KR20120118049A - 전원 전달 네트워크에서 역률 보정과 왜곡 및 노이즈의 감소를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

전원 전달 네트워크에서 역률 보정과 왜곡 및 노이즈의 감소를 위한 방법 및 장치 Download PDF

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패트릭 에이. 라다
존 에이치. 매그나스코
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제네바 클린테크 인코포레이티드
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Abstract

역률 보정을 위한 방법 및 장치는 역률을 동적으로 보정하기 위해 동적인 무효 구내를 갖는 부하로 비트 무효 부하들을 선택적으로 연결하는 것을 포함한다. 전력 전달 시스템에서 왜곡을 감소시키기 위한 방법 및 장치는 전력 라인의 왜곡을 결정하고, 왜곡에 따라 보정 신호를 형성하고, 보정 신호에 따라 전력 라인에 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하는 것을 포함한다. 또한, 태양 광 전력 시스템의 전력은 동일한 장치를 통해 부하에 부가된다.

Description

전원 전달 네트워크에서 역률 보정과 왜곡 및 노이즈의 감소를 위한 방법 및 장치{METHODS AND APPARATUS FOR POWER FACTOR CORRECTION AND REDUCTION OF DISTORTION IN AND NOISE IN A POWER SUPPLY DELIVERY NETWORK}
관련 특허출원에 대한 상호 참조
본 특허 출원은 2010년 1월 25일자로 미국 가출원된 명칭이 "METHODS AND APPARATUS FOR POWER FACTOR CORRECTION AND REDUCTION OF DISTORTION IN AND NOISE IN A POWER SUPPLY DELIVERY NETWORK"인 미국 가출원 일련 번호 제 61/298,112 호, 2011년 1월 19일자로 미국 가출원된 명칭이 "POWER FACTOR AND HARMONIC CORRECTION METHODS,"인 미국 가출원 일련 번호 제 61/434,250 호, 2011년 1월 25일자 미국 가출원된 명칭이 "POWER FACTOR AND HARMONIC CORRECTION METHODS,"인 미국 가출원 일련 번호 제 61/435,921 호, 및 2011년 1월 24일자 미국 가출원된 명칭이 "AUTOMATIC DETECTION OF APPLIANCES,"인 미국 가출원 일련 번호 제 61/435,658 호, 및 2010년 1월 25일자로 출원된 "AUTOMATIC DETECTION OF APPLIANCES"이라는 명칭의 미국 가특허출원 일련번호 제61/298,127호의 미국 특허법 35 U.S.C. §119(e)에 따른 권리를 주장하고, 또한, 본 특허 출원은 2009년 1월 26일자 출원된 명칭이 "POWER FACTOR AND HARMONIC CORRECTION METHODS,"인 미국 가출원 제 61/206,051 호의 우선권을 주장하고, 2010년 1월 26일자 출원된 명칭이 "POWER FACTOR AND HARMONIC CORRECTION METHODS,"인 미국 출원 제 12/694,153 호의 연속 출원이고, 본 특허 출원은 2009년 1월 25일 출원된 명칭이 "ENERGY USAGE MONITORING WITH REMOTE DISPLAY AND AUTOMATIC DETECTION OF APPLIANCE INCLUDING GRAPHICAL USER INTERFACE," 인 미국 가출원 제 61/206,072 호의 우선권을 주장하고, 2010면 1월 26일자 출원된 명칭이 "ENERGY USAGE MONITORING WITH REMOTE DISPLAY AND AUTOMATIC DETECTION OF APPLIANCE INCLUDING GRAPHICAL USER INTERFACE,"인 미국 출원 제 12/694,171 호의 CIP 출원이고, 2011년 1월 25일자 미국 출원 제 12/XXX,XXX 호(대리인 문서 번호: RADA-00401 호)의 권리를 주장하며, 그 전체가 다양한 목적으로 본 명세서에 참고로 병합되어 있다.
기술분야
본 발명은 전력 장치의 분야에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 부하에 전달되거나 부하에 의해 생성된 전력의 왜곡 및 노이즈를 감소시키고 역률을 개선하는 것에 관한 것이다.
발명의 배경
오늘날 전력 전달 시스템의 효율을 증가시키는 중요한 요소는 역률 보정이다. 모터를 포함하는 가전 장치와 같은 전력을 소비하는 부하에서 무효 성분으로 인하여, 전력 신호의 전류와 전압 성분 사이에 위상 시프트가 발생한다. AC 전력 시스템의 역률은 피상 전력에 대한 부하로 흐르는 실제 전력의 비율로 정의되고, 0과 1 사이의 수치(퍼센트로서 자주 표현, 예를 들어, 0.5 pf = 50% pf)이다. 실제 전력(P)은 특정 시간 동안 작업을 실행하기 위한 회로의 용량(capacity)이다. 피상 전력(S)은 회로의 전류 및 전압의 곱이다. 무효 전력(Q)은 S 및 P의 곱의 차에 대한 제곱근으로서 정의된다. 캐패시터 또는 인덕터와 같은 무효 부하가 존재할 때, 부하의 에너지 저장은 전류와 전압 파형들 사이의 시간차를 발생한다. AC 전압의 각각의 사이클 동안, 부하에서 소비되는 임의의 에너지와 함께 여분의 에너지는 전계 또는 자계로 부하에 임시로 저장되고, 이후에, 그 사이클 동안 잠깐 동안 전력 그리드에 복귀된다. 이러한 비생산적인 전력의 "잠깐의 변화(ebb and flow)"는 라인에서 전류를 증가시킨다. 따라서, 낮은 역률을 갖는 회로는 소정의 실제 전력량을 전달하기 위해 높은 역률을 갖는 회로보다 큰 전류를 사용하게 된다. 선형 부하는 전류의 파형의 형태를 변경하지 않지만, 전압과 전류 사이의 관련된 타이밍(위상)을 변경시킬 수 있다. 일반적으로, 역률을 보정하는 방법 및 장치는 공지된 무효값을 갖는 고정된 보정 부하를 전력 라인에 결합하는 것을 포함한다. 고정된 용량성 무효 부하는 유도성 부하들의 무효 효과를 없애거나, 그 역으로도 가능하여, 라인의 역률을 개선한다. 그러나, 고정된 무효 부하는 단지 일정한 범위까지의 고정된 량만큼 전력 라인의 역률을 보정할 수 있으며, 이러한 이유는 전력 라인에 결합 및 분리되는 부하의 변화 특성으로 인하여 역률이 동적이기 때문이다. 이를 위해, 역률을 보정하기 위해 전력 라인에 선택적으로 결합될 수 있는 여러 고정된 무효 부화들이 나중에 개발되었다. 그러나, 이러한 시스템들은 항상 변화하는 역률에 대처하기 위하여 고정된 무효 부하들을 결합 및 분리하기 위해 역률을 계속 모니터하는 오퍼레이터에 의해 모니터링하는 것이 필요하다
전자 장치의 변화하는 환경으로 인해 전력의 전달에 있어 다른 비효율을 초래하였다. 개인용 전자 장치의 사용의 증가는 전력을 장치들에 공급하고 랩탑, 셀룰러 폰, 카메라 등과 같은 일상적인 장치들의 배터리를 재충전하기 위해 매립형 AC-DC 컨버터들의 이용을 증가시켰다. 어디서나 존재하는 이러한 장치들은 사용자들이 전력 시스템에 결합될 "플러그겸 변압기(wall warts)"로서 공지된 여러 컨버터들을 소유하도록 하였다. 두 가지의 가장 일반적인 AC-DC 컨버터들은 선형 컨버터들 및 스위칭 모드 컨버터들로서 공지되어 있다. 선형 컨버터들은 미국 주택에서 원하는 AC 전압으로 이용 가능한 표준 120V 아래로 점감시키는 점감 변환기(step down transformer)를 사용한다. 브리지 정류기는 그 전압을 정류한다. 브릿지 정류기는 일반적으로 캐패시터에 연결된다. 일반적으로, 상기 캐패시터는 높은 값으로 되어 있다. 캐패시터는 카운터 기전력을 형성한다. 캐패시터는 충전 및 방전될 때 DC 근처 전압(near DC voltage)을 형성한다. 그러나, 충전될 때, 캐패시터는 비선형 브릿지 정류기에 의해 사이클의 일부 동안만 전류를 유도한다. 결과적으로, 전류 파형은 전압과 일치하지 않으며 많은 고조파 왜곡 성분을 포함한다. 전체 고조파 왜곡(THD)은 기본적인 주파수의 전력에 대해 모든 고조파 성분들의 전력의 합계가 된다. 이러한 고조파 왜곡은 전력 네트워크에 역으로 반영될 수 있다.
스위칭 전원은 상이한 원리로 동작할 뿐만아니라, 전력 전달 네트워크에 고조파들을 부가한다. 일반적으로, 스위칭 모드 전원은 미국 주택에서 사용 가능한 120V를 정류하여 동작한다. 큰 저장 캐패시터(big reservoir capacitor)와 같은 카운터 기전력에 대한 정류는 고조파 및 왜곡을 다시 부가한다. 선형 또는 스위치 모드 집적 회로들의 광범위한 적응은 시스템이 전기 노이즈를 생성하도록 한다. 또한, 교류 전류 네트워크에서 무효 성분들은 역률을 저하시키고, 집적 회로는 고조파 및 노이즈를 전력 라인에 반영시킨다. 이들 고조파는 전력 신호의 전류 성분에 고조파 왜곡으로서 나타난다. 전력 네트워크가 영이 아닌 임피던스를 갖기 때문에, 전류 성분에 따라 왜곡은 진폭 왜곡으로 전환할 수도 있다. 진폭 왜곡은 출력 진폭이 지정된 조건하에 입력 진폭의 선형 함수가 아닐 때 시스템, 서브시스템 또는 장치에서 발생하는 왜곡이다. 바람직하지 않은 다른 효과들, 예를 들어, 역률 왜곡 및 에너지 전달의 전체 감소와 같은 효과들이 또한 형성된다. 이와 같은 효과들은 효율을 감소시키고 전력 전달의 량을 감소시킨다. 이를 위해, 전력 전달 네트워크에서 역률을 보정할 뿐만아니라, 전력 라인에서 왜곡을 감소 또는 제거할 수 있고, 이에 의해, 전력 전달에 있어 최대의 효율 및 품질을 허용하는 방법 및 장치들이 필요하다. 결과적으로, 전체의 에너지 소비는 감소될 수 있다.
본 명세서에 제공된 발명은 전력 네트워크를 통해 부하로의 전력 전달에 대한 효율 및 품질을 증가시킬 수 있다. 본 공개의 이익을 갖는 통상의 지식을 가진 사람에 의해 본 명세서에 개시된 방법들 및 장치들은 완벽한 역률보다는 낮은 역률이 되고 왜곡 및 노이즈 등이 전력 네트워크에 역으로 부가되는 무효 및 비선형 성분을 갖는 매우 다양한 부하들에 적용될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 약간의 응용에 있어서, 부하는 가정용 주택이다. 부하는 주택 내에서 전력을 소모하는 모든 장치의 병렬 조합이다. 그리드에 대해서, 계량기를 통해, 주택 내의 사용자들이 전자 장치들을 활성화 및 비활성화할 때 변화하는 무효 및 비선형 구내를 포함하는 하나의 동적 부하로 보여진다. 바람직하게, 본 명세서에 제공되는 본 발명은 종래 기술에 있어 큰 비용, 여러 위치에서 복잡한 설치, PF를 이상 또는 이하로 보상 및 감소시킬 수 있는 고정된 PF 보상, 및 성능 저하와 같은 고유의 단점을 극복한다.
본 명세서에 제공된 발명은 부하의 무효 전력 성분을 동적으로 측정하고, 적어도 하나의 보정 무효 부하를 커플링하여 부하에 역률을 보정할 수 있다. 무효 전결이 변화할 때, 예를 들어, 세탁기가 작동될 때, 본 발명은 부하의 특성들이 변경되었음을 인식할 수 있으며, 바람직하지 못한 역률을 일으키는 부하에 다른 보정 무효 부하를 연결 또는 분리할 수 있다. 또한, 본 명세서에 제공된 본 발명은 부하에 대한 네트워크에 의해 전달되는 전력에서 왜곡, 노이즈 등을 보정할 수 있어, 전력의 품질을 향상시킨다. 본 발명은 왜곡, 노이즈 등을 갖는 전기 신호를 기준 신호와 비교한다. 전기 신호는 네트워크를 통해 부하에 전달되는 전원의 전류 성분이 될 수 있다. 기준 신호는 부하에 전달, 또는 개별적으로 합성되지만 전압 파형과 동기화되는 전력의 전압 성분으로부터 도출할 수 있다. 보정 신호는 기준 신호를 왜곡을 갖는 신호로부터 비교 또는 감산하여 도출한다. 보정 신호는 왜곡을 포함한다. 전류는 보정 신호에 따라 왜곡을 갖는 신호로부터 싱킹 또는 소싱되어, 결과적으로 왜곡을 감소시킨다. 바람직하게, 본 발명은 한 지점에서 주택 내의 모든 비선형 부하에 의해 야기되는 왜곡을 보정할 수 있다. 본 발명은 전기 계량기와 주택 사이를 연결할 수 있다. 따라서, 본 발명은 주택 내의 전자 장치의 개수, 그들의 위치, 또는 어떤 다른 파라미터와 무관하다. 또한, 본 발명은 PF 또는 왜곡을 증가시키는 일 없이, 그리고, 구내 네트워크 내의 어떤 다른 전기 부하의 추가 없이, 필요할 때 왜곡 및 PF를 개선하기 때문에 에너지 효율적이다.
