディショナは、さらに、充電装置により充電される蓄電池からの直流電力を、インバータの入力側（第１のＤＣ／ＤＣコンバータの出力側）に所定の直流電圧に変換して出力する第２のＤＣ／ＤＣコンバータとを備える。この太陽光発電用パワーコンディショナは、自立運転時においても、蓄電池の出力電圧と太陽電池の出力電圧を独立に制御できるので、常に太陽電池から最大電力を取り出すことができる。
特開２００５−３１２２８７号公報 特許第２７１０７３６号明細書 特開２００２−３５４６７７号公報

特許第２７１０７３６号明細書（特許文献２）に開示される発電装置では、太陽電池から蓄電手段への蓄電にあたり、太陽電池から出力される直流電力を第１のインバータで交流電力に一旦変換する。そして、発電装置は、その交流電力を第２のインバータにより直流電力に再度変換し、変換後の直流電力を用いて蓄電手段を充電する。よってこの発電装置においては変換回路における電力損失が大きくなるという問題がある。

一方、特開２００２−３５４６７７号公報（特許文献３）に開示される太陽光発電用パワーコンディショナでは太陽電池から蓄電手段への充電経路の途中に第１のＤＣ／ＤＣコンバータと第２のＤＣ／ＤＣコンバータとが設けられる。よって直交変換を行なわずに太陽電池からの直流電圧を蓄電手段に入力される直流電圧に変換できる。つまりこの太陽光発電用パワーコンディショナの構成によれば電力損失を小さくできる。

しかしながらこの太陽光発電用パワーコンディショナでは、太陽電池と接続される第１のＤＣ／ＤＣコンバータとして昇圧チョッパが用いられ、蓄電手段と接続される第２のＤＣ／ＤＣコンバータとして双方向チョッパが用いられる。このため太陽電池と商用電力系統との間が非絶縁であるとともに蓄電手段と商用電力系統との間が非絶縁である。

しかしながら、一般的に、蓄電池等の蓄電手段は太陽電池等の直流電源と比べて短絡電流の定格容量が非常に大きい。よって蓄電手段あるいは直流電源に地絡が生じた場合には大電流が流れることにより発火や発煙、感電が発生してしまう可能性がある。

一方、電力損失の低減という観点からは太陽電池の出力電圧と蓄電手段の入力電圧との差が小さい方が好ましい。しかしながら、このことは蓄電手段の出力電圧が大きくなることを意味する。つまり、蓄電手段の出力電圧を太陽電池電圧の出力電圧に近づけるほど蓄電手段の地絡時に大電流が流れる可能性がある。

以上説明したように、蓄電装置を有する系統連系電源システムにおいて電力損失を低減し、かつ、蓄電装置に直流地絡が発生したときの安全性を高めることが可能な方法はこれまでに提案されていない。

本発明は上記問題を解決するためになされたもので、蓄電部の充放電時における電力損失を低減するとともに、直流地絡に対する安全性を向上する系統連系パワーコンディショナおよび系統連系電源システムを提供することを目的とする。

本発明は要約すれば、発電を行なう直流電力供給源と、蓄電部と、商用電力系統とに接続される系統連系パワーコンディショナであって、第１の電圧変換部と、インバータ回路と、第２の電圧変換部とを備える。第１の電圧変換部は、直流電力供給源から供給される直流電力の電圧を第１の直流電圧に変換して直流正負母線に出力する。インバータ回路は、直流正負母線から第１の直流電圧を受けて、第１の直流電圧を交流電圧に変換して商用電力系統に出力する。第２の電圧変換部は、蓄電部と直流正負母線との間に接続される。第２の電圧変換部は、蓄電部の充電運転時には、直流正負母線から受ける第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して蓄電部に供給し、蓄電部の放電運転時には蓄電部から受ける第２の直流電圧を第１の直流電圧に変換して直流正負母線に出力する。第２の電圧変換部は、蓄電部に接続される側と直流正負母線に接続される側とが絶縁される。

好ましくは、第２の電圧変換部は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。第２の電圧変換部は、入力端子と出力端子とが絶縁された状態で変圧動作を行なう高周波トランスを含む。

より好ましくは、蓄電部は、正極端子と、負極端子とを有する。高周波トランスは、正極端子に接続される第１の中間タップを有する１次巻線と、１次巻線よりも巻数が多く、かつ、第２の中間タップを有する２次巻線とを有する。第２の電圧変換部は、第１のスイッチ素子と、第２のスイッチ素子と、リアクトルと、第３のスイッチ素子と、第４のスイッチ素子とをさらに含む。第１のスイッチ素子は、１次巻線において第１の中間タップを除く２端のうちの一方端と、負極端子との間に接続される。第２のスイッチ素子は、１次巻線において第１の中間タップを除く２端のうちの他方端と、負極端子との間に接続される。リアクトルは、第２の中間タップに一方端が接続され、他方端が直流正負母線のうちの直流正母線に接続される。第３のスイッチ素子は、２次巻線において第２の中間タップを除く２端のうちの一方端と、直流正負母線のうちの直流負母線との間に接続される。第４のスイッチ素子は、２次巻線において第２の中間タップを除く２端のうちの他方端と、直流負母線との間に接続される。

さらに好ましくは、系統連系パワーコンディショナは、制御部をさらに備える。制御部は、蓄電部の放電運転時には第３および第４のスイッチ素子を常時オフ状態にするとともに第１および第２のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する。また、制御部は、蓄電部の充電運転時には第１および第２のスイッチ素子を常時オフ状態にするとともに第３および第４のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する。

さらに好ましくは、制御部は、第１から第４のスイッチ素子をＰＷＭ制御する。制御部は、蓄電部の放電運転時においては、第２の電圧変換部から直流正負母線への出力電圧が第１の電圧に保たれるとともに蓄電部が放電する電力の値が第１の目標値になるように第１および第２のスイッチ素子の各々がオン状態にある時間を制御する。制御部は、蓄電部の充電運転時においては第２の電圧変換部から蓄電部に供給する電力の値が第２の目標値になるように第３および第４のスイッチ素子の各々がオン状態にある時間を制御する。

より好ましくは、蓄電部は、正極端子と、負極端子とを有する。高周波トランスは、一方端が負極端子に接続される１次巻線と、１次巻線よりも巻数が多く、かつ、一方端が直流正負母線のうちの直流負母線に接続される２次巻線とを有する。第２の電圧変換部は、第１のコンデンサと、第１のスイッチ素子と、第１のリアクトルと、第２のコンデンサと、第２のスイッチ素子と、第２のリアクトルとをさらに含む。第１のコンデンサは、一方端が１次巻線の他方端に接続される。第１のスイッチ素子は、第１のコンデンサの他方端と１次巻線の他方端との間に接続される。第１のリアクトルは、第１のコンデンサの他方端と正極端子との間に接続される。第２のコンデンサは、一方端が２次巻線の他方端に接続される。第２のスイッチ素子は、直流負母線と第２のコンデンサの他方端との間に接続される。第２のリアクトルは、第２のコンデンサの他方端と直流正負母線のうちの直流正母線との間に接続される。

さらに好ましくは、系統連系パワーコンディショナは、制御部をさらに備える。制御部は、蓄電部の放電運転時には第２のスイッチ素子を常時オフ状態にするとともに第１のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する。また、制御部は、蓄電部の充電運転時には第１のスイッチ素子を常時オフ状態にするとともに第２のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する。

さらに好ましくは、制御部は、第１および第２のスイッチ素子をＰＷＭ制御する。制御部は、蓄電部の放電運転時においては、第２の電圧変換部から直流正負母線への出力電圧が第１の電圧に保たれるとともに蓄電部が放電する電力の値が第１の目標値になるように第１のスイッチ素子がオン状態にある時間を制御する。制御部は、蓄電部の充電運転時においては第２の電圧変換部から蓄電部に供給する電力の値が第２の目標値になるように第２のスイッチ素子がオン状態にある時間を制御する。

さらに好ましくは、第１の電圧変換部は、直流電力供給源と直流正負母線との間に接続され、直流電力供給源と直流正負母線との間は絶縁される。

さらに好ましくは、第１の電圧変換部は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。第１の電圧変換部は、入力端子と出力端子とが絶縁された状態で変圧動作を行なう高周波トランスを含む。

さらに好ましくは、インバータ回路は、直流電力供給源が発電している期間には、直流正負母線から受ける第１の直流電圧を交流電圧に変換して商用電力系統に出力する。インバータ回路は、直流電力供給源が発電していない期間のうちの所定の期間には、商用電力系統から受ける交流電圧を第１の直流電圧に変換して直流正負母線に出力する。

本発明の他の局面に従うと、系統連系電源システムであって、発電を行なう直流電力供給源と、蓄電部と、系統連系パワーコンディショナとを備える。系統連系パワーコンディショナは、直流電力供給源と、蓄電部と、商用電力系統とに接続される。系統連系パワーコンディショナは、第１の電圧変換部と、インバータ回路と、第２の電圧変換部とを含む。第１の電圧変換部は、直流電力供給源から供給される直流電力の電圧を第１の直流電圧に変換して直流正負母線に出力する。インバータ回路は、直流正負母線から第１の直流電圧を受けて、第１の直流電圧を交流電圧に変換して商用電力系統に出力する。第２の電圧変換部は、蓄電部と直流正負母線との間に接続される。第２の電圧変換部は、蓄電部の充電運転時には、直流正負母線から受ける第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して蓄電部に供給し、蓄電部の放電運転時には蓄電部から受ける第２の直流電圧を第１の直流電圧に変換して直流正負母線に出力する。第２の電圧変換部は、蓄電部に接続される側と直流正負母線に接続される側とが絶縁される。

本発明によれば、蓄電装置を備える系統連系電源システムにおいて電力損失を少なくできるとともに、蓄電装置に地絡が生じたときの安全性を向上することができる。

以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、本実施の形態の系統連系電源システムの概略構成図である。
図１を参照して、本実施の形態の系統連系電源システムは、直流電力供給源１と、パワーコンディショナ２と、蓄電部６とを備える。パワーコンディショナ２は、直流電力供給源１と蓄電部６と商用電力系統３とに接続される。多くの場合、このような系統連系電源システムは住宅に設置される。パワーコンディショナ２は直流電力供給源１からの直流電力を商用周波数の交流電力に変換し、変換後の交流電力を商用電力系統３に接続されている家庭内負荷（図示せず）に供給する系統連系パワーコンディショナである。

直流電力供給源１は発電を行なってパワーコンディショナ２に直流電力を供給する。直流電力供給源１は、たとえば太陽電池、風力発電装置、燃料電池等、直流電力を発電する装置である。直流電力供給源１は、交流電力を出力する発電機と、発電機からの交流電力を整流するダイオードとで構成されていてもよい。本実施の形態では直流電力供給源１は太陽電池である。

蓄電部６は、たとえば鉛蓄電池等の二次電池、電気二重層キャパシタ、超電導電力貯蔵装置等で構成されて、直流電力の充電および放電を行なう。なお本実施の形態では蓄電部６は二次電池である。

次にパワーコンディショナ２の構成について説明する。パワーコンディショナ２は直流母線３Ａ，３Ｂを備える。なお直流母線３Ａ，３Ｂはそれぞれ直流正母線、直流負母線である。パワーコンディショナ２は、さらに、インバータ回路４と、電圧変換部５，７と、制御部８Ａ，８Ｂ，８Ｃと、電圧センサＳＡ，ＳＢと、電流センサＳＣとを備える。

電圧変換部５は、直流電力供給源１（太陽電池）からの直流電力の電圧を昇圧して直流母線３Ａ，３Ｂに出力する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。太陽電池から出力される直流電圧の大きさは、たとえば１５０〜２５０Ｖであり、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の大きさは、たとえば約３５０Ｖである。

電圧変換部７は双方向の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。電圧変換部７は、蓄電部６（二次電池）からの直流電力を昇圧する。また、電圧変換部７は、直流母線３Ａ，３Ｂの間の直流電圧を降圧して蓄電部６に出力する。蓄電部６の直流出力電圧の大きさは、たとえば３００Ｖより小さい電圧であり、電圧変換部７から直流母線３Ａ，３Ｂへの出力電圧の大きさは、たとえば約３５０Ｖである。

ここで蓄電部６の直流出力電圧が低すぎるとＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧変換部７）の昇圧比が高くなるので電圧変換時の損失が増加する。一方、蓄電部６の直流出力電圧が高すぎると、蓄電部６の地絡の際に大電流が流れることになりパワーコンディショナ２において発火や発煙、感電等の事故の可能性が増加する。これらの点を考慮して、蓄電部６の直流出力電圧はたとえば２００Ｖに設定される。

インバータ回路４の入力側は直流母線３Ａ，３Ｂに接続され、出力側は商用電力系統３に接続される。インバータ回路４は、直流母線３Ａ，３Ｂを介して供給される直流電力を商用周波数（たとえば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の交流電力に変換して、単相２００Ｖの商用電力系統３に出力する。

インバータ回路４には公知のインバータ回路を用いることができる。たとえば図１に記載されるように、インバータ回路４はフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路に接続されてフィルタとして機能するリアクトルとから構成されていてもよい。

図１に記載されるインバータ回路４の構成をより詳しく説明する。インバータ回路４は、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４と、ダイオードＤ１〜Ｄ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを備える。

トランジスタＴＲ１，ＴＲ２は直流母線３Ａ，３Ｂの間に直列接続される。ダイオードＤ１のカソードはトランジスタＴＲ１のコレクタと接続され、ダイオードＤ１のアノードはトランジスタＴＲ１のエミッタと接続される。ダイオードＤ２のカソードはトランジスタＴＲ２のコレクタと接続され、ダイオードＤ２のアノードはトランジスタＴＲ２のエミッタと接続される。リアクトルＬ１の一方端はトランジスタＴＲ１のエミッタおよびトランジスタＴＲ２のコレクタに接続され、リアクトルＬ１の他方端は商用電力系統３の一方の端子に接続される。