본 발명의 한 관점에 있어서, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 방법은 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감지하는 단계와, 왜곡을 갖는 전기 신호와 왜곡의 요소을 결합하는 단계를 포함한다. 일부 실시예들에 있어서, 감지 단계는 차 신호를 얻기 위해 왜곡을 갖는 전기 신호를 기준 신호와 비교하는 단계와, 왜곡의 요소을 형성하기 위해 차 신호를 스케일링하는 단계를 포함한다. 결합 단계는 왜곡의 요소가 포지티브인 경우 전기 신호로부터 왜곡의 요소를 감산하는 단계와, 왜곡의 요소가 네거티브인 경우 전기 신호로부터 왜곡의 요소를 부가하는 단계를 포함한다. 일부 실시예들에 있어서, 감산 단계는 왜곡을 갖는 전기 신호에 연결된 제 1 제어 전류 소스에 왜곡의 요소를 적용하는 단계를 포함하고, 부가 단계는 왜곡을 갖는 전기 신호에 연결된 제 2 제어 전류 소스에 왜곡의 요소를 적용하는 단계를 포함한다. 제 1 제어 전류 소스에 왜곡의 요소를 적용하는 단계는 제 1 제어 전류 소스에 역률 보정된 포지티브 신호를 적용하는 단계와, 제 2 제어 전류 소스에 왜곡 요소를 적용하는 단계는 제 2 제어 전류 소스에 역률 보정된 네거티브 신호를 적용하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예들에 있어서, 결합 단계는 왜곡의 요소를 변조하는 단계를 포함한다. 이때, 왜곡의 요소는 왜곡의 요소가 네거티브인 경우 왜곡을 갖는 전기 신호에 부가되고, 왜곡의 요소가 포지티브인 경우 왜곡을 갖는 전기 신호로부터 왜곡의 요소를 감산한다. 부가 및 감산 단계는 왜곡을 갖는 전기 신호에 연결된 제 1 스위치에 왜곡의 요소를 적용하고, 왜곡을 갖는 전기 신호에 연결된 제 2 스위치에 왜곡의 요소를 적용하여 성취될 수 있다. 왜곡의 요소를 변조하는 단계를 펄스 폭 변조, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조, 또는 펄스 포지션 변조를 포함할 수 있다. 제 1 스위치에 왜곡의 요소를 적용하는 단계는 제 1 스위치에 역률 보정된 포지티브 전력 신호를 적용하는 단계와 제 2 스위치에 왜곡의 요소를 적용하는 단계는 제 2 스위치에 역률 보정된 네거티브 전력 신호를 적용하는 단계를 포함한다. 유리하게, 변조 기술의 이용은 스위치들의 고효율 제어를 허용한다. 일부 실시예들에 있어서, 아날로그-디지털 필터는 변조된 신호를 필터링하기 위해 포함될 수 있다.
일부 응용들에 있어서, 전력 네트워크의 임피던스는 전력 네트워크가 전력을 전달하는 부하의 임피던스보다 훨씬 낮게 될 수 있다. 이러한 환경에서, 본 공개의 이득을 갖는 사람들은 전류를 싱킹 또는 소싱하는 방향이 반전될 필요가 있다는 것을 알 수 있다. 예를 들어, 네거티브 방향은 전력 라인에 전류를 주입 또는 소싱하여 정기적으로 보정된다. 그러나, 부하의 임피던스가 네트워크의 임피던스보다 큰 경우, 전류는 오히려 부하보다 네트워크에 주입될 것이다. 그 결과, 반대 기능이 수행될 수 있다. 이는 그리드로부터 도출된 전체 전류 파형의 적절한 왜곡 보정을 얻을 수 있다.
본 발명의 다른 관점에 있어서, 전원 라인의 왜곡을 감소시키기 위한 방법은 역률이 실질적으로 1이 되도록 전력 라인의 역률을 보정하는 단계, 전력 라인의 전류 부분을 원하는 기준 신호와 비교하여, 보정 신호를 형성하는, 비교 단계, 및 보정 신호에 따라 전력 라인에 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하는 단계를 포함한다. 역률을 보정하는 단계는 역률 보정의 이미 공지된 방법 또는 본 명세서에 기재된 임의의 방법을 포함한다. 일부 실시예들에 있어서, 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하는 단계는 보정 신호를 적어도 하나의 제어 전류 소스에 적용하는 단계를 포함하고, 제어 전류 소스는 보정 신호에 따라 전류 공급을 전력 라인과 연결한다. 또는, 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하는 단계는 보정 신호를 변조하는 단계와,변조된 신호를 적어도 하나의 스위치에 적용하는 단계를 포함하고, 스위치는 전류 공급을 전력 라인에 연결하여 변조된 신호를 필터링한다. 보정 신호를 변조하는 단계는 펄스 폭 변조, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조, 또는 펄스 포지션 변조 중 하나를 포함한다.
일부 실시예들에 있어서, 전력 네트워크의 임피던스는 전력 네트워크가 전력을 전달하는 부하의 임피던스보다 훨씬 낮게 될 수 있다. 이러한 환경에서, 본 공개의 이득을 갖는 사람들은 전류를 싱킹 또는 소싱하는 방향이 반전될 필요가 있다는 것을 알 수 있다. 예를 들어, 네거티브 방향은 전력 라인에 전류를 주입 또는 소싱하여 정기적으로 보정된다. 그러나, 부하의 임피던스가 네트워크의 임피던스보다 큰 경우, 전류는 오히려 부하보다 네트워크에 주입될 것이다. 그 결과, 반대 기능이 수행될 수 있다. 이는 그리드로부터 도출된 전체 전류 파형의 적절한 왜곡 보정을 얻을 수 있다.
동작에 있어서, 예를 들어, 전력이 주택에 전달되는 전기 신호들의 왜곡은 감소된다. 왜곡은 고조파 왜곡, 진폭 왜곡, 노이즈, 높은 스펙트럼 노이즈 등이 될 수 있다. 주택에 전달되는 전력은 전압 및 전류를 포함한다. 일반적으로, 부하에 전달되는 전력의 전류 성분은 부하 내의 비선형성으로 인하여 왜곡을 디스플레이할 것이다. 왜곡은 전력의 전압 성분과 같은 완벽한 사인파에 전류를 비교하여 확인될 수 있다. 완벽한 사인파는 기준 신호로서 기능을 할 수 있다. 전압 사인파가 덜 완벽한 경우에, 예를 들어, 진폭 왜곡으로 전압 사인파가 왜곡될 때, 완벽한 근처 사인파는 전압 사인파와 동기화하여 국부적으로 작성될 수 있다. 예를 들어, 제로 교차 천이는 완벽한 근처 사인파를 형성하기 위해 마커로서 사용될 수 있다. 왜곡을 갖는 신호로부터 기준 신호를 감산함으로써, 보정 신호가 형성된다. 보정 신호는 왜곡의 요인을 포함한다. 왜곡의 포지티브 부분은 주택에 전력을 전달하는 라인에 연결된 전류 싱크에 적용된다. 전류 싱크는 왜곡에 따라 라인의 외부로 전류를 싱킹한다. 유사하게, 왜곡의 네거티브 부분은 주택에 전력을 전달하는 라인에 또한 연결된 전류 소스에 적용된다. 왜곡이 네거티브일 때, 전류 소스는 왜곡에 따라 라인의 내로 전류를 소싱한다. 결과적으로, 왜곡은 그리드로부터 도출되는 전류로부터 제거된다.
일부 실시예들에 있어서, 보정 신호는 효율성을 향상시키기 위해 변조될 수 있다. 펄스 폭 변조, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조, 또는 펄스 포지션 변조의 방법들이 있다. 보정된 보정 신호는 왜곡에 따라 가정에 전류를 제공하는 라인에 또는, 라인으로부터 전류를 안내하는, MOSFET와 같은 활성화 된 스위치에 적용된다.
일부 실시예들에서, 왜곡을 감소시키는 방법은 역률을 보정하는 단계를 더 포함한다. 동적 역률 보정의 방법은 제1 부하의 무효 전력을 보정하는 단계, 무효 전력으로부터 얻은 역률을 결정하는 단계, 실질적으로 1의 비율을 얻도록 제 1 부하에 연결될 최적의 보정 무효 부하를 결정하는 단계와, 제 1 부하에 최적의 보정 무효 부하를 연결하는 단계를 더 포함한다.
일부 실시예들에 있어서, 제 1 부하에 최적의 무효 부하를 연결하는 단계는 원하는 정확성에 대해 양자화 레벨을 선택하는 단계로서, 양자화 레벨은 MSB 및 LSB를 갖는, 선택 단계, LSB 무효 부하를 결정하는 MSB 무효 부하를 결정하는 단계와, 원하는 정확성을 성취하기 위해 필요한 임의의 비트와 연관된 스위치를 닫는 단계를 포함하고, 스위치는 MSB 무효 부하 및 LSB 무효 부하 중 하나를 제 1 로드에 전기적으로 연결한다. 일반적으로, 원하는 정밀도는 비율에 대한 수용 가능한 값을 결정하는 단계를 포함한다. 양자화 레벨은 MSB와 LSB 사이에 적어도 1 비트를 더 포함한다. LSB 무효 부하, MSB 무효 부하 및 적어도 1비트의 비트 무효 부하에 대한 값을 결정하는 단계는 제 1 부하의 최대 무효 성분을 결정하는 단계를 포함한다. MSB 무효 부하, LSB 무효 부하, 및 적어도 1비트의 비트 무효 부하는 일반적으로 캐패시터이고, 스위치, 활성 스위치, MOSFET, IGBT 트랜지스터, 한 쌍의 MOSFET, 한 쌍의 IGBT 트랜지스터, TRIAC, 릴레이, 사이리스터 및 한 쌍의 사이리스터 중 하나를 통해 무효 부하에 연결될 수 있다. 일부 실시예들에 있어서, 무효 전력은 지속적으로 모니터링되고, 무효 부하가 실질적으로 0이 되고, 역률이 실질적으로 1이 되도록 제 1 부하에 연결될 새로운 최적의 무효 부하는 동적으로 결정된다.
본 발명의 다른 관점에 있어서, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키는 시스템은 왜곡을 갖는 신호의 역률이 실질적으로 1로 하는 역률 보정 모듈, 전력 라인의 전류를 원하는 기준 신호와 비교하여, 보정 신호를 형성하기 위한 보감산기와, 보정 신호에 따라 전력선에 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하는 전기 회로를 포함한다. 역률 보정 모듈은 전력 라인에 연결된 제 1 부하의 무효 전력을 측정하기 위한 센서, 및 제 1 부하의 무효 성분에 중화(삭제)하기 위해 제 1 부하와 결합하기 위한 복수의 비트 무효 부하를 포함한다. 일부 실시예들에 있어서, 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하기 위한 전기 회로는 적어도 하나의 제어 전류 소스에 보정 신호를 적용하도록 구성되고, 제어 전류 소스는 보정 신호에 따라 전력 라인과 전류 공급을 연결한다. 또는, 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하기 위한 전기 회로는 보정 신호를 변조하여 변조된 보정 신호를 적어도 하나의 스위치에 적용하는 변조기를 포함하고, 스위치는 전류 공급을 전력 라인에 연결하며, 또한 변조 노이즈를 필터링하는 필터를 포함한다. 변조기는 펄스 폭 변조, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조, 또는 펄스 포션 변조 중 하나를 포함한다.
동작에 있어서, 왜곡을 갖는 전류 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 전기 회로는 왜곡을 갖는 전류 신호를 수신하기 위한 제 1 입력, 기준 신호를 수신하기 위한 제 2 입력, 제 1 및 제 2 입력에 연결되어 기준 신호로부터 왜곡을 갖는 전류 신호를 감산하여 제 1 보정 신호를 형성하는 감산기와, 제 1 보정 신호의 포지티브 부분 및 제 1 보정 신호의 네거티브 부분을 왜곡을 갖는 전류 신호와 선택적으로 결합하는 회로를 포함한다. 감산기는 한 입력을 다른 입력으로부터 감산하도록 구성된 연산 증폭기와 같은 아날로그 회로로 될 수 있다. 또한, 감산기는 하나의 변환된 비트스트림 입력을 다른 입력으로부터 디지털적으로 감산할 수 있는 A/D 변환기, 및 결과를 보정 신호를 포함하는 아날로그 신호로 변환하기 위한 D/A 변환기와 같은 디지털 시스템이 될 수 있다.