トランジスタＴＲ３，ＴＲ４は直流母線３Ａ，３Ｂの間に直列接続される。ダイオードＤ３のカソードはトランジスタＴＲ３のコレクタと接続され、ダイオードＤ３のアノードはトランジスタＴＲ３のエミッタと接続される。ダイオードＤ４のカソードはトランジスタＴＲ４のコレクタと接続され、ダイオードＤ４のアノードはトランジスタＴＲ４のエミッタと接続される。リアクトルＬ２の一方端はトランジスタＴＲ３のエミッタおよびトランジスタＴＲ４のコレクタに接続され、リアクトルＬ２の他方端は商用電力系統３の他方の端子に接続される。上記トランジスタとして、逆並列に接続されるダイオードＤ１〜Ｄ４が各トランジスタ素子内にボディダイオードとして内蔵されたものを利用すると、素子数が低減できるため好ましい。

制御部８Ａ，８Ｂ，８Ｃは、電圧変換部５、電圧変換部７、およびインバータ回路４をそれぞれ制御する。なお、制御部８Ａ，８Ｂ，８Ｃは、１つのブロックとして構成されていてもよい。また、制御部８Ａ，８Ｂ，８Ｃは、電圧変換部５、電圧変換部７、およびインバータ回路４のそれぞれの内部に設けられていてもよい。

電圧変換部５の出力側は直流母線３Ａ，３Ｂに接続される。電圧変換部７の出力側は直流母線３Ａ，３Ｂに接続される。

電圧センサＳＡは電圧変換部７において直流母線３Ａ，３Ｂ側の電圧Ｖｏを検出する。電圧センサＳＢは、電圧変換部７において蓄電部６側の電圧Ｖｉを検出する。電流センサＳＣは蓄電部６と電圧変換部７との間に流れる電流Ｉｉを検出する。電圧センサＳＡ，ＳＢの各々の検出結果と電流センサＳＣの検出結果とは制御部８Ｂに入力され、制御部８Ｂはこれらの検出結果に基づいて、電圧変換部７の動作を制御する。なお、電圧センサＳＡ，ＳＢの各々の入出力間は絶縁されていることが好ましい（ただし必ずしも絶縁されている必要はない）。これにより、たとえば蓄電部６が短絡した際に制御部８Ｂを大電流から保護することができる。

パワーコンディショナ２において、電圧変換部７は蓄電部６に接続されるとともに直流母線３Ａ，３Ｂに接続される。蓄電部６の充電運転時には、電圧変換部７は直流母線３Ａ，３Ｂから受ける電圧Ｖｏを電圧Ｖｉに変換して蓄電部６に供給する。電圧変換部７は蓄電部６の放電運転時には蓄電部６から受ける電圧Ｖｉを電圧Ｖｏに変換して直流母線３Ａ，３Ｂに出力する。電圧変換部７は、蓄電部６に接続される側と直流母線３Ａ，３Ｂに接続される側とが絶縁されている。これにより、蓄電部６に地絡が発生しても、インバータ回路４、および商用電力系統３等への影響を防ぎ、安全性の高い系統連系パワーコンディショナを得ることができる。

また電圧変換部５においても電圧変換部７と同様にすなわち直流電力供給源１側（入力側）と直流母線３Ａ，３Ｂ側（出力側）とが絶縁される。これにより、直流電力供給源１の地絡時あるいは短絡時におけるインバータ回路４、および商用電力系統３等への影響を防ぎ、安全性の高い系統連系パワーコンディショナを得ることができる。

図２は、図１の電圧変換部５の一例を示す回路図である。
図２を参照して、電圧変換部５は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一種であるプッシュプルコンバータである。電圧変換部５は、たとえば約２０ｋＨｚの周波数でＰＷＭ（パルス幅変調）駆動される。

低圧側の端子ＬＴ１は直流電力供給源１の正極側（高電圧側）に接続され、低圧側の端子ＬＴ２は直流電力供給源１の負極側（低電圧側）に接続される。高圧側の端子ＨＴ１は直流母線３Ａ（直流正母線）に接続され、高圧側の端子ＨＴ２は直流母線３Ｂ（直流負母線）に接続される。

電圧変換部５は、１次側（低圧側）と２次側（高圧側）との両方に中間タップを有する高周波トランス９を含む。高周波トランス９の１次側の中間タップは端子ＬＴ１に接続される。高周波トランス９の２次側の中間タップは端子ＨＴ２に接続される。

電圧変換部５は、さらにスイッチ素子１０Ａ，１０Ｂと、ダイオードＤ５，Ｄ６と、ダイオード１１Ａ，１１Ｂと、ＬＣフィルタ１２とを含む。ＬＣフィルタ１２はリアクトル１２Ａとコンデンサ１２Ｂとを含む。

スイッチ素子１０Ａ，１０ＢはＭＯＳＦＥＴである。スイッチ素子１０Ａのドレインは高周波トランス９の１次巻線の一方端に接続され、スイッチ素子１０Ａのソースおよびゲートは端子ＬＴ２に接続される。スイッチ素子１０Ｂのドレインは高周波トランスの１次巻線の他方端に接続され、スイッチ素子１０Ｂのソースおよびゲートは端子ＬＴ２に接続される。

ダイオードＤ５のカソードはスイッチ素子１０Ａのドレインに接続され、ダイオードＤ５のアノードはスイッチ素子１０Ａのソースおよびゲートに接続される。ダイオードＤ６のカソードはスイッチ素子１０Ｂのドレインに接続され、ダイオードＤ５のアノードはスイッチ素子１０Ｂのソースおよびゲートに接続される。なお、ダイオードＤ５，Ｄ６はスイッチ素子１０Ａ，１０Ｂ（ＭＯＳＦＥＴ）にそれぞれ内蔵されるダイオード（ボディダイオード）を用いてもよい。

ダイオード１１Ａのアノードは高周波トランス９の２次巻線の一方端に接続される。ダイオード１１Ｂのアノードは高周波トランス９の２次巻線の他方端に接続される。ダイオード１１Ａのカソードおよびダイオード１１Ｂのカソードはリアクトル１２Ａの一方端に接続される。リアクトル１２Ａの他方端は端子ＨＴ１に接続される。電解コンデンサであるコンデンサ１２Ｂの正極は端子ＨＴ１に接続され、コンデンサ１２Ｂの負極は端子ＨＴ２に接続される。

続いて図２に示すプッシュプルコンバータの動作を説明する。
高周波トランス９の１次側に設けられたスイッチ素子１０Ａ，１０Ｂの各々は、上述した約２０ｋＨｚの周波数でオン状態およびオフ状態を切替える。なお、スイッチ素子１０Ａ，１０Ｂは、互いに逆論理の２つの駆動信号によりそれぞれ駆動される。つまりスイッチ素子１０Ａ，１０Ｂの一方がオン状態のときに他方はオフ状態になる。このようにスイッチ素子１０Ａ，１０Ｂが動作することで、高周波トランス９に印加される電圧の方向が切替わる。

高周波トランス９の巻数比はたとえば１．５〜２倍程度に設定される。高周波トランス９により昇圧された交流電圧は、高周波トランス９の２次側に設けられたダイオード１１Ａ，１１Ｂによって整流される。ＬＣフィルタ１２は整流波形を平滑する。これにより高圧側にたとえば３５０Ｖの直流電圧が出力される。

図２に示すように電圧変換部５は入力端子と出力端子とが絶縁された状態で変圧動作を行なう高周波トランス９を含むので、入出力間を絶縁できる。また電圧変換部５は回路構成を簡単にすることができるので低コスト化を図ることができる。なお、スイッチ素子１０Ａ，１０ＢはＩＧＢＴであってもよい。

図３は、図１の電圧変換部５の他の例を示す回路図である。
図３を参照して、電圧変換部５は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である電流共振形コンバータである。電圧変換部５は、スイッチ素子１３Ａ，１３Ｂと、ダイオードＤ７，Ｄ８と、高周波トランス１４と、コンデンサ１５と倍電圧整流回路１６とを含む。倍電圧整流回路１６は、コンデンサ１６Ａ，１７と、ダイオード１６Ｂ，１６Ｃとを含む。なお、図３に示す端子ＬＴ１，ＬＴ２，ＨＴ１，ＨＴ２は図２に示す端子ＬＴ１，ＬＴ２，ＨＴ１，ＨＴ２とそれぞれ同様である。

スイッチ素子１３Ａ，１３ＢはＩＧＢＴである。スイッチ素子１３Ｂのコレクタは端子ＬＴ１に接続される。スイッチ素子１３Ｂのエミッタはスイッチ素子１３Ａのコレクタに接続される。スイッチ素子１３Ａのエミッタは端子ＬＴ２に接続される。

ダイオードＤ７のカソードはスイッチ素子１３Ｂのコレクタに接続され、ダイオードＤ７のアノードはスイッチ素子１３Ｂのエミッタに接続される。ダイオードＤ８のカソードはスイッチ素子１３Ａのコレクタに接続され、ダイオードＤ８のアノードはスイッチ素子１３Ａのエミッタに接続される。なお、ダイオードＤ７，Ｄ８はスイッチ素子１３Ｂ，１３Ａ（ＩＧＢＴ）にそれぞれ内蔵されるボディダイオードを用いてもよい。

コンデンサ１５Ａはスイッチ素子１３Ｂのコレクタとスイッチ素子１３Ｂのエミッタとの間に接続される。コンデンサ１５はスイッチ素子１３Ｂのコレクタと高周波トランス１４の１次巻線の一方端との間に接続される。なお高周波トランス１４の１次巻線の他方端はスイッチ素子１３Ｂのエミッタに接続される。

コンデンサ１６Ａは高周波トランス１４の２次巻線の一方端とダイオード１６Ｂのカソードとの間に接続される。高周波トランス１４の２次巻線の他方端およびダイオード１６Ｂのアノードは端子ＨＴ２に接続される。ダイオード１６Ｃのアノードはダイオード１６Ｂのカソードに接続され、ダイオード１６Ｃのカソードは端子ＨＴ１に接続される。電解コンデンサであるコンデンサ１６Ｄの正極は端子ＨＴ１に接続され、コンデンサ１６Ｄ（電解コンデンサ）の負極は端子ＨＴ２に接続される。

スイッチ素子１３Ａ，１３Ｂの各々は、図１の制御部８Ａによって、約１５ｋＨｚ〜約７０ｋＨｚの範囲で駆動周波数が可変するＰＦＭ（パルス周波数変調）方式で駆動される。スイッチ素子１３Ａ，１３Ｂは交互にオン状態およびオフ状態となり後段の高周波トランス１４を駆動する。

高周波トランス１４は漏れインダクタンスを有するリーケージトランスである。なお高周波トランス１４の巻数比はたとえば１．５〜２倍の範囲で設定される。

電流共振型コンバータでは高周波トランス１４の漏れインダクタンス成分とコンデンサ１５との電流共振を利用する。高周波トランス１４の１次側に流れる電流の波形は正弦波に近い形となる。正弦波の零点付近でスイッチ素子１３Ａ，１３Ｂのターンオンが行なわれ、ターンオフ時はコンデンサ１５Ａにより各スイッチ素子の両端の電圧はゼロに保たれるため、スイッチ素子１３Ａ，１３Ｂのソフトスイッチングが達成される。したがって、スイッチング損失が少ない絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを得ることができる。

高周波トランス１４の２次側には倍電圧整流回路１６が設けられる。倍電圧整流回路１６は高周波トランス１４の２次巻線電圧を、その２倍の電圧に昇圧する。コンデンサ１７には昇圧後の電圧が充電される。これにより電流共振形コンバータの低圧側に入力される電圧をたとえば３５０Ｖの直流電圧に変換することができる。

このように電圧変換部５は高周波トランス１４を含むことにより入出力間を絶縁できる。また、電圧変換部５は高効率で直流電圧の変換を行なうことができる。また電圧変換部５は回路構成を簡単にすることができるので低コスト化を図ることができる。なおスイッチ素子１３Ａ，１３ＢにはＭＯＳＦＥＴが用いられてもよい。

図４は、図１の電圧変換部７の一例を示す回路図である。
図４を参照して、電圧変換部７は、図２の回路と同様の「プッシュプルコンバータ」である。電圧変換部７は、高周波トランス１８と、スイッチ素子１９Ａ，１９Ｂ，２０Ａ，２０Ｂと、ダイオードＤ９〜Ｄ１２と、リアクトル２１Ａと、コンデンサ２１Ｂとを含む。

低圧側の端子ＬＴ１１は蓄電部６の正極側（高電圧側）に接続され、低圧側の端子ＬＴ１２は蓄電部６の負極側（低電圧側）に接続される。高圧側の端子ＨＴ１１は直流母線３Ａ（直流正母線）に接続され、高圧側の端子ＨＴ１２は直流母線３Ｂ（直流負母線）に接続される。

高周波トランス１８は１次巻線１８Ａと、１次巻線１８Ａよりも巻数が多い２次巻線１８Ｂとを含む。高周波トランス１８は、１次側（低圧側）に第１の中間タップを有し、２次側（高圧側）に第２の中間タップを有する。第１の中間タップは端子ＬＴ１１に接続される。第２の中間タップは端子ＨＴ１１に接続される。

スイッチ素子１９Ａ，１９ＢはＩＧＢＴである。スイッチ素子１９Ａのコレクタは、第１の中間タップを除く１次巻線１８Ａの２端のうちの一方端に接続され、スイッチ素子１９Ａのエミッタは端子ＬＴ１２に接続される。スイッチ素子１９Ｂのコレクタは第１の中間タップを除く１次巻線１８Ａの２端のうちの他方端に接続され、スイッチ素子１９Ｂのエミッタは端子ＬＴ１２に接続される。

ダイオードＤ９のカソードはスイッチ素子１９Ａのコレクタに接続され、ダイオードＤ９のアノードはスイッチ素子１９Ａのエミッタに接続される。ダイオードＤ１０のカソードはスイッチ素子１９Ｂのドレインに接続され、ダイオードＤ１０のアノードはスイッチ素子１０Ｂのエミッタに接続される。なお、ダイオードＤ９，Ｄ１０はスイッチ素子１０Ａ，１０Ｂ（ＩＧＢＴ）にそれぞれ内蔵されるボディダイオードを用いてもよい。