일부 실시예들에 있어서, 선택적으로 결합하기 위한 회로는 제 1 제어 전류 소스 및 보정 신호의 포지티브 부분을 결정하기 위한 감산기의 출력에 연결된 포지티브 정류기와, 제 2 제어 전류 소스 및 보정 신호의 네거티브 부분을 결정하기 위한 감산기의 출력에 연결된 네거티브 정류기가 될 수 있다. 두 개의 제어 전류 소스는 왜곡을 보정하기 위해 메인 전력 라인에 또는 메인 전력 라인으로부터 전류를 선택적으로 싱킹 또는 소싱하기 위하여 포지티브 전력 공급 및 네거티브 전력 공급에 연결된다. 동작에 있어서, 왜곡이 네거티브일 때, 전류는 보상을 위해 네거티브 왜곡에 따라 전원 라인에 소싱된다. 마찬가지로, 왜곡이 포지티브인 경우, 전류는 포지티브 왜곡에 따라 싱크됨으로써 보상된다.
또한, 선택적으로 결합을 위한 회로는 보정 신호의 포지티브 부분을 결정하기 위한 감산기의 출력에 연결된 포지티브 트리거 비교기, 보정 신호의 네거티브 부분을 결정하기 위한 감산기의 출력에 연결된 네거티브 트리거 비교기와, 변조기를 포함한다. 변조기는 이용 가능한 임의의 변조기가 될 수 있으며, 펄스 폭 변조기, 델타-시그마 변조기, 펄스 코드 변조기, 펄스 밀도 변조기 또는 펄스 포지션 변조기를 포함한다. 변조기는 보정 신호의 포지티브 부분과 보정 신호의 네거티브 부분 중 하나를 변조하기 위한 포지티브 트리거 비교기의 출력 및 네거티브 트리거 비교기의 출력에 연결될 수 있다. 일부 실시예들에 있어서, 제 1 스위치는 포지티브 트리거 비교기에 연결된다. 제 1 스위치는 보정 신호의 포지티브 부분에 따라 네거티브 DC 전원으로부터 전류를 선택적으로 연결하여 왜곡을 감소시킨다. 마찬가지로, 제 2 스위치는 보정 신호의 포지티브 부분에 따라 포지티브 DC 전원으로부터 전류를 선택적으로 연결하여 왜곡을 감소시킨다.
일부 응용에 있어서, 전력 네트워크의 임피던스는 전력 네트워크가 전력을 전달하는 부하의 임피던스보다 훨씬 낮을 수 있다. 이러한 환경에서, 본 공개의 이익을 갖는 사람들은 전류를 소싱하거나 싱킹하는 방향이 반전될 수 있다는 것을 알 수 있다. 예를 들어, 네거티브 왜곡은 정기적으로 전원 라인에 전류를 주입하거나 소싱하여 보정된다. 그러나, 부하의 임피던스가 네트워크의 임피던스보다 큰 경우, 전류는 오히려 부하보다 네트워크에 주입될 것이다. 그 결과, 반대 기능이 실행될 수 있다. 전력 라인으로부터 전류를 싱킹함으로써, 전류는 반대 방향으로 주입된다.
일부 실시예들에 있어서, 왜곡을 감소시키기 위한 전기 회로는 전달되는 전류와 전압 사이의 역률을 실질적으로 1로 되도록 하기 위한 역률 보정 회로를 더 포함한다. 역률 보정을 위한 시스템은 부하의 무효 전력을 결정하기 위한 수단, 역률을 실질적으로 1로, 그리고, 무효 전력을 실질적으로 0으로 되도록 제 1 부하에 연결될 최적의 보정 무효 부하을 결정하기 위한 수단, 제 1 부하에 최적의 무효 부하를 연결하기 위한 수단을 포함한다. 일부 실시예들에 있어서, 제 1 부하에 최적의 무효 부하를 연결하기 위한 수단은 원하는 정확성을 위해 MSB 및 LSB를 갖는 양자화 레벨을 선택하기 위한 수단, MSB 무효 부하를 결정하기 위한 수단, LSB 무효 부하를 결정하기 위한 수단과, 원하는 정확도를 달성하기 위해 필요한 임의의 비트와 연관된 스위치를 닫기 위한 수단을 포함하며, 스위치는 제 1 부하에 MSB 무효 부하 및 LSB 무효 부하 중 하나를 전기적으로 연결한다. 양자화 레벨은 MSB와 LSB 사이에 적어도 하나의 비트를 더 포함한다. MSB와 LSB 사이에 더 많은 비트는 역률 보정의 보다 큰 정확성, 또는 실질적으로 1에 가까운 역률을 얻는다. 비트 무효 부하는 일반적으로 캐패시터이며, 스위치, 활성 스위치, MOSFET, IGBT 트랜지스터, 한 쌍의 MOSFET, 한쌍의 IGBT 트랜지스터, TRIAC, 릴레이, 사이리스터 및 한 쌍의 사이리스터를 통해 무효 부하에 연결될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 있어서, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소기키기 위한 시스템은 전력 라인의 왜곡을 갖는 전기 신호의 적어도 일부를 원하는 기준 신호와 비교하여, 보정 신호를 형성하는 전기 회로와, DC 정류기 및 태양광 패널 중 하나로부터의 전류를 보정 신호에 따라 왜곡을 갖는 전기 신호로 선택적으로 싱크 및 소싱하여 왜곡을 보정하고, 태양광 패널으로부터의 부가 전류를 부하 또는 전력 그리드 중 적어도 하나로 선택적으로 주입하기 위한 전기 회로를 포함한다. 바람직하게, 시스템은 태양광이 전류를 생성할 때를 결정하기 위한 프로세서와, 전류를 싱크 및 소싱하기 위해 DC 정류기와 태양 광 패널 사이를 스위칭하기 위한 프로세서를 더 포함하며, 이들 프로세서는 동일한 프로세싱 유닛이 될 수 있다. 또한, 시스템은 변압기를 더 포함하고, 변압기는 전력 라인으로부터 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 전기 회로를 갈바니(galvanically) 분리하기 위한, 1차 권선 및 2차 권선을 갖고, 2차 권선은 상기 부하와 병렬로 결합된다. 바람직하게, 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 전기 회로는 DC 정류기와 태양 광 패널에 선택적으로 연결되어 포지티브 DC 전류를 제공하기 위한 포지티브 DC 전원, DC 정류기와 태양 광 패널에 선택적으로 연결되어 네거티브 DC 전류를 제공하기 위한 네거티브 DC 전원, 네거티브 왜곡에 응답하여 포지티브 DC 전원으로부터 전력 라인에 전류를 선택적으로 소싱하거나, 포지티브 왜곡에 응답하여 네거티브 DC 전원에 전력 라인으로부터의 전류를 싱크하기 위한 프로세서를 포함하며, 이들 프로세서는 또한 상기 언급한 동일한 프로세서가 될 수 있다.
마찬가지로, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법은 상술한 것과 같은 보정 신호를 생성하는 단계, 포지티브 DC 전류를 생성하는 단계, 정류기 및 태양광 발전 시스템 중 하나로부터 DC 전류를 생성하는 단계, 포지티브 DC 전류를 반전키켜 네거티브 DC 전류를 생성하는 단계, 네거티브 왜곡을 보정하기 위해 보정 신호에 따라 부하에 포지티브 DC 전류를 선택적으로 소싱하는 단계, 포지티브 왜곡을 보정하기 위해 보정 신호에 따라 부하에 네거티브 DC 전류를 선택적으로 소싱하는 단계, 태양 광 시스템으로부터 부하 및 전력 라인 중 적어도 하나에 부가적으로 이용 가능한 전력을 주입하는 단계를 포함한다. 바람직하게, 본 방법은 포지티브 DC 전원 및 네거티브 DC 전원 중 적어도 하나로부터 부하를 갈바니 절연시키는 단계를 또한 포함한다. 일부 실시예들에 있어서, 정류기 및 태양광 발전 시스템 중 하나로부터 포지티브 DC 전류를 생성하는 단계는 태양 광 시스템이 전류를 발생하는지를 결정하는 단계와, 태양 광 시스템이 전류를 생성하는 경우 태양 광 시스템으로부터 전류를 소싱하거나, 태양 광 시스템이 전류를 생성하지 않는 경우 정류기로부터 전류를 소싱하는 단계를 포함한다. 바람직하게, 상기 언급한 방법 및 장치는, 아래에 자세히 설명되는 것처럼, 비용이 많이 들고 비효율적인 인버터를 사용하지 않고 태양 광 시스템으로부터 전류의 주입을 허용한다.
본 발명의 다른 관점에 있어서, 고조파 왜곡을 보정하기 위한 시스템은 전력 라인의 고조파 에너지를 결정하기 위한 수단, 고조파 에너지를 저장하기 위한 수단과, 반대 크기의 고조파 에너지에 중화하기 위해 고조파 에너지를 선택적으로 방출하기 위한 수단을 포함한다. 바람직하게는, 전력 라인의 고조파 에너지를 결정하기 위한 수단은, 상술한 것처럼, 전력 라인의 전류 성분을 측정하기 위한 센서, 기준 신호를 생성하기 위한 발진기와, 전류 성분을 기준 신호와 비교하여 보정 신호를 생성하는 비교기를 포함하고, 보정 신호는 전력 라인의 고조파 에너지를 나타낸다. 에너지를 저장하기 위한 수단은 캐패시터 또는 인덕터가 될 수 있다. 에너지는 스위치에 의해 방출되는데, 스위치는 포지티브 전원, 네거티브 전원, 및 부하 중 어느 하나 사이에 고조파 에너지를 저장하는 수단을 선택적으로 결합한다. 바람직하게, 시스템은 에너지를 저장하기 위한 수단을 선택적으로 충전하는 트랜지스터를 구동하기 위해 보정 신호를 변조하는 변조기를 더 포함한다.
마찬가지로, 고조파 왜곡을 갖는 신호의 고조파 왜곡을 보정하는 방법은 전력 라인의 고조파 에너지를 결정하는 단계, 고조파 에너지를 저장하는 단계와, 반대 크기의 고조파 에너지에 중화하기 위해 고조파 에너지를 선택적으로 방출하는 단계를 포함한다. 보정 신호는 상술한 것처럼 생성되며, 에너지는 상술한 것처럼 저장 및 방출한다. 알 수 있듯이, 미래의 고조파 에러를 보정하기 위해 고조파 에너지를 사용하는 것은 에너지를 보정하기 위해 외부 전력 소스를 사용하거나, 전원 라인으로부터 더 큰 전류를 도출한다.
다른 실시예에 있어서, 전원의 변조가 고려된다. 이러한 실시예는 전력 라인의 왜곡을 갖는 전기 신호의 적어도 일부를 원하는 기준 신호와 비교하기 위한 수단으로서, 이에 의해 보정 신호를 형성하는, 비교 수단, 네거티브 전원 및 포지티브 전원 각각으로부터 왜곡을 갖는 전기 신호에 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 수단, 보정 신호에 따라 포지티브 전원을 변조하기 위한 수단, 및 보정 신호에 따라 네거티브 전원을 변조하기 위한 수단을 포함한다. 아날로그 전자 장치에 있어서, 이러한 전원은 클래스 H 증폭기라 한다. 클래스 H 증폭기는 전원이 증폭기의 전류 스테이지를 밀접하게 추적 때문에 효율성을 즐긴다. 본 구현에 있어서, 전원은 보정 신호를 추적한다. 바람직하게, 비교하기 위한 수단은 왜곡을 갖는 신호를 감지하기 위한 센서, 기준 신호를 생성하는 발진기, 및 기준 신호를 왜곡을 갖는 신호와 비교하여 보정 신호를 생성하는 비교기를 포함한다. 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하기 위한 수단은 포지티브 전원에 연결되어 보정 신호에 따라 네거티브 고조파를 보정하기 위해 전류를 소싱하기 위한 제 1 트랜지스터와, 네거티브 전원에 연결되어 보정 신호에 따라 포지티브 고조파를 보정하기 위해 전류를 싱킹하기 위한 제 2 트랜지스터를 포함한다. 전원을 변조하기 위한 수단은 보정 신호를 수신하기 위한 제 1 트랜지스터와, 보정 신호들의 포지티브 및 네거티브 평균을 유도하기 위한 LC-플라이휠 네트워크를 포함한다.
상술한 실시예에 해당하는 방법은 이전에 설명한 보정 신호를 형성하는 단계, 마이너스 전원 및 포지티브 전원 각각으로부터 왜곡을 갖는 전기 신호에 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하는 단계와, 보정 신호에 따라 전원을 변조하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 요약한 실시예는 가족 거주지의 규모에 구현될 수 있다. 상기 요약한 시스템 및 회로는 평균 주택 소유자가 이러한 장치에 대한 액세스를 허용하는 저렴하게 제조될 수 있다. 종래 기술의 해법은 일반적으로 산업 응용을 위한 타겟으로 하는 장치를 포함하고, 따라서, 용량을 운반하는 훨씬 큰 전류의 네트워크에서 전력 요소를 보정하도록 구성된다. 결과적으로, 매우 크고 비싼 수천 달러가 소요되며, 주거 응용에 대한 의무가 없다. 다른 해법은 단순히 역률을 보정하며, 가정 내 개별 장치에 적용되어야 한다. 또한, 일반적으로 역률을 충분히 보정되지 않는 고정된 캐패시터 역률 보정 유닛들이며, 일부 예에서는 역률을 저하시킬 수 있다. 다른 해법은 중앙 제어 장치는 개별 장치들에 연결되어야 하는 역률 및 고조파 보정 유닛들을 구동하고, 각각의 커플링은 설치 단계이다. 이러한 시스템은 또한 개인 장치들과 같은 순수 저항 부하 내의 전류를 도출 및 소산시켜 전류 파형을 보정하려고 한다. 반대로, 시스템 및 회로, 및 그 구현 방법은 간단한 1번의 설치를 허용하는 일반적으로 전기 주계량기와 가정 사이에 연결되도록 하는 것이다.