リアクトル２１Ａは第２の中間タップに一方端が接続され、他方端が端子ＨＴ１１を介して直流母線３Ａに接続される。

スイッチ素子２０Ａ，２０ＢはＩＧＢＴである。スイッチ素子２０Ａのコレクタは、２次巻線１８Ｂにおいて第２の中間タップを除く２端のうちの一方端に接続され、スイッチ素子２０Ａのエミッタは端子ＨＴ１２を介して直流母線３Ｂに接続される。スイッチ素子２０Ｂのコレクタは、２次巻線１８Ｂにおいて第２の中間タップを除く２端のうちの他方端に接続され、スイッチ素子２０Ｂのエミッタは端子ＨＴ１２を介して直流母線３Ｂに接続される。なおスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂ，２０Ａ，２０ＢはＭＯＳＦＥＴであってもよい。

ダイオードＤ１１のカソードはスイッチ素子２０Ａのコレクタに接続され、ダイオードＤ１１のアノードはスイッチ素子２０Ａのエミッタに接続される。ダイオードＤ１２のカソードはスイッチ素子２０Ｂのコレクタに接続され、ダイオードＤ１２のアノードはスイッチ素子１０Ｂのエミッタに接続される。なお、ダイオードＤ１１，Ｄ１２はスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ（ＩＧＢＴ）にそれぞれ内蔵されるボディダイオードを用いてもよい。

コンデンサ２１Ｂ（電解コンデンサ）の正極は端子ＨＴ１に接続され、コンデンサ１２Ｂ（電解コンデンサ）の負極は端子ＨＴ２に接続される。

図４に示すプッシュプルコンバータは、図１の蓄電部６の放電運転時には低圧側に入力された直流電圧を昇圧して高圧側に出力し、図１の蓄電部６の充電運転時には高圧側に入力された直流電圧を降圧して低圧側に出力する。なおスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂ，２０Ａ，２０Ｂのオン状態およびオフ状態は図１の制御部８Ｂによって制御される。

図５は、図１の蓄電部６の放電運転時における図４の電圧変換部７の等価回路図である。

図５を参照して、高周波トランス１８の１次側のスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂの動作については図２に示すプッシュプルコンバータの動作と同様である。すなわちスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂは、たとえば約２０ｋＨｚの周波数で交互にオン状態およびオフ状態となるよう図１の制御部８Ｂにより制御される。

一方、高周波トランス１８の２次側のスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂは図１の制御部８Ｂによって図１の蓄電部６の放電運転時には常にオフ状態になるように制御される。よってスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂ自体は動作せず、スイッチ素子２０Ａ，２０Ｂにそれぞれ内蔵されるダイオードＤ１１，Ｄ１２のみが動作する。

言い換えれば、図１の蓄電部６の放電運転時には電圧変換部７は図２に示すプッシュプルコンバータと同様の動作を行なう。すなわち、低圧側に入力される直流電圧は一旦交流電圧に変換され、高周波トランス１８により昇圧される。２次巻線１８Ｂから出力される交流電圧はダイオードＤ１１，Ｄ１２により整流される。整流された電圧はリアクトル２１Ａとコンデンサ２１ＢとからなるＬＣ回路により平滑化される。これによりたとえば３５０Ｖの直流電圧を高圧側から取り出すことができる。

図６は、図１の蓄電部６の充電運転時における図４の電圧変換部７の等価回路図である。

図６を参照して、充電運転時の動作は、放電運転時の動作に対して高周波トランス１８の１次側と２次側のスイッチ素子の動作が全く逆となる。すなわち、図１の制御部８Ｂによって高圧側から供給される３５０Ｖの直流電圧に対し、高周波トランス１８の２次側のスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂが交互にＰＷＭ駆動され、高周波トランス１８の１次側のスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂは図１の制御部８Ｂによって常にオフ状態に制御される。このときスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂにそれぞれ内蔵されるダイオードＤ９，Ｄ１０のみが動作する。すなわち図６に示すプッシュプルコンバータは高周波トランス１８の２次側から１次側への降圧コンバータとして動作する。これにより１次側ではたとえば２００Ｖの直流電圧が得られる。１次側で取り出される直流電圧は図１の蓄電部６に供給される。

図４〜図６に示すように電圧変換部７は常時オフとするスイッチ素子を電力の伝達方向に応じて切替えることにより双方向の電圧変換を実現できる。図４に示す電圧変換部７の構成によればダイオード等のスイッチ素子の数を増やす必要がないので、低コストの双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。

また、図４に示す電圧変換部７は１次側の２つのスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂのエミッタ電位が同電位であるとともに２次側の２つのスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂのエミッタ電位が同電位である。このため１次側の２つのスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂには同じ駆動電源を利用できる。同様に２次側の２つのスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂには同じ駆動電源を利用できる。よってスイッチ素子数は４つであるが、スイッチ素子の駆動に必要な駆動電源は２つとすることができる。この点からも、図４に示す電圧変換部７の構成によれば低コスト化が可能になる。

図７は、図１の電圧変換部７の他の例を示す回路図である。
図７を参照して、電圧変換部７は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一種である絶縁型Ｃｕｋコンバータである。なお、図７に示す回路は図４に示す回路と同様に低圧側から高圧側と高圧側から低圧側との双方向の電圧変換を可能にする。

図７を参照して、電圧変換部７は、スイッチ素子２２，２９と、ダイオードＤ１３，Ｄ１４と、リアクトル２３，２７と、コンデンサ２４，２６，２８と、高周波トランス２５とを含む。

なお、図７における端子ＬＴ１１，ＬＴ１２，ＨＴ１１，ＨＴ１２は図４における端子ＬＴ１１，ＬＴ１２，ＨＴ１１，ＨＴ１２とそれぞれ同様である。

高周波トランス２５は１次巻線２５Ａと、１次巻線２５Ａよりも巻数が多い２次巻線２５Ｂとを含む。１次巻線２５Ａの一方端は端子ＬＴ１２（蓄電部６の負極端子）に接続され、１次巻線２５Ａの他方端にはコンデンサ２４の一方端が接続される。２次巻線２５Ｂの一方端は端子ＨＴ１２を介して直流母線３Ｂに接続され、２次巻線２５Ｂの他方端はコンデンサ２６の一方端に接続される。

スイッチ素子２２はＩＧＢＴである。スイッチ素子２２のコレクタはコンデンサ２４の他方端に接続される。スイッチ素子２２のエミッタは１次巻線２５Ａの他方端に接続される。

ダイオードＤ１３のカソードはスイッチ素子２２のコレクタに接続され、ダイオードＤ１３のアノードはスイッチ素子２２のエミッタに接続される。ダイオードＤ１３はスイッチ素子２２（ＩＧＢＴ）に内蔵されるボディダイオードを用いてもよい。