본 발명은 부하의 무효 전력 성분을 동적으로 측정하고, 적어도 하나의 보정 무효 부하를 커플링하여 부하에 역률을 보정할 수 있다. 무효 전결이 변화할 때, 예를 들어, 세탁기가 작동될 때, 본 발명은 부하의 특성들이 변경되었음을 인식할 수 있으며, 바람직하지 못한 역률을 일으키는 부하에 다른 보정 무효 부하를 연결 또는 분리할 수 있다. 또한, 본 명세서에 제공된 본 발명은 부하에 대한 네트워크에 의해 전달되는 전력에서 왜곡, 노이즈 등을 보정할 수 있어, 전력의 품질을 향상시킨다. 본 발명은 왜곡, 노이즈 등을 갖는 전기 신호를 기준 신호와 비교한다. 전기 신호는 네트워크를 통해 부하에 전달되는 전원의 전류 성분이 될 수 있다. 기준 신호는 부하에 전달, 또는 개별적으로 합성되지만 전압 파형과 동기화되는 전력의 전압 성분으로부터 도출할 수 있다. 보정 신호는 기준 신호를 왜곡을 갖는 신호로부터 비교 또는 감산하여 도출한다. 보정 신호는 왜곡을 포함한다. 전류는 보정 신호에 따라 왜곡을 갖는 신호로부터 싱킹 또는 소싱되어, 결과적으로 왜곡을 감소시킨다. 바람직하게, 본 발명은 한 지점에서 주택 내의 모든 비선형 부하에 의해 야기되는 왜곡을 보정할 수 있다. 본 발명은 전기 계량기와 주택 사이를 연결할 수 있다. 따라서, 본 발명은 주택 내의 전자 장치의 개수, 그들의 위치, 또는 어떤 다른 파라미터와 무관하다. 또한, 본 발명은 PF 또는 왜곡을 증가시키는 일 없이, 그리고, 구내 네트워크 내의 어떤 다른 전기 부하의 추가 없이, 필요할 때 왜곡 및 PF를 개선하기 때문에 에너지 효율적이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 역률 보정 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 따른 역률 보정 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 3a는 왜곡을 갖는 역률 보정된 전력 신호의 시간대 진폭 그래프.
도 3b는 왜곡을 갖는 역률 보정된 전력 신호의 시간대 진폭 그래프.
도 3c는 왜곡을 갖는 역률 보정된 전력 신호의 시간대 진폭 그래프.
도 3d는 좋지 못한 역률을 갖는 전력 신호의 시간대 진폭 그래프.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 변조를 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 변조를 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 변조 및 향상된 필터링을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 변조 및 향상된 필터링을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 변조 및 향상된 필터링을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 변조 및 향상된 필터링, 및 갈바니 절연을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른, 부하와 직렬로 연결된, 변조 및 향상된 필터링, 및 갈바니 절연을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 12a는 클래스 G 전원 파형의 예를 도시한 도면.
도 12b는 클래스 H 전원 파형의 예를 도시한 도면.
도 12c는 클래스 H 전원을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 12d는 클래스 H 전원을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 13a는 태양광 발전 시스템을 갖는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 13b는 종래의 태양광 발전 시스템의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 13c는 특성 부하 또는 AC 전력 그리드에 부가되는 태양광 발전 시스템에 의해 생성된 전류의 그래픽 표현도.
도 14a는 고조파 에너지를 재생하여 이를 나중에 고조파 왜곡을 보정하기 위해 사용할 수 있는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 14b는 고조파 왜곡을 보정하기 위해 나중에 사용을 위해 재생될 수 있는 왜곡된 전류 신호의 에너지의 그래픽 표현도.
도 14c는 고조파 에너지를 재생하여 이를 나중에 고조파 왜곡을 보정하기 위해 사용할 수 있는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도 14d는 고조파 에너지를 재생하여 이를 나중에 고조파 왜곡을 보정하기 위해 사용할 수 있는 왜곡 감소 회로의 개략적인 블럭 다이어그램.
도면의 상세한 설명
다음 설명에 있어서, 많은 세부 사항 및 대안들은 설명을 위한 목적으로 기재되어 있다. 그러나, 본 공개의 이득을 갖는 본 기술 분야에 통상의 지식을 가진 사람은 본 발명이 이들 특정 세부 사항의 이용 없이 실시될 수 있다는 것을 알 수 있다. 다른 예들에 있어서, 이미 공지된 구조 및 장치들은 불필요한 세부 사항으로 발명의 설명을 모호하게 되지 않도록 블럭 다이어그램으로 도시되어 있다.
역률 보정 방법 및 장치
도 1은 본 발명의 한 관점에 따라 역률 보정 회로(PFC)(100)의 개략적인 블럭 다이어그램이다. 역률(PF)은 피상 전력에 대해 부하로 흐르는 실제 전력의 비율로 정의되고, 0과 1 사이의 수치이다. 또한, 역률은 퍼센트로서, 예를 들어, 0.5의 PF가 50% 인 퍼센트로서 표현될 수 있다. 실제 전력은 특정 시간 동안 작업을 실행하기 위한 회로의 용량이다. 피상 전력은 회로의 전류 및 전압의 곱이다. 0에 실질적으로 보다 가까운 PF를 갖는 부하는 전달되는 유용한 전력과 동일한 량에 대해 1에 가까운 PF을 갖는 부하보다 많은 전류를 유도한다. 일반적으로, 0에 가까운 PF는 낮은 PF가 되는 것으로 고려되고, 1에 가까운 PF는 높은 PF가 되는 것으로 고려되는 것을 알 수 있다. RF를 최적화하는 것이 크게 바람직하며, 전기 에너지 계량기가 유효 전력이 아닌 시간 경과에 소비되는 피상 전력만을 기록할 때 및 기록하는 경우에는 특히 1에 가깝게 된다. 일반적으로, 전기 업체는 인프라 구조를 최적화하고 소비자에게 전달할 수 있는 유효 에너지를 최대화하기 위하여 그리드 네트워크에서 양호한 역률을 갖는 것이 바람직하다. 0.9 및 이 이하의 양호하지 못한 역률은 라인에서 과잉 피상 전류 손실을 발생하고 큰 전류로 인하여 그리드에 나쁜 영향을 준다.
도 1의 예에 있어서, PFC(100)은 부하(120)에 의해 표시되는 주택 또는 가정에 전달되는 전력의 역률을 보정하도록 구성된다. PFC(100)은 110 VAC 라인(101A) 및 중성 라인(101B)에 일반적으로 연결된다. PFC(100)은 표준 전력 계량기(101) 및 부하(120) 사이에 연결된다. 대부분의 가정에는 전력을 소비하는 부하를 모두 나타내는 여러 전기 장치들이 있다. 통상적으로, 각각의 부하는 무효 성분을 갖는다. 이러한 무효 성분은 일반적으로 세탁기의 모터, 드라이어, HVAC 유닛 및 식기 세척기와 같은 가정에서 발견되는 대부분의 일반적인 부하들의 유도성 구내들의 결과이다. 이들 모든 부하의 조합은 전기 계량기(101)에 단일 부하(120)로서 나타난다. 그러나, 서로 다른 장치들이 활성화 및 비활성화될 때, 계량기(101)에 의해 보이는 무효 및 실제 성분들은 동적으로 변화한다. 이를 위해, 동적인 PFC(100)은 부하(120)의 PF를 동적으로 보정할 수 있다. 일부 실시예들에 있어서, 무효 전력 측정 모듈(105)은 제 1 절연된 세트의 전선관(102) 및 제 2 세트의 전선관(103)에 의해 110 VAC 전력 라인(또한, 위상 라인이라 칭함)(101A) 및 중성 라인(101B)에 전기적으로 연결된다. 도시된 제 1 세트의 전선관(102)의 예는 110 VAC 전력 라인(101A)에 연결된 배선들일 수 있다. 제 1 세트의 도선관(102)은 부하에 전달되는 전력의 위상 전류 성분을 측정한다. 제 2 세트의 도선관(103)은 위상 전압을 측정하기 위해 110VAC 전력 라인(101A) 및 중성 라인(101B) 양단에 연결된다. 낮은 전압 전자 장치가 비용면에서보다 효과적이기 때문에, 보다 간단화를 위해 PFC(100)에서 허용하는 전압의 진폭을 낮추고, 설계의 보다 큰 용이함을 위해 스텝 다운 변압기(103A)가 포함될 수 있다. 무효 전력 측정 모듈(105)은 도선관(102 및 103)을 통해 부하의 무효 전력을 결정할 수 있다. 예를 들어, 무효 전력 측정 모듈(105)은 아날로그 장치 ADE 7878과 같은 프로세서 유닛을 포함할 수 있다. 측정 모듈(105)은 외부 프로세서(107)와 또한 통신할 수 있다.
일부 실시예들에 있어서, 컨트롤러(107)는 상이한 값들을 갖는 다수의 무효 부하들을 선택적으로 연결할 수 있는데, 부하(120)의 무효 성분을 보상하기 위해 예를 들어, 캐패시터(110A 내지 110C)를 부하(120)와 병렬로 연결할 수 있다. 부하(110A 내지 110C)를 부하(120)와 연결하기 위하여 이진 구현이 사용된다. 부하(110A 내지 110C)에 대한 값을 결정하기 위하여, 최소 및 최대 무효 전력 소비 범위를 우선 확인하는 것이 유리하다. 이진 구현에 있어서, PFC(100)의 정확성이 부하(110A 내지 110C) 중 가장 낮은 값의 무효 전력의 값의 절반으로 정확하게 될 수 있다는 것을 보여 줄 수 있으며, 여기서, 각각의 부하는 비트 또는 양자화 레벨에 대응한다. 부하(110A 내지 110C) 중 가장 낮은 값은 원하는 양자화의 가장 낮은 비트 무효 부하 및 가장 작은 성분이다. PFC(100)의 예시적인 구현은 3의 양자화 레벨을 보여 준다. 다르게 설명하면, 3개의 비트 무효 부화가 존재하는데, 가장 낮은 무효화 비트는 LSB, 또는 최하위 비트 무효 부하 및 최고 높은 무효화 비트는 MSB, 또는 최상위 비트 무효 부하가 된다. PFC(100)의 정확성은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Errmax = LSB/2
여기서, LSB는 다음 식에 의해 최적으로 선택된다.
LSB = VARMAX/ (2N - .5)
여기서, VARMAX는 보상될 최대 무효 값이고, N은 양자화 레벨이다. 양자화 레벨은 부하(120)의 무효 부분의 보상의 정확성에 직접 비례한다는 것을 알 수 있다. 원하는 양자화 레벨은 비용과 복잡성에 대해 원하는 정확성의 균형에 따라 결정될 수 있다. 보정될 부하(120)의 최소 및 최대 무효 전력의 대략 50 샘플들의 시뮬레이션은 표(1)에 도시되어 있다.
N=1 N=2 N=3 N=4
정확성 대 1LSB 49.1% 47.9% 45.5%LSB 46.8%LSB
부정확성 대 VARMAX 32.7% 13.7% 6.1% 3.0%
보정된 무효 전력 값(QCORR)은 다음 알고리즘에 의해 결정된다.
(round(Q/LSB)) > (2N-1)이면,
QCORR = LSB*(2N-1)이고,
그렇지 않으면, QCORR = LSB*Round(Q/LSB), VAR의 모든 값들
여기서, Q는 보상될 부하(120)의 무효 값이다. 상기 언급한 것처럼, 부하(120)의 무효 값은, 가전 장치들이 활성화 및 비활성화되고 그들 개별 무효 부하들이 부하(120)에 연결될 때, 동적으로 변화한다. 이를 위해, 무효 전력 측정 모듈(105)은 부하(120)에 대한 무효 전력을 측정하고 무효 전력을 컨트롤러(107)와 통신하도록 구성되는 것이 바람직하다. 또는, 컨트롤러(107)는 무효 전력을 즉시 결정하기 위해 부하(120)에 직접 연결될 수 있다. Q가 제로 또는 포지티브인 경우, 부하(120)의 무효 부분은 유도성이 된다. 일반적으로 적은 네거티브 Q는 부하(120)의 무효 부분이 용량성인 것을 나타낸다. 표(2)는 PFC(100)의 정확성의 양자화의 영향의 예를 도시한다.
N=1 N=2 N=3 N=4
최대 에러를 갖는 최대 보정 가능한 무효 전력, MAEFS 2000 VAR 2000 VAR 2000 VAR 2000 VAR
1/2 LSB의 무효 전력 666.7 VAR 285.7 VAR 133.3 VAR 64.5 VAR
비트 1=LSB의 무효 전력 1333.3 VAR 571.4 VAR 266.7 VAR 129.0 VAR
비트2의 무효 전력 NA 1142.9 VAR 533.3 VAR 258.1 VAR
비트3의 무효 전력 NA NA 1066.7 VAR 516.1 VAR
비트4의 무효 전력 NA NA NA 1032.3 VAR
전체 유효 부하 전력(P) 10-3000W 10-3000W 10-3000W 10-3000W
전체 무효 부하 전력(Q) 8-2000 VAR 8-2000 VAR 8-2000 VAR 8-2000 VAR
MAEFS, QMIN 내지 QMAX에 대한 최대 시뮬레이팅 절대 에러 655 VAR 274 VAR 121 VAR 60 VAR
역률 0.667 0.667 0.667 0.667
보상 이후의 최대 시뮬레이팅 역률 0.782 0.909 0.96 0.98
보상 이후의 평균 시뮬레이팅 역률 0.89 0.953 0.978 0.989
예를 들어, 소비된 유효 전력은 10 와트 내지 3000 와트로 간주하고, 부하(120)의 무효 전력은 단상, 2 배선 네트워크 구성으로 8 내지 200 VAR로 간주한다. 본 예에 있어서, PF는 예시의 목적을 위해 0.67에 고정된다. 표(2)에서 알 수 있듯이, 2 또는 3 비트(예를 들어, N=2 또는 N=3)의 구현은 비용과 복잡성을 최소화하면서 1에 실질적으로 가깝게 되도록 역률을 최적화한다. 예를 들어, 미국에서와 같이 110V 시스템에서, 그리고, N=3, 및 표(2)에 기재된 예에 있어서, 두 개의 무효 비트(QLSB 및 QMSI) 및 중간 비트(Q)의 리액턴스는 다음과 같이 계산된다.
ZQLSB = U2QLSB = 110V2/266.7VAR = 45.37 오옴 (순수 용량)
ZQ = U2/Q = 110V2/533.3VAR = 22.68 오옴 (순수 용량)
ZQMSB = U2/Q = 110V2/1066.7VAR = 11 .34 오옴 (순수 용량)
도 1을 다시 참조하면, 캐패시터(1lOA-1IOC), 여기서, 110A는 LSB 비트 무효 부하이고, 11OC는 MSB 비트 무효 부하이며, 캐패시터 값들은 다음과 같이 계산된다.
CLSB = 1/(2πF ZQLSB) = 1/(2π * 60Hz * 45.37 오옴) = 58μF
C = 1/(2πF ZQ) = 1/(2π * 60Hz * 22.68 오옴) = 117μF
CMSB =1/(2πF ZQMSB) =1/(2π * 60Hz * 11.34 오옴) = 234μF
결과적으로, 본 예에 있어서, LSB 비트 무효 부하(110A)는 58μF이고, 비트 무효 부하(11B)는 117μF이며, MSB 비트 무효 부하(110C)는 234μF 이다. 각각의 무효 부하(110A-110C)는 스위치(109A-109C)를 통해 병렬로 부하(120)에 연결된다. 각각의 스위치는 스위치 드라이버(108A-108C)에 의해 인에이블된다. 또한, 각각의 스위치 드라이버는 컨트롤러(107)에 의해 제어된다. 상술한 것처럼, 컨트롤러(107)는 보상될 부하(120)의 무효 전력을 측정할 수 있거나, 무효 전력 측정 모듈(105)에 의해 통신 되는 정보를 갖는다. 컨트롤러는 메모리(106)에 연결될 수 있다. 또한, 메모리(106)는 컨트롤러(107)에 집적될 수 있다. 메모리(106)는 보상될 최대 무효 전력의 값들 및 부하(110A-110C)의 비트 무효 값들을 저장할 수 있다. 부가적으로, 메모리(206)는, 주택 소유자와 같은 사용자에게 주택의 전력 소비 특성들에 관한 유용한 데이터를 제공하기 위하여 역률 보정 기록을 저장할 수 있다. 따라서, 컨트롤러(107)는 스위치(109A-109C)를 인에이블 또는 디스에이블하기 위해 스위치 드라이버(108A-108C)를 선택적으로 활성화하여 이에 의해 비트 무효 부하(110A-110C)를 부하(120)에 병렬로 선택적으로 연결할 수 있으며, 이에 의해, 부하(120)의 무효 전력을 동적으로 보상할 수 있다.
일부 실시예들에 있어서, 컨트롤러(107)는 통신 모듈(114)에 연결된다. 통신 모듈(114)은 다른 PFC 유닛(100)과 통신할 수 있다. 또한, 통신 모듈(114)은, 주택 소유자와 같은 사용자에게 PFC(100)의 상태 및 PFC(100)이 행하는 보정량을 알려주기 위하여, 랩탑 또는 셀룰러 폰과 같은 사용자 장치와 통신할 수 있다. 통신 모듈(114)은 무선 모듈(114A)을 통해 무선으로 통신할 수 있다. 무선 모듈은 IEEE 802.11과 같은 로컬 WiFi 네트워크를 사용하는 안테나(114B)를 포함한다. 일부 실시예에 있어서, 무선 모듈(114A)은 CDMA 또는 GSM과 같은 표준 기술을 통해 셀룰러 폰 네트워크와 통신할 수 있다. 주택의 소유자와 같은 사용자는 에너지 이용에 관한 정확한 결정을 판단하기 위하여 그들 가정의 동적인 전력 소비를 추적할 수 있다. 또는, 통신 모듈(114)은 LAN, 직렬, 병렬, IEEE 1394 파이어와이어를 통해 접속할 수 있는 포트(115)를 거쳐 무선 네트워크, 또는 다른 공지 되거나 응용에 특정된 유선 통신 표준을 통해 통신할 수 있다. PFC(100)은 스텝 다운 변압기(104A)를 통해 110 VAC 전력 라인(101A) 및 중성 라인(101B)에 연결된 DC 전원(104)을 더 포함한다. DC 전원은 전력 라인(101A)으로부터 전력을 원하는 DC 전압으로 변환하여 무효 전력 측정 모듈(105), 컨트롤러(106), 및 PFC(100) 내의 나머지 모듈들과 같은 전자 장치에 전력을 공급할 수 있다.
일부 실시예들에 있어서, 스위치(109A-109C)는 하나 이상의 트랜지스터가 될 수 있다. 트랜지스터는 MOS 트랜지스터, IGBT 트랜지스터, FET 트랜지스터, BJT 트랜지스터, JFET 트랜지스터, IGFET 트랜지스터, MOSFET 트랜지스터, 및 다른 유형 또는 하위 집합의 트랜지스터의 모든 조합을 포함할 수 있다. 바이폴라 및 IGBT 트랜지스터에 관련하여, 바이폴라 또는 IGBT 트랜지스터의 선택에 있어 일부 고려 사항들은 ON 상태 및 구동 요구 조건들에서 트랜지스터의 약간 제로 콜렉터-이미터 전압이다. 또한, 트랜지스터들은 일반적으로 단방향인데, 이는 전류가 일반적으로 드레인에서 소스로 흐르거나, 콜렉터에서 이미터로 흐르는 것을 의미한다. 이를 위해, 부하(120)에 연결될 자신의 비트 무효 부하를 갖는 두 개의 트랜지스터를 전류 흐름의 각각의 방향에 대해 하나씩 배열하는 것이 바람직할 수 있다. 다른 구현의 고려 사항은, 스위치(109A-109C)로서 트랜지스터들을 이용할 때 트랜지스터들이 역전압에 대한 부가적인 보호 다이오드를 일반적으로 필요로 한다는 것이다. 예를 들어, 트랜지스터가 110 또는 220 VAC 이상으로 평가되는 경우, 최대 이미터-베이스 전압은 약 5-10V 이다. 결과적으로, 역 사인형 반파 동안 트랜지스터를 보호하기 위하여 이미터와 직렬로 보호 다이오드를 구현하는 것이 바람직할 수 있다. 열 소산과 같이 손실된 에너지로 인하여, 트랜지스터들은 하나 이상의 열 싱크를 필요로 할 수 있다. 사인형 반파 동안 진행 상태에서 트랜지스터에 의해 소산된 전력은 다음과 같이 추정될 수 있다.
전력 = UCE * ICE /2 = UCE * (UAC - UCE) / (2 * Z)
ON Semiconductor 2N3773과 같은 10A에서 UCESAT=2 볼트, 일반적인 미국 주택 전력 라인에 대한 UAC=110 볼트, Z=10.59 옴인 것으로 가정하면, 트랜지스터에 대한 열로서 소산된 전력은 다음과 같이 추정될 수 있다.
전력= 2V * (1lOVAC - 2V) / (2* 10.59) = 10.2W (트랜지스터에 대해)
2 비트 무효 전력 보정 시스템은 4개의 트랜지스터, 4개의 캐패시터 및 4개의 전력 다이오드를 필요로 한다. 스위치(109A-109C)에서 열로서 소산된 전체 전력은 다음과 같이 추정될 수 있다.
전력 = 2* 10.2W (비트 2) + 2*5.1 W (비트 2 = LSB) = 30.6W
결과적으로, PFC(100)에 비용 및 복잡성을 추가하는 열 싱크에 스위치(109A-109C)를 연결하는 것이 바람직하게 될 수 있다.
MOS 및 MOSFET 트랜지스터들은 일반적으로 낮은 전력 소산 장치이다. 그러나, MOS 및 MOSFET 장치는 또한 단방향성이며, 초과 역 VGS 전압에 대해 보호가 필요하다. 사인파 전압의 절반에 대해 도전 상태에서 MOS 또는 MOSFET 스위치에 의해 소산된 전력은 다음과 같이 추정될 수 있다.
전력 = RDS _0N * IDS / 2 = (RDS _0N /2) * (UAC/Z)2
ST Microelectronics STF20N20과 같은 10A에서 RDS ON=0.13 오옴, 일반적인 미국 주택 전력 라인에 대해 UAC=110 볼트, 및 Z=10.59 오옴인 것으로 가정하면, 스위치에서 열로서 소산된 전력은 다음과 같이 추정될 수 있다.
전력 = 0.13 오옴/2 * (110VAC / 10.59 오옴)2 = 7.01 W
2 비트 무효 전력 보정 시스템은 4개의 트랜지스터, 4개의 캐패시터, 및 4개의 다이오드를 필요로 한다. 스위치에서 전체 소산된 전력은 다음과 같이 추정될 수 있다.
전력= 2*7.01W (비트 2) + 2*3.5 W (비트 2 = LSB) = 21.0 W
비록, 스위치(109A-109C)에서 MOS 또는 MOSFET 장치의 사용이 약 1/3 만큼 열로서 소산되는 전력을 감소시키지만, 열 싱크는 여전히 폐기 열을 소산시킬 필요가 있다. 비록, 매우 낮은 RDS _ ON을 갖는 MOS 또는 MOSFET 장치들이 상업적으로 사용 가능하지만, 일반적으로 고비용을 수반한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 PFC(200)을 도시한다. 도 1의 PFC(100)과 유사하게, PFC(200)은 부하(220)에 의해 표시되는 주택 또는 가정에 전달되는 전력의 역률을 보정하도록 구성된다. PFC(200)은 110 VAC 라인(201A) 및 중성 라인(201B)에 일반적으로 연결된다. PFC(200)은 표준 전력 계량기(201) 및 부하(220) 사이에 연결된다. 일부 실시예들에 있어서, 무효 전력 측정 모듈(205)은 제 1 절연된 세트의 전선관(202) 및 제 2 세트의 전선관(203)에 의해 110 VAC 전력 라인(201A) 및 중성 라인(201B)에 전기적으로 연결된다. 도시된 제 1 세트의 전선관(202)의 예는 110 VAC 전력 라인(201A)에 연결된 배선들일 수 있다. 제 1 세트의 도선관(202)은 부하에 전달되는 전력의 위상 전류 성분을 측정한다. 제 2 세트의 도선관(203)은 위상 전압을 측정하기 위해 110VAC 전력 라인(201A) 및 중성 라인(201B) 양단에 연결된다. 낮은 전압 전자 장치가 비용면에서 보다 효과적이기 때문에, 보다 간단화를 위해 PFC(200)에서 허용하는 전압의 진폭을 낮추고, 설계의 보다 큰 용이함을 위해 스텝 다운 변압기(103A)가 포함될 수 있다. 예를 들어, 무효 전력 측정 모듈(105)은 아날로그 장치 ADE 7753과 같은 프로세서 유닛을 포함할 수 있다. 일부 실시예에 있어서, 모듈(205)은 강하 또는 과전압 조건들(sags or over voltage conditions)을 마이크로컨트롤러(207)에 통신할 수 있다.