リアクトル２３はコンデンサ２４の他方端と端子ＬＴ１１（蓄電部６の正極端子）との間に接続される。

スイッチ素子２９はＩＧＢＴである。スイッチ素子２９のコレクタはコンデンサ２６の他方端に接続される。スイッチ素子２９のエミッタは端子ＨＴ１２を介して直流母線３Ｂに接続される。ダイオードＤ１４のアノードはスイッチ素子２９のエミッタに接続される。ダイオードＤ１４はスイッチ素子２９（ＩＧＢＴ）に内蔵されるボディダイオードを用いてもよい。

リアクトル２７の一方端はコンデンサ２６の他方端に接続され、リアクトル２７の他方端は端子ＨＴ１１を介して直流母線３Ａに接続される。電解コンデンサであるコンデンサ２８の正極は端子ＨＴ１１に接続され、コンデンサ２８の負極は端子ＨＴ１２に接続される。

なお、スイッチ素子２２，２９はＭＯＳＦＥＴであってもよい。
図７に示すＣｕｋコンバータは、図１の蓄電部６の放電運転時には低圧側に入力された直流電圧を昇圧して高圧側に出力し、図１の蓄電部６の充電運転時には高圧側に入力された直流電圧を降圧して低圧側に出力する。なおスイッチ素子２２，２９のオン状態およびオフ状態は図１の制御部８Ｂによって制御される。

図８は、図１の蓄電部６の放電運転時における図７の電圧変換部７の等価回路図である。

図８を参照して、放電運転時には、図１の制御部８Ｂによってスイッチ素子２９は常にオフの状態に制御される。スイッチ素子２９にはＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴが用いられるので、スイッチ素子２９のオフ時にはダイオードＤ１４のみが動作する。

スイッチ素子２２は、図１の制御部８Ｂによって約２０ｋＨｚでＰＷＭ駆動される。スイッチ素子２２のオフ時にはコンデンサ２４およびコンデンサ２６が充電される。高周波トランス２５の１次側では図１の蓄電部６からリアクトル２３、コンデンサ２４、および１次巻線２５Ａを経由して蓄電部６に戻る経路で電流が流れてコンデンサ２４が充電される。高周波トランス２５の２次側ではコンデンサ２６から２次巻線２５Ｂ、およびスイッチ素子２９を経由してコンデンサ２６に戻る経路で電流が流れてコンデンサ２６が充電される。

スイッチ素子２２のオン時には、高周波トランス２５の１次側ではリアクトル２３にエネルギーが蓄積されるとともにコンデンサ２４の放電電流が流れ、高周波トランス２５の２次側では、コンデンサ２６の放電電流が流れる。高周波トランス２５の１次側では図１の蓄電部６からリアクトル２３、スイッチ素子２２を経由して蓄電部６に戻る経路で電流が流れるとともに、コンデンサ２４からスイッチ素子２２、高周波トランス２５の１次巻線２５Ａを経由してコンデンサ２４に戻る経路でコンデンサ２４の放電電流が流れる。高周波トランス２５の２次側では、コンデンサ２８から２次巻線２５Ｂ、コンデンサ２６、およびリアクトル２７を経由してコンデンサ２８に戻る経路でコンデンサ２６の放電電流が流れる。このようにして高周波トランス２５の１次側から２次側にエネルギーが伝達されることにより、たとえば３５０Ｖの直流電圧が高圧側にて得られる。

図９は、図１の蓄電部６の充電運転時における図７の電圧変換部７の等価回路図である。

図９を参照して、充電運転時には、図１の制御部８Ｂによって１次側のスイッチ素子２２は常にオフの状態に制御される。また図１の制御部８Ｂは放電時における１次側のスイッチ素子２２に対する制御動作（ＰＷＭ駆動）と同様の制御動作を２次側のスイッチ素子２９に対して行なう。これにより高周波トランス２５の２次側から１次側にエネルギーが伝達されて、たとえば約２００Ｖの直流電圧が図１の蓄電部６に供給される。

図７〜図９に示すように電圧変換部７は常時オフとするスイッチ素子を電力の伝達方向に応じて切替えることで双方向の電圧変換を実現できる。図７に示す電圧変換部７の構成によればダイオード等のスイッチ素子の数を新たに増加する必要がないので低コストの双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを得ることができる。

また、絶縁型Ｃｕｋコンバータは、プッシュプルコンバータと比べてスイッチ素子数を４個から２個に低減できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータをさらに低コスト化することができる。

再び図１を参照しながら説明する。上述のように電圧センサＳＡは、電圧変換部７の直流母線３Ａ，３Ｂ側の電圧Ｖｏを検出し、電圧センサＳＢは電圧変換部７の蓄電部６側の電圧Ｖｉを検出する。電流センサは電流Ｉｉを検出する。

制御部８Ｂは蓄電部６の放電運転時には電圧変換部７から直流母線３Ａ，３Ｂに出力される電圧Ｖｏが一定値（３５０Ｖ）に保たれるとともに、蓄電部６が放電する放電電力（ＶｉとＩｉとの積）が第１の目標値Ｐｄになるように、スイッチ素子に供給する制信号のオンパルス幅Ｔｏｎを変化させてスイッチ素子がオンする時間を制御するフィードバック制御を行なう。これにより、パワーコンディショナ２は蓄電部６に所望の電力を放電させるとともにインバータ回路４に一定の直流電圧を供給することができる。

第１の目標値Ｐｄとしては、制御部８Ｂに記憶された値を用いてもよい（この場合、制御部８Ｂは目標値を記憶する記憶部を内蔵してもよい）。また制御部８Ｂは、他の検出量（たとえば直流電力供給源１の直流電圧）に基づいて算出された目標値を目標値Ｐｄとして用いてもよいし、外部から制御部８Ｂに入力される目標値を目標値Ｐｄとして用いてもよい。

制御部８Ｂは蓄電部６の充電運転時には、直流母線３Ａ，３Ｂ側から入力される電圧Ｖｏを３５０Ｖに保ち、かつ、電圧変換部７から蓄電部６に供給する充電電力（ＶｉとＩｉとの積）が第２の目標値Ｐｃとなるように、スイッチ素子のオンパルス幅Ｔｏｎを変化させてスイッチ素子がオンする時間を制御するフィードバック制御を行なう。これにより、パワーコンディショナ２は蓄電部６に所望の電力を供給して蓄電部６を充電することができる。

第２の目標値Ｐｃとしては、制御部８Ｂに内蔵される記憶部に記憶された値を用いてもよいし、他の検出量に基づいて算出された目標値を用いてもよいし、外部から制御部８Ｂに入力される目標値を用いてもよい。

上述のように、電圧変換部７が図４に示すプッシュプルコンバータの場合、放電運転時にはスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂがオンパルス幅Ｔｏｎで交互にＰＷＭ駆動されてスイッチ素子１９Ａ，１９Ｂの各々がオン状態にある時間が制御され、充電運転時にはスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂがオンパルス幅Ｔｏｎで交互にＰＷＭ駆動されてスイッチ素子２０Ａ，２０Ｂの各々がオン状態にある時間が制御される。電圧変換部７が図７に示す絶縁型のＣｕｋコンバータの場合、放電運転時にはスイッチ素子２２がオンパルス幅ＴｏｎでＰＷＭ駆動され、充電運転時にはスイッチ素子２９がオンパルス幅ＴｏｎでＰＷＭ駆動される。