컨트롤러(207)는 무효 전력 측정 모듈(205)에 연결된다. 컨트롤러(207)는 복수의 TRIAC 드라이버(208A 및 208B)에 연결된다. 또한, TRIAC 드라이버(208A 및 208B)는 복수의 TRIAC 드라이버(209A 및 209B)를 선택적으로 활성화및 비활성화하도록 구성된다. 도시된 예에 있어서, 10m가 TRIAC들을 구동하는데 사용된다. 그러나, 다른 구동 신호들이 그 사양에 따라 TRIAC들을 구동하는데 이용될 수 있다. TRIAC 또는 교류 전류를 위한 Triode는 전기적으로 함께 연결된 그들 게이트와 역 병렬 구성으로 연결된 두 개의 실리콘 제어되는 정류기에 대략 상응하는 전자 구성 요소이다. 이 결과는 전류를 양방향으로 전도할 수 있는 전자 스위치가 되며, 이에 따라 어떠한 극성도 갖지 않는다. 이는 게이트 전극에 인가되는 포지티브 또는 네거티브 전압 중 하나에 의해 활성화될 수 있다. 활성화되면, 장치는 그를 통한 전류가 홀딩 전류로서 공지된 특정 임계값 이하로 강하할 때까지 계속해서 전도한다. 결과적으로, TRIAC는 밀리 암페어-규모의 제어 전류로 매우 큰 전력 흐름의 제어를 허용하는 AC 회로를 위해 매우 편리한 스위치이다. TRIAC들은 일반적으로 사이리스터들로서 공지된 구성 요소들의 큰 범주에 속하는 것으로 알 수 있다. 사이리스터는, 실리콘 제어 정류기(SCR), 게이트 턴 오프 사이리스터(GTO), 정적 유도 사이리스터(SIT), MOS 제어 사이리스터 (MCT), 분산 버퍼-게이트 턴 오프 사이리스터(DB-GTO), 집적된 게이트 정류 사이리스터(IGCT), MOS 복합 정적 유도 사이리스터(CSMT), 역 전도 사이리스터 (RCT), 비대칭 SCR(ASCR), 라이트 활성화 SCR(LASCR)는 광 트리거링 사이리스터 (LTT), 브레이크오버 다이오드(BOD), 변경된 애노드 게이트 턴-오프 사이리스터(MA-GTO), 분산 버퍼 게이트 턴-오프 사이리스터(DB-GTO), 베이스 저항 제어 사이리스터(BRT), 필드 제어 사이리스터(FCTh), 및 광 활성화 반도체 스위치(LASS)를 포함하지만, 이들에 제한하지 않는다. 본 공개의 이익을 갖는 통상의 지식을 가진 사람은 도 2의 PFC(200)의 실시예가 PFC(200)를 구현하는 특정 설계 또는 응용 요구 사항들을 실현하기 위해 모든 알려지거나 응용 특정 사이리스터를 사용하도록 쉽게 변경될 수 있음을 알 수 있다.
컨트롤러(207)는 TRIAC 드라이버(208A 및 208B)를 통해 TRIAC들(209A 및 209B)를 인에이블 또는 디스에이블 하도록 도 1에 설명된 것과 같은 알고리즘을 구현할 수 있다. 바람직하게는, TRIAC들은 이들을 인에이블 하도록 낮은 논리 임계를 즐길 수 있다. 인에이블 될 때, TRIAC들(209A 및 209B)은 양호하지 못한 역률을 보상하기 위해 부하(220)와 병렬로 비트 무효 부하(210A 및 210B)를 연결한다. 선택적으로, 필터(212 및 213)는 TRIAC들에 의해 도입된 스위칭 노이즈 및 험(hum)을 감소시키기 위해 구현될 수 있다.
일부 실시예들에 있어서, 컨트롤러(207)는 통신 모듈(214)에 연결된다. 통신 모듈(214)은 다른 PFC 유닛(200)과 통신할 수 있다. 또한, 통신 모듈(214)은, 주택 소유자와 같은 사용자에게 PFC(200)의 상태 및 PFC(200)이 행하는 보정량을 알려주기 위하여, 랩탑 또는 셀룰러 폰과 같은 사용자 장치와 통신할 수 있다. 통신 모듈(214)은 IEEE 802.11과 같은 로컬 WiFi 네트워크를 사용하는 안테나(214B)를 갖는 무선 모듈(214A)을 통해 무선으로 통신할 수 있다. 또한, 무선 모듈(214A)은 CDMA 또는 GSM과 같은 셀룰러 네트워크와 통신할 수 있기 때문에, 사용자는 그들 가정의 에너지 소비에 관한 교육받는 결정을 추적 및 결정하기 위하여 셀룰러 폰을 사용할 수 있다. 또는, 통신 모듈(214)은 LAN, 직렬, 병렬, IEEE 1394 파이어와이어를 통해 접속할 수 있는 포트(215)를 거쳐 유선 네트워크, 또는 다른 공지된 유선 통신 표준을 통해 통신할 수 있다. 메모리 모듈(206)은 컨트롤러(207)에 연결된다. 메모리 모듈(206)은 부하(120)로부터 예측될 수 있는 최대 예측 무효 성분과 같은 정보, PFC(200)의 보정 조치 내력, 또는 PFC(200)에 의해 수집 또는 사용된 다른 유용한 데이터를 저장할 수 있다. PFC(200)는 스텝 다운 변환기(204A)를 통해 110 VAC 전력 라인(201A) 및 중성 라인(201B)에 연결된 DC 전원(204)을 더 포함한다. DC 전원은 무효 전력 측정 모듈(205), 컨트롤러(207), 및 PFC(200) 내의 나머지 모듈들과 같은 전자 장치에 전력을 제공하기 위해 전력 라인(201A)으로부터 원하는 DC 전압으로 전력을 변환할 수 있다.
본 공개의 이익을 갖는 통상의 지식을 가진 사람은 도 1 및 도 2에 PFC(100) 및 PFC(200)가 2-배선, 2-위상 시스템을 각각 나타내는 것을 알 수 있다. 3-위상 3-배선 또는 4-배선 네트워크 구성은 PFC(100) 또는 PFC(200)의 구현은, 비트 무효 부하(110A-110C 및 210A-210B), 스위치(109A-109B), TRIAC(209A 및 209B), 필터(112, 113, 212, 213), 및 관련된 드라이버 회로가 3개로 이뤄진 위상 1에서 2, 위상 2에서 3, 및 위상 3에서 1에 연결되는 것을 제외하고, 도 1 및 도 2의 구현을 따른다. 중성이 사용 가능하면, 스타 연결이 구현되는데, 즉, 위상 1에서 중성으로, 위상 2에서 중성으로, 및 위상 3에서 중성으로 구현된다. PFC(100) 또는 PFC(200)는 어떤 무효 부하들을 전체 최대 보상 값까지 개별적으로 보상할 것이다. 예를 들어, 3-위상 사이에 연결된 300-600VAR의 에어컨 유닛, 위상 2와 중성 사이에 연결된 100-400 VAR의 세탁기, 및 위상 3과 중성 사이에 연결된 100-250 VAR의 드라이어를 구비하는 구내는 최대 보정 가능한 무효 값까지 완전히 모두 보정될 것이다.
왜곡 보정 방법 및 장치
완벽하지 못한 역률은 전기 네트워크에서 보정될 가장 일반적인 약점이다. 다른 약점 및 보다 일반적인 약점의 문제는 비선형의 부하들 및 전자 장치들의 증가하는 확산으로 인하여 저렴하지만 덜 완벽한 전력 어댑터들을 갖는 전력 라인의 왜곡이다. 일반적으로, 전력 어댑터를 설계하는 데 있어 특정 노력이 제공되지 않을 때, AC 전력 신호는 일반적으로 두 사인 주기에서 우선 완전히 정류되고, 이후에, 큰 캐패시터, 이어서, 집적 회로와 같은 분리된 DC-DC 전원 전자 장치에 의해 대략 필터링된다. 저렴하고 비-에너지 스타 해법은 네트워크로 피드백되는 전류 고조파를 생성한다. 그 결과는 사인파가 아닌 포물선 형상에 가까운 전류파를 얻는다. 왜곡은 전력, 노이즈, 또는 다른 형태의 왜곡을 흡수 및 반영하는 부하들의 다양한 특성으로부터 발생하는 고조파 왜곡을 포함할 수 있다.
도 3a는 왜곡을 갖는 역률 보정된 전력 신호의 시간대 진폭 그래프(300)를 도시한다. 제 1 축(320)은 밀리 초의 시간을 나타내고, 제 2 축(310)은 전류 및 전압 모두의 진폭을 나타내기 위해 일반적인 진폭 스케일이다. 전압 U(t)(330)은 완벽한 60Hz 사인파를 나타낸다. 그러나, 전류 iT0T(t)는 더 이상 해당 사인파와 유사하지 않는 시점에서 크게 왜곡된다. 도 3b는 시간 축(420)과 진폭 축(410)을 갖는 유사한 그래프(400)를 도시한다. 전압 파형(430)은 완벽한 사인 웨이브를 긴밀하게 추적한다. 그러나, 전류 파형(440)은 크게 왜곡된다. 주택에서, 표준 저항성 부하와 함께 유비쿼터스 및 낮은 품질의 전원 어댑터들의 많은 사용은 전류 파형(400)이 디스플레이에 발생할 수 있는데, 여기서, 사인파와 약간 흡사하지만 여전히 크게 왜곡된다. 도 3c는 시간 축(520)과 진폭 축(510)을 갖는 유사한 그래프(500)를 도시한다. 여기서, 전류 파형(530)은 에어컨 및 드라이어 유닛과 같은 하나 이상의 무거운 무효 부하들의 도입으로 인하여 전압 파형(540)에 비해 심지어 보다 크게 왜곡된다. 마지막으로, 도 3d는 전압 파형(640)에 대한 일반적인 전류 파형(630)의 그래프(600)이다. 전류(630)에서 상당한 왜곡을 일으키는 무거운 무효 부하들, 저항성 부하들, 및 AC-DC 전원 어댑터들이 있을 뿐만 아니라, 전류(630)와 전압(640) 사이에 위상 시프트(670)가 있다. 본 예에서, 왜곡은 왜곡된 전류 신호(630)의 피크(660)로서 도시된다. 본 예에서, 위상 시프트는 0.67의 PF에 해당하는 약 30도이다. 왜곡을 보정하기 위하여, PF가 우선 보정되는 것이 바람직하다. PF 보정은 도 1 및 도 2에서 상술한 방법 또는 장치, 또는 어떤 다른 편리한 방법으로 성취될 수 있다. 보정 신호(650)는 왜곡된 전류 파형(630)을 가까운 완벽한 사인파 근사 전압 파형(도시하지 않음)과 비교하여 얻어진다. 보정 신호(650)는 전류 파형(630) 내의 왜곡의 요소를 포함한다. 이 요소는 1이 될 수 있지만, 전류 파형의 원하는 진폭 비율을 성취하기 위해 어떤 필요한 피승수(multiplicand)가 될 수 있다. 예를 들어, 피승수는 전압을 전류로, 또는 전류를 전압으로 변환할 수 있는 요소가 될 수 있다. 보정 신호(650)가 전류 신호(630)에 선택적으로 연결될 때, 결과로서, 많이 감소되거나 제거된 왜곡을 갖는 보정된 전류 신호(640)를 얻는다.
도 4는 도 3d에 설명된 것과 같은 왜곡을 억제 또는 제거하기 위한 회로의 개략적인 블럭 다이어그램을 도시한다. 회로(800)는 전기 계량기(801)와 부하(840) 사이에 연결된다. 부하(840)는 임의의 부하일 수 있지만, 본 출원 및 예에서는 주택 주택이다. 부하(840)는 하나의 부하(840)로서 전기 계량기(801)와 함께 나타나는 주택 내의 모든 전기 장치를 포함한다. 부하(840)의 특징은 장치들이 주택 내에서 활성 및 비활성될 때 동적으로 변화하여, 개별 부하들을 부하(840)에 연결 및 분리하는 것이다. PFC(875)는 전원 라인(833) 내의 역률을 실질적으로 1로 보정할 수 있다. 프로세서(810)는 전원 라인(833)을 감지하여 전류를 검출할 수 있다. 예시적인 실시예에 있어서, 프로세서(810)는 아날로그 장치이다. 그러나, 본 공개의 이득을 갖는 통상의 지식을 가진 사람은 디지털 처리로 대체될 수 있다는 것을 알 수 있다. 프로세서(810)는 전력 라인(833)과 중성 라인(834) 모두를 감지하여 전압을 검출할 수도 있다. 전력 라인(833)은 위상 라인이라고도 지칭한다. 본 예시적인 구현에 있어서, 프로세서(810)는 두 개의 차동 입력을 포함한다. 각각의 입력은 멀티플라이어(GB12)(GB13)에 연결된다. 멀티플라이어(812 및 813)는 회로(800)의 특정 응용 또는 구현에 의해 원하거나 필요한 요소에 의해 전류 또는 전압을 변경할 수 있다. G1은 전력 라인(833)으로부터 전류를 수신하도록 구성된다. 본 실시예에 있어서, 멀티플라이어(G2)는 감지된 전압을 전류 신호로 변환할 수 있다. 전압과 전류 모두는 각각의 RMS 값에 의해 변경된다. 멀티플라이어(812 및 813)는 표준 아날로그 연산 증폭기 또는 어떤 다른 유용한 회로일 수 있다. 멀티플라이어(812 및 813)의 출력들은 감산기(814)에 연결된다. 일부 실시예들에 있어서, 감산기(814)는 G1 812 및 G2 813의 변경된 출력을 비교하도록 구성되어, 이에 의해 도 3d의 신호(650)와 같은 보정 신호를 얻는다. 바람직하게는, 단순한 감산기(814)의 사용을 허용하기 위해 두 입력을 전류로 변환한다. 그러나, 두 입력은 전압 신호로도 변환될 수 있다. 일부 실시예들에 있어서, 동적인 작동, 안정성, 이득 마진, 위상 마진 등과 같은 공정 및 최적화 시스템을 제어하기 위해 블록 루프 이득 및 루프 필터(821)를 포함하는 것이 바람직할 수 있다. 이는 감산기(814)가, 기준 신호로부터 왜곡을 갖는 전체 전류를 감산하여 전체 전류를 기준 신호와 비교하거나, 왜곡을 갖는 전체 전류로부터 기준 신호를 감산하도록 구성될 수 있다는 점을 주목한다. 이러한 구성은 특정 구현 또는 응용 요구 사항에 맞게 이루어질 수 있다. 그 결과, 보정된 신호는 전체 전류 내의 왜곡에 정비례 또는 반비례될 수 있다.