なお、以上の説明において図２、図３、図４、図７の回路に示すスイッチ素子はダイオードを内蔵するＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴであるとしたが、ダイオードとトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，バイポーラトランジスタ等）とが個別に設けられていてもよい。

制御部８Ｃはインバータ回路４の動作を制御して、直流母線３Ａ，３Ｂの電圧が一定値に保たれるようにインバータ回路４から商用電力系統３への出力電流を制御する。よって電圧変換部５および電圧変換部７が出力する直流電力は、インバータ回路４を介して商用電力系統３へ出力することができる。

また、インバータ回路４は、太陽電池（直流電力供給源１）が発電している日中の期間においては、直流母線３Ａ，３Ｂ側から商用電力系統３側に対してＤＣ−ＡＣ変換（直流から交流への変換）を行ない、太陽電池が発電していない夜間においては、必要に応じて商用電力系統３側から直流母線３Ａ，３Ｂ側にＡＣ−ＤＣ変換（交流から直流への変換）を行なうことが好ましい。インバータ回路４のＡＣ−ＤＣ変換動作時に電圧変換部７が充電運転を行なうことにより、夜間には商用電力系統３から供給される電力を利用して蓄電部６への充電を行なうことができる。

なお、インバータ回路４（フルブリッジ回路）中のトランジスタＴＲ１〜ＴＲ４にはＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴが用いられる。この場合、ダイオードＤ１〜Ｄ４はトランジスタＴＲ１〜ＴＲ４にそれぞれ内蔵されるボディダイオードを用いることが好ましい。夜間時に常に全てのトランジスタをオフ状態とすることにより、フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして利用することができる。これにより商用電力系統３側から直流母線３Ａ，３Ｂ側にＡＣ−ＤＣ変換を行なうことができる。

上記のようなＡＣ−ＤＣ変換を行なうことによって、スイッチ素子数を増加させずに双方向動作を実現できるので、インバータ回路４（双方向インバータ）を低コスト化できる。

なお双方向インバータの場合には直流母線３Ａ，３Ｂの電圧は商用電力系統３の波高値により決まる。交流電圧の実効値が２００Ｖであれば、直流母線の電圧は約２８０Ｖとなる。このときには制御部８Ｂは電圧変換部７を制御して直流母線から入力される約２８０Ｖの電圧を約２００Ｖの電圧に降圧する。

このように、インバータ回路４が双方向インバータであることにより、夜間の系統電力を蓄電部６に蓄電できる。よって、夜間に蓄電した電力を夜間以外の電力不足時に放電して商用電力系統３に供給することにより負荷電力の平準化を行なうことができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本実施の形態の系統連系電源システムの概略構成図である。 図１の電圧変換部５の一例を示す回路図である。 図１の電圧変換部５の他の例を示す回路図である。 図１の電圧変換部７の一例を示す回路図である。 図１の蓄電部６の放電運転時における図４の電圧変換部７の等価回路図である。 図１の蓄電部６の充電運転時における図４の電圧変換部７の等価回路図である。 図１の電圧変換部７の他の例を示す回路図である。 図１の蓄電部６の放電運転時における図７の電圧変換部７の等価回路図である。 図１の蓄電部６の充電運転時における図７の電圧変換部７の等価回路図である。 特開２００５−３１２２８７号公報（特許文献１）に記載の分散型電源システムを示す図である。

符号の説明

１ 直流電力供給源、２ パワーコンディショナ、３，２０３ 商用電力系統、３Ａ，３Ｂ 直流母線、４，２２３ インバータ回路、５，７ 電圧変換部、６ 蓄電部、８Ａ，８Ｂ，８Ｃ，２２８ 制御部、９，１４，１８，２５ 高周波トランス、１０Ａ，１０Ｂ，１３Ａ，１３Ｂ，１９Ａ，１９Ｂ，２０Ａ，２０Ｂ，２２，２９ スイッチ素子、１１Ａ，１１Ｂ，１６Ｂ，１６Ｃ，Ｄ１〜Ｄ１４ ダイオード、１２ ＬＣフィルタ、１２Ａ，２１Ａ，２３，２７，Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、１２Ｂ，１５，１５Ａ，１６Ａ，１６Ｄ，１７，２１Ｂ，２４，２６，２８ コンデンサ、１６ 倍電圧整流回路、１８Ａ，２５Ａ １次巻線、１８Ｂ，２５Ｂ ２次巻線、２０１ 直流電源部、２０２ 系統連系インバータ装置、２１１〜２１３ 太陽電池モジュール、２２１，２２４ 切換部、２２２ ＤＣ／ＤＣコンバータ部、２２５〜２２７ 地絡検出回路、２２９ 表示部、２３１〜２３３ ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＬＴ１，ＬＴ２，ＨＴ１，ＨＴ２，ＬＴ１１，ＬＴ１２，ＨＴ１１，ＨＴ１２ 端子、ＳＡ，ＳＢ 電圧センサ、ＳＣ 電流センサ、ＳＷ４１〜ＳＷ４６，ＳＷ５１，ＳＷ５２ スイッチ回路、ＴＲ１〜ＴＲ４，ＴＲ１１〜ＴＲ１４ トランジスタ。

Claims (11)