보정된 신호는 도 3d에서 신호(640)와 같이, 많이 감소되거나 제거된 왜곡을 갖는 보정된 전류 신호를 형성하기 위해 전류와 결합된다. 도 4에 도시된 실시예에 있어서, 루프 필터(821)의 출력은 네거티브 정류기(815)와 포지티브 정류기(822)에 연결된다. 네거티브 정류기(815)는 제 1 제어 전류 소스(831)에 또한 연결되고, 네거티브 정류기는 제 2 제어 전류 소스(832)에 연결된다. 어떤 응용에 있어서, 도 4의 예와 같이, 계량기(801)로부터의 네트워크 다운스트림의 임피던스는 부하(840)에 비해 매우 작은 임피던스를 가질 수 있다. 그 결과, 전류가 네거티브 왜곡을 보정하기 위해 부가될 때, 전류는 부하(840)보다는 그리드 쪽으로 공급될 것이다. 결과적으로, 왜곡은 증폭될 것이다. 이를 위해, 도 4의 실시예는 네거티브 왜곡에 응답하여 전력 라인(833)으로부터 전류를 싱크하고, 포지티브 왜곡에 응답하여 전류를 소싱한다. 보정된 신호가 네거티브일 때, 왜곡 성분이 전체 전류에 대해 감산되는 것을 의미하며, 포지티브 정류기(822)는 제 2 제어 전류 소스(832)를 인에이블 한다. 제 2 제어 전류 소스(822)는 네거티브 DC 전원(852)에 연결된다. 제 2 제어 전류 소스(832)가 인에이블 될 때, 전류는 전력 라인(833)으로부터 싱크된다. 그리드 임피던스가 부하(840)의 임피던스보다 낮은 실시예에 있어서, 전류는 부하(840)에 부가 효과를 일으키는 부하보다는 그리드로부터 싱크될 것이다. 보정된 신호가 포지티브일 때, 왜곡이 전체 전류에 대해 부가되는 것을 의미하며, 네거티브 정류기(815)는 제 2 제어 전류 소스(831)를 인에이블 한다. 제 1 제어 전류 소스(831)는 포지티브 DC 전원(851)에 연결된다. 제 1 제어 전류 소스(831)가 인에이블 될 때, 전류는 포지티브 DC 전력 라인(851)으로부터 소싱된다. 다시, 그리드 임피던스가 부하(840)보다 낮은 본 응용들에 있어서, 전류는 부하(840)에 감산 효과를 일으키는 부하보다는 그리드로부터 소싱될 것이다. 동작에 있어서, 신호(650)와 같은 보정된 신호는 보정된 신호에 따라 전류를 전력 라인에 선택적으로 싱크 또는 소싱하여, 도 3c의 파형과 같은 왜곡을 갖는 전류 신호와 결합된다. 보정 신호의 포지티브 부분과 보정 신호의 네거티브 부분 중 하나는 제어 전류 소스(831 및 832) 중 하나에 선택적으로 연결된다. 이는 프로세서(810)가 전압을 전류와 연속으로 비교하여 보정된 신호를 연속으로 도출하기 때문에, 전력 라인(833)의 왜곡 성분이 변할 때 부하(840)에서 변화로 동적으로 실행될 수 있다. 또한, 프로세서(810)는 자신의 기준 신호를 생성하여 왜곡된 전류 신호와 비교할 수 있다. 예를 들어, 미국에서는 60Hz로 전력을 전달할 수 있다. 따라서, 프로세서(810) 내의 60Hz 함수 발생기는 완벽한 사인파를 생성하여 왜곡된 신호와 비교하고 이에 의해 보정된 신호를 도출할 수 있을 것이다. 또한, 위상 고정 루프는 거의 완벽한 기준 신호를 도출하기 위하여 전압의 제로 교차 시점에 고정을 위해 구현될 수 있다. 상술한 것처럼, 감산기(814)는 전체 전류 내의 왜곡에 정비례 또는 반비례인 보정된 신호를 형성하도록 구성될 수 있다. 감산기(814)가 왜곡에 정비례한 보정된 신호를 형성하도록 구성된 경우, 왜곡의 포지티브 부분은 그에 따라 전력 라인(833)으로부터 전류가 싱크 되도록 해야 한다. 마찬가지로, 왜곡의 네거티브 부분은 그에 따라 전력 라인으로 전류가 소싱되도록 해야 한다. 또한 반대의 경우도 마찬가지이다. 보정된 신호가 전체 전류에서 왜곡에 반비례하는 실시예들에 있어서, 보정 신호의 네거티브 부분은 전력 라인(833)으로부터 전류가 싱크 되도록 해야 한다. 마찬가지로, 보정된 신호의 포지티브 부분은 전력 라인(833)으로 전류가 소싱 되도록 해야 한다.
도 4에 도시된 실시예는 널리 사용 가능하며 비용이 효과적인 구성 요소를 활용하였지만, 제어 전류 소스(831 및 832)는 매우 효율적인 에너지가 아닌 것을 알 수 있다. 포지티브 DC 전원(851)이 250V로 가정하면, 전원 라인(833)에서 순간 전압은 150V이고, 보정된 전류 신호가 10A이면, 열 낭비된 전력 소산 및 손실은 수백 와트일 될 수 있다.
이를 위해, 도 5는 변조기(920)를 갖는 왜곡 감소 회로(900)를 도시한다. 도 4의 회로(800)와 유사하게, 회로(900)는 전기 계량기(901)와 부하(940) 사이에 연결된다. 부하(940)는 임의의 부하일 수 있지만, 본 출원 및 예에서는 주택 주택이다. 부하(940)는 하나의 부하(940)로서 전기 계량기(901)와 함께 나타나는 주택 내의 모든 전기 장치를 포함한다. PFC(975)는 전원 라인(933)의 역률을 실질적으로 1로 보정할 수 있다. PFC(975)는 도 2 또는 도 2, 또는 다른 편리한 PFC에 따른다. 상기 언급한 것처럼, 부하(940)의 특징은 동적으로 변화한다. 프로세서(910)는 전원 라인(933)을 감지하여 전류를 검출할 수 있다. 예시적인 실시예에 있어서, 프로세서(910)는 아날로그 장치이다. 그러나, 본 공개의 이득을 갖는 통상의 지식을 가진 사람은 아래에 설명하는 기능을 수행할 수 있는 많은 셸프(shelf) 디지털 프로세서들이 있을 수 있음을 알 수 있다. 프로세서(910)는 전력 라인(833)과 중성 라인(934) 모두를 감지하여 전압을 검출할 수도 있다. 본 예시적인 구현에 있어서, 프로세서(910)는 두 개의 차동 입력을 포함한다. 각각의 입력은 멀티플라이어[(G1)(912) 및 (G2)(913)]에 연결된다. 멀티플라이어(G2)(913)는 도 4의 G2(813)과 유사한 형태로 전압을 전류로 변환할 수 있으며, 간단한 방식으로 도시되어 있다. 멀티플라이어(912 및 913)는 표준 아날로그 연산 증폭기 또는 어떤 다른 유용한 회로일 수 있다. 멀티플라이어(912 및 913)의 출력들은 감산기(914)에 연결된다. 일부 실시예들에 있어서, 감산기(914)는 G1(912)의 출력을 G2(913)의 출력에서 감산하도록 구성되어, 이에 의해 도 3d의 신호(650)와 같은 보정 신호를 도출한다. 일부 실시예들에 있어서, 스케일링 계수(scaling factor)에 의해 보정 신호를 곱하는 것이 바람직할 수 있다. 예를 들어, 도 4에 도시된 것과 같은 유사한 형태로 공정을 제어하기 위한 루프 이득 필터가 포함되며, 일부 실시예들에서는 전류(811)의 RMS 값에 의해 보정된 신호를 결합한다.
루프 필터의 출력은 변조기(920)에 연결된다. 본 예시적인 실시예에 있어서, 변조기(920)는 펄스폭 변조기(PWM)이다. 그러나, 변조의 임의의 방법이나 설계는 특정 구현으로서 실행될 수 있으며, 설계 제한은 PWM, 델타-시그마 변조, 펄스 코드 변조, 펄스 밀도 변조, 또는 펄스 포지션 변조, 또는 다른 공지 되거나 응용 특정된 변조 설계를 포함하는 것이 필요하지만, 이들에 한정하지 않는다. 변조기(920)는 멀티플라이어(915)로부터 방출되는 보정된 신호가 포지티브일 때 고 논리 레벨을 신호 처리하고, 보정된 신호가 네거티브일 때 저 논리 레벨을 신호 처리하는 포지티브 트리거 비교기(823) 및 네거티브 트리거 비교기(915)를 포함한다. 일부 실시예들에 있어서, 저 논리 레벨은 네거티브 값이 될 수 있다. 펄스 발생기(921)는 네거티브 트리거 비교기(922)로부터 방출되는 보정 신호의 포지티브 부분과 포지티브 트리거 비교기(923)로부터 방출되는 보정 신호의 네거티브 부분을 결합하는 삼각파를 발생한다. 결과적으로, 포지티브 및 네거티브 부분들 사이에 분할된 PWM 보정된 신호가 형성된다. 조합 논리(925)는 PWM 보정된 신호의 포지티브 부분을 제 1 제어 스위치(932)와 선택적으로 연결하도록 구성된다. 제 1 제어 스위치(932)는 네거티브 DC 전원(952)에 연결된다. 조합 논리(925)는 PWM 보정된 신호의 네거티브 부분을 제 2 제어 스위치(931)와 선택적으로 연결하도록 구성된다. 제 2 제어 스위치는 포지티브 DC 전원(952)에 연결된다.
동작에 있어서, 스위치(931 및 932)는 PWM 보정된 신호가 포지티브 또는 네거티브에 따라 PWM 보정된 신호에 의해 선택적으로 제어된다. 일부 실시예들에 있어서, 포지티브 PWM 보정된 신호는 전력 라인(933)에서 보정될 왜곡이 네거티브이고, 또한, 그 역으로 되는 것을 의미한다. 전력 라인(933) 내의 네거티브 왜곡을 보정하기 위하여, 제 2 제어 스위치(931)는 PWM 보정된 신호의 네거티브 부분에 따라 인에이블 된다. 제 2 제어 스위치는, 인에이블 될 때, PWM 보정된 신호에 따라 전력 라인(933)과 포지티브 DC 전력 소스(951)로부터의 소스들을 연결한다.
도 5의 실시예에 있어서, 전기 계량기(901)의 임피던스(및 다운스트림인 그리드)가 부하(940)보다 낮은 임피던스를 갖는 실시예가 도시되어 있다. 결과적으로, 포지티브 왜곡이 네거티브 PWM 보정된 신호에 의해 보정되도록 시도되는 경우에, 전원 라인(933)에서 싱크된 전류는 부하(940)보다 그리드로부터 싱크될 것이다. 그 결과, 왜곡은 증폭될 것이다. 이를 위해, 포지티브 PWM 보정된 신호는 포지티브 왜곡을 보정하기 위해 사용되고, 네거티브 PWM 보정 신호는 부하(940)의 임피던스가 계량기(901)로부터 그리드 다운스트림의 임피던스보다 큰 응용들에서 네거티브 왜곡을 보정하기 위해 사용된다.
일부 실시예들에 있어서, 변조 신호를 필터링하는 유리하게 될 수 있다. 이를 위해, 필터(933)가 포함된다. 유사하게, 전력 라인(933) 내의 포지티브 왜곡을 보정하기 위하여, 제 1 제어 스위치(832)는 PWM 보정된 신호의 네거티브 부분에 따라 인에이블 된다. 제 1 제어 스위치는, 인에이블될 때, PWM 보정된 신호에 따라 전력 라인(933)으로부터 네거티브 DC 전력 소스(952)를 싱크한다. 그 결과, 왜곡은 전력 라인(933)에서 전류로부터 실질적으로 감소된다. 또한, 제 2 필터(934)는 전력 라인(933)으로부터 PWM 노이즈를 필터링하는 것이 유리하게 될 수 있다. 포지티브 DC 전력 소스(951) 및 네거티브 DC 전력 소스(952) 각각은 어떤 과전류 또는 미만 전류 조건들을 프로세서(910)에 전달하기 위한 전류 제한 및 감지 모듈(935 및 936)을 포함한다.
도 6은 왜곡 보정 회로(1000)의 다른 실시예를 도시한다. 다시, 회로(1000)는 전기 계량기(1001)와 부하(1040) 사이에 2-배선, 1-위상 전력 시스템에서 전원 라인(1032) 및 중성(1034)에 연결된다. 부하(1040)는 무효 특성들을 갖는 하나의 부하(1040)로서 나타나는 주택 내의 모든 가전 장치 및 기타 전자 장치를 포함한다. 본 실시예에 있어서, 전류는 프로세서 유닛(1200)에 의해 측정된다. PFC(1275)는 상술한 것처럼 전원 라인(1032)에서 역률을 보정할 수 있다. 프로세서 유닛(1200)은 전류 및 전압 측정 모듈(1202)을 포함한다. 모듈(1202)은 RMS 및 왜곡 계산을 수행하도록 구성된다. 모듈(1202)은 디지털 프로세싱 모듈이 될 수 있다. 일부 실시예들에 있어서, 모듈(1202)은 진폭, 위상, 및 왜곡과 같은 데이터를, 수학 연산이 디지털로 수행될 수 있는 디지털 비트스트림으로 변환하기 위한 하나 이상의 아날로그-디지털 변환기를 포함한다. 프로세서(1200)는 또한 메모리 모듈(1201)을 포함할 수 있다. 메모리 모듈(1201)은 하루 보정 시간이 가장 활동적인 시간 동안에서 처럼, 동적인 고조파 보정에 관련된 정보를 저장할 수 있다. 메모리(1201)는 제거되거나, 사용자가 에너지 사용에 관한 정확한 결정을 할 수 있도록 컴퓨터와 같은 장치에 삽입될 수 있다. 또한, 프로세서(1200)는 통신 모듈(도시하지 않음)을 포함한다. 통신 모듈은 IEEE 802.11 또는 블루투스와 같은 편리한 표준을 통해 LAN 케이블과 같은 배선들을 통한 인터넷에, 또는 무선으로 연결될 수 있다. 또한, 통신 모듈은 GSM 또는 CDMA와 같은 셀룰러 표준을 통해 통신할 수 있다. 프로세서(1200)에 집적되는 보호 모듈(1203)은 과전류, 과전압, 과 온도와 같은 모든 정의된 결함 조건에서 회로(1000)의 전력을 강하시킬 수 있다. 이러한 결함 조건들은 메모리(1201)에 저장될 수 있다.
프로세서(1200)는 또한 전원 라인(1032) 내의 왜곡을 갖는 전체 전류를 계산하고 기준 신호를 생성할 수 있다. 디지털-아날로그 변환기는 전체 전류 및 기준 신호를 나타내는 디지털 비트스트림들을 아날로그 파형으로 변환할 수 있다. 도 4 및 도 5의 실시예와 마찬가지로, 전체 전류 신호는 감산기에 의해 기준 신호로부터 감산될 수 있다. 또한, 프로세서(1200)는 전체 전류를 기준 신호로부터 디지털로 감산할 수 있고, 이에 의해, 디지털 보정 신호를 형성한다. 또한, 프로세서(1200)는 어떤 편리한 공지되거나 응용에 특정된 변조 수단에 의해 디지털 보정 신호를 변조할 수 있다. 이후, 변조된 보정 신호는 전류가 전체 전류 내의 왜곡을 보정하기 위해 라인(1032)에 싱크 또는 소싱되어야 할 지의 여부에 따라 제 1 트랜지스터(1031) 또는 제 2 트랜지스터(1030)와 선택적으로 연결될 수 있다. 제 1 및 제 2 트랜지스터(1031 및 1030)는, 변조된 보정 신에 의해 인에이블될 때, 포지티브 DC 소스(1051) 또는 네거티브 DC 소스(1052)로부터 라인(1032)에 또는 라인(1032)으로부터 소싱 또는 싱크하는 스위치로서 작동한다. 일부 실시예들에 있어서, 제 1 트랜지스터(1031) 및 제 2 트랜지스터(1030) 각각으로부터 PWM 노이즈를 필터링하기 위한 제 1 필터(1033) 및 제 2 필터(1034)를 포함하는 것이 바람직할 수 있다.
도 7은 도 4, 내지 도 6의 발명의 다른 상세한 실시예를 도시한다. 역률 및 왜곡 보정 모듈(1300)은 전기 계량기(1302)와 등가 구내 부하(1340) 사이에 연결된다. 부하(1340)는 주택 내의 가전 장치가 활성화 및 비활성화될 때 변화하는 동적 부하의 표현이다. 포지티브 DC 전원(1351)은 위상 라인(1333)과 중성(1334) 양단에 존재할 수 있는 어떤 노이즈 및 고조파를 필터링하기 위한 선택적인 저역 통과 필터(1303)를 포함한다. 그리드(1301)로부터의 AC 전력은 브리지 정류기(1304)에 의해 정류되어 저장 캐패시터(1305)를 통해 통과된다. PFC 모듈(1306)은 이상적인 역률보다 적은 역률을 보정하기 위해 제공된다. PFC 모듈(1306)은 도 1 및 도 2에 설명된 방법 또는 장치 중 하나를 사용할 수 있다. 제 1 스위칭 회로(1331)는 프로세싱 유닛(1310)에 연결된 제 1 트랜지스터(1308A)를 포함한다. 프로세싱 유닛(1310)은 변조 신호를 이용하여 트랜지스터(1308A)를 구동한다. 도 5 및 도 6에서 이전의 실시예에 있어서 설명한 것처럼, 보정 신호에 대한 응답하여 포지티브 DC 전력 소스(1351)로부터 전류를 위상 라인(1333)에 연결한다. 선택적인 저역 통과 필터(1309A)는 변조 신호를 필터링하기 위해 제공된다. 전류 제한 및 센서(1310A)는 프로세서(1310)에 과전류 조건들을 전달할 수 있다. 센서(1310A)는 저항기로 표현되어 있지만, 과전류 조건을 감지하기 위한 어떤 유용한 감지 모듈일 수 있다. 포지티브 DC 전력 소스는 인버팅 전원 캐패시터(1307)를 통해 네거티브 PFC 모듈(1352)에 또한 연결된다. 인버팅 저장 캐패시터(1307)는 DC 전력 소스(1351)에 의해 공급되는 전력에 비례한 네거티브 DC 전력을 제공한다. 네거티브 PFC 모듈(1352)은 도 1 및 도 2에 설명된 방법 및 장치에 따라 위상 라인(1333) 상의 역률을 보정할 수 있다. 네거티브 PFC 모듈(1352)은 제 2 스위칭 회로(1332)에 연결된다. 제 2 스위칭 회로(1332)는 도 5 및 도 6의 실시예에 있어서 설명한 것처럼 프로세싱 유닛(1310)으로부터 변조된 보정 신호를 또한 수신하기 위한 제 2 스위칭 트랜지스터(1308B)를 포함한다. 프로세싱 유닛(1310)은 스케일링 멀티플라이어(G1 및 G2)를 포함한다. 본 실시예에 있어서, G2는 전압-전류 변환기에 연결된다. 감산기는, 이전의 실시예에 있어서 설명한 것처럼, 보정 신호를 도출하기 위해 한 전압 신호를 다른 전압 신호와 비교할 수 있다. 변조기는 보정된 신호를 변조하기 위해 감산기의 출력에 연결된다. 본 실시예에 있어서, PWM가 도시되어 있다. 그러나, 임의의 공지되거나 응용에 특정된 변조 설계가 이용될 수 있다. 일부 실시예에 있어서, 동적인 작동, 안정성, 이득 마진, 위상 마진 등과 같은 공정 및 최적화 시스템을 제어하기 위해 감산기와 변조기 사이에 루프 필터가 연결된다. 또한, 외부 처리는 전류 측정, 전압 측정, RMS 및 왜곡 계산에 기여하고, RAM 또는 ROM과 같은 메모리를 포함할 수 있다.
도 8은 소스 및 싱크 전류 경로가 인덕턴스(1360 및 1361)를 포함하여 전압 및 전류의 스파이크를 생성할 수 있는 변조를 각각 평활 및 필터링하는 다른 실시예를 도시한다. 제 1 및 제 2 스위칭 트랜지스터(1308A 및 1308B)는 준 선형 램프에서 인덕터(1360 및 1361)를 충전할 수 있으며, 트랜지스터(1308A 및 1308B) 중 하나가 디스에이블될 때, 준 선형 방식으로 0으로 전류 충전을 감소시킨다. 인덕턴스로 인해 파괴적인 높은 전압 스파이크를 방지하기 위해 전류가 신속하게 차단되는 것을 방지하기 위해서는 프리 휠 다이오드(free wheel diode)(1363)가 필요하다. 제 2 프리 휠 다이오드(1364)는 제 2 인덕터(1362)에 병렬로 연결된다. 형성된 전류 파형은 시소 모양과 비슷하며, 간단한 필터(1309A 및 1309B)를 감안한다. 일부 실시예들에서, 인덕터(1361 및 1362)는 필터(1309A 및 1309B)에 집적된다. 바람직하게는, 전류를 싱크 및 소싱하는 경로에서의 손실은 감소된다. 일부 실시예에 있어서, 프리 휠 다이오드(1363 및 1364)에 의해 어떤 손실된 에너지를 재생하기 위해 캐패시터들이 병렬로 포함될 수 있다. 도 8의 실시예에 있어서, 인덕터(1361 및 1362)는 스위칭 트랜지스터(1308A 및 1308B)와 저역 통과 필터(1309A 및 1309B) 사이에 각각 연결된다.
일부 응용들에 있어서, PFC 모듈(1351 및 1352)과 트랜지스터(1308A 및 1308B) 사이에 인덕터(1361 및 1362)를 연결하여, 인덕턴스가 부하(1340)와 직접 연결되지 않고, 그리드(1301)에서 측정된 임피던스가 개선되는 것이 바람직할 수 있다. 도 9는 이러한 구현을 도시한다. 도 9는 포지티브 PFC 모듈(1351)과 제 1 트랜지스터(1308A) 사이의 연결된 제 1 전류 충전 인덕터(1363A)를 도시한다. 또한, 네거티브 PFC 모듈(1362)과 제 2 트랜지스터(1308B) 사이에 연결된 제 2 충전 인덕터(1363B)가 제공된다. 바람직하게는, 임피던스 1302, 제 1 및 제 2 충전 인덕터(1363A 및 1363B)는, 그리드 등가 임피던스(1302)로부터 측정될 때, 등가 구내 부하(1340)에 첨가된 임피던스 또는 리엑턴스를 형성하지 못하며, 이로 인해, 모든 역률 보정 요건들을 완화한다. 도 8과 마찬가지로, 제 1 및 제 2 충전 인덕터(1363A 및 1363B) 각각은 프리 휠 다이오드(1364A 및 1364B)에 병렬로 연결된다. 상기 설명한 것처럼, 플라이 휠 다이오드는 DC 전력이 공급된 유도성 부하(릴레이, 모터 등)를 스위칭할 때 트랜지스터, 스위치, 릴레이 접점 등을 보호하는 다이오드이며, 플라이 휠(또는, 플라이 백) 다이오드라고 칭한다. 유도성 부하를 통한 전류가 갑자기 고장 난 경우가 있기 때문에 플라이 휠 다이오드는 종종 바람직하다. 이러한 경우에, 자기장이 고장으로 역 기전력(EMF)이 증가하며, 전류에 대한 경로가 존재하지 않는 경우, 높은 전압이 증가한다. 높은 전압은 트랜지스터에 손상을 줄 수 있고, 트랜지스터 양단에 아크를 일으킬 수 있다. 플라이 휠 다이오드는 유도성 부하 양단에 역으로 연결되고, 자기장 및 전류가 안전하게 감소할 수 있도록 전류에 대한 경로를 제공한다.
도 10은 전원 라인에 왜곡 보정을 위한 회로의 또 다른 대안적인 실시예를 도시한다. 전원 라인으로부터 전자들을, 요구된 일부 장소에서, 갈바니 절연하는 것이 바람직하다. 갈바니 절연(Galvanic isolation)은 한 부분에서 다른 부분으로 전류의 직접 전도를 방지하는 전기 시스템의 분리하는 기능 부분을 분리하는 것이 원칙이다. 에너지 및/또는 정보는, 예를 들어, 다른 수단, 예를 들어, 용량, 유도, 전자기파, 광학 음향, 또는 기계적인 수단에 의해 섹션들 사이에서 여전히 교환될 수 있다. 갈바니 절연은 두 개 이상의 전기 회로, 또는 2개의 섹션의 1-시스템이 에너지를 전달 또는 전송해야하지만, 그들 접지가 상이한 전위에 있거나, 하나의 섹