1. 発電を行なう直流電力供給源と、蓄電部と、商用電力系統とに接続される系統連系パワーコンディショナであって、
   前記直流電力供給源から供給される直流電力の電圧を第１の直流電圧に変換して直流正負母線に出力する第１の電圧変換部と、
   前記直流正負母線から前記第１の直流電圧を受けて、前記第１の直流電圧を交流電圧に変換して前記商用電力系統に出力するインバータ回路と、
   前記蓄電部と前記直流正負母線との間に接続され、前記蓄電部の充電運転時には、前記直流正負母線から受ける前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して前記蓄電部に供給し、前記蓄電部の放電運転時には前記蓄電部から受ける前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧に変換して前記直流正負母線に出力する第２の電圧変換部とを備え、
   前記第２の電圧変換部は、前記蓄電部に接続される側と前記直流正負母線に接続される側とが絶縁され、
   前記インバータ回路は、前記直流電力供給源が発電している期間には、前記直流正負母線から受ける前記第１の直流電圧を交流電圧に変換して前記商用電力系統に出力し、前記直流電力供給源が発電していない期間のうちの所定の期間には、前記商用電力系統から受ける交流電圧を前記第１の直流電圧に変換して前記直流正負母線に出力し、
   前記第２の電圧変換部は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子と出力端子とが絶縁された状態で変圧動作を行なう高周波トランスを含み、
   前記系統連系パワーコンディショナは、さらに、
   前記第２の電圧変換部の前記蓄電部側に設けられた第１の電圧検出部と、
   前記第２の電圧変換部の前記蓄電部側に設けられた電流検出部と、
   前記第２の電圧変換部の前記直流正負母線側に設けられた第２の電圧検出部と、
   前記第１および第２の電圧検出部の出力および前記電流検出部の出力に基づいて前記第２の電圧変換部を制御する制御部とを備え、
   前記第１の電圧検出部および前記第２の電圧検出部の各々は、入出力間が絶縁される、系統連系パワーコンディショナ。
2. 前記蓄電部は、
   正極端子と、
   負極端子とを有し、
   前記高周波トランスは、
   前記正極端子に接続される第１の中間タップを有する１次巻線と、
   前記１次巻線よりも巻数が多く、かつ、第２の中間タップを有する２次巻線とを有し、
   前記第２の電圧変換部は、
   前記１次巻線において前記第１の中間タップを除く２端のうちの一方端と、前記負極端子との間に接続される第１のスイッチ素子と、
   前記１次巻線において前記第１の中間タップを除く２端のうちの他方端と、前記負極端子との間に接続される第２のスイッチ素子と、
   前記第２の中間タップに一方端が接続され、他方端が前記直流正負母線のうちの直流正母線に接続されるリアクトルと、
   前記２次巻線において前記第２の中間タップを除く２端のうちの一方端と、前記直流正負母線のうちの直流負母線との間に接続される第３のスイッチ素子と、
   前記２次巻線において前記第２の中間タップを除く２端のうちの他方端と、前記直流負母線との間に接続される第４のスイッチ素子とをさらに含む、請求項１に記載の系統連系パワーコンディショナ。
3. 前記制御部は、前記蓄電部の放電運転時には前記第３および第４のスイッチ素子を常時オフ状態にするとともに前記第１および第２のスイッチ素子のオンオフ状態を制御し、前記蓄電部の充電運転時には前記第１および第２のスイッチ素子を常時オフ状態にするとともに前記第３および第４のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する、請求項２に記載の系統連系パワーコンディショナ。
4. 前記制御部は、前記第１から第４のスイッチ素子をＰＷＭ制御し、前記蓄電部の放電運転時においては、前記第２の電圧変換部から前記直流正負母線への出力電圧が前記第１の電圧に保たれるとともに前記蓄電部が放電する電力の値が第１の目標値になるように前記第１および第２のスイッチ素子の各々がオン状態にある時間を制御し、前記蓄電部の充電運転時においては前記第２の電圧変換部から前記蓄電部に供給する電力の値が第２の目標値になるように前記第３および第４のスイッチ素子の各々がオン状態にある時間を制御する、請求項３に記載の系統連系パワーコンディショナ。
5. 前記蓄電部は、
   正極端子と、
   負極端子とを有し、
   前記高周波トランスは、
   一方端が前記負極端子に接続される１次巻線と、
   前記１次巻線よりも巻数が多く、かつ、一方端が前記直流正負母線のうちの直流負母線に接続される２次巻線とを有し、
   前記第２の電圧変換部は、
   一方端が前記１次巻線の他方端に接続される第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサの他方端と前記１次巻線の他方端との間に接続される第１のスイッチ素子と、
   前記第１のコンデンサの他方端と前記正極端子との間に接続される第１のリアクトルと、
   一方端が前記２次巻線の他方端に接続される第２のコンデンサと、
   前記直流負母線と前記第２のコンデンサの他方端との間に接続される第２のスイッチ素子と、
   前記第２のコンデンサの他方端と前記直流正負母線のうちの直流正母線との間に接続される第２のリアクトルとをさらに含む、請求項１に記載の系統連系パワーコンディショナ。
6. 前記制御部は、前記蓄電部の放電運転時には前記第２のスイッチ素子を常時オフ状態にするとともに前記第１のスイッチ素子のオンオフ状態を制御し、前記蓄電部の充電運転時には前記第１のスイッチ素子を常時オフ状態にするとともに前記第２のスイッチ素子のオンオフ状態を制御する、請求項５に記載の系統連系パワーコンディショナ。
7. 前記制御部は、前記第１および第２のスイッチ素子をＰＷＭ制御し、前記蓄電部の放電運転時においては、前記第２の電圧変換部から前記直流正負母線への出力電圧が前記第１の電圧に保たれるとともに前記蓄電部が放電する電力の値が第１の目標値になるように前記第１のスイッチ素子がオン状態にある時間を制御し、前記蓄電部の充電運転時においては前記第２の電圧変換部から前記蓄電部に供給する電力の値が第２の目標値になるように前記第２のスイッチ素子がオン状態にある時間を制御する、請求項６に記載の系統連系パワーコンディショナ。
8. 前記高周波トランスは、前記直流正負母線側の巻数が前記蓄電部側の巻数より大きくなるよう構成される、請求項１に記載の系統連系パワーコンディショナ。
9. 前記第１の電圧変換部は、前記直流電力供給源と前記直流正負母線との間に接続され、
   前記直流電力供給源と前記直流正負母線との間は絶縁される、請求項１から８のいずれか１項に記載の系統連系パワーコンディショナ。
10. 前記第１の電圧変換部は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
    入力端子と出力端子とが絶縁された状態で変圧動作を行なう高周波トランスを含む、請求項９に記載の系統連系パワーコンディショナ。
11. 系統連系電源システムであって、
    発電を行なう直流電力供給源と、
    蓄電部と、
    前記直流電力供給源と、前記蓄電部と、商用電力系統とに接続される系統連系パワーコンディショナとを備え、
    前記系統連系パワーコンディショナは、
    前記直流電力供給源から供給される直流電力の電圧を第１の直流電圧に変換して直流正負母線に出力する第１の電圧変換部と、
    前記直流正負母線から前記第１の直流電圧を受けて、前記第１の直流電圧を交流電圧に変換して前記商用電力系統に出力するインバータ回路と、
    前記蓄電部と前記直流正負母線との間に接続され、前記蓄電部の充電運転時には、前記直流正負母線から受ける前記第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して前記蓄電部に供給し、前記蓄電部の放電運転時には前記蓄電部から受ける前記第２の直流電圧を前記第１の直流電圧に変換して前記直流正負母線に出力する第２の電圧変換部とを含み、
    前記第２の電圧変換部は、前記蓄電部に接続される側と前記直流正負母線に接続される側とが絶縁され、
    前記インバータ回路は、前記直流電力供給源が発電している期間には、前記直流正負母線から受ける前記第１の直流電圧を交流電圧に変換して前記商用電力系統に出力し、前記直流電力供給源が発電していない期間のうちの所定の期間には、前記商用電力系統から受ける交流電圧を前記第１の直流電圧に変換して前記直流正負母線に出力し、
    前記第２の電圧変換部は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子と出力端子とが絶縁された状態で変圧動作を行なう高周波トランスを含み、
    前記系統連系パワーコンディショナは、さらに、
    前記第２の電圧変換部の前記蓄電部側に設けられた第１の電圧検出部と、
    前記第２の電圧変換部の前記蓄電部側に設けられた電流検出部と、
    前記第２の電圧変換部の前記直流正負母線側に設けられた第２の電圧検出部と、
    前記第１および第２の電圧検出部の出力および前記電流検出部の出力に基づいて前記第２の電圧変換部を制御する制御部とを含み、
    前記第１の電圧検出部および前記第２の電圧検出部の各々は、入出力間が絶縁される、系統連系電源システム。

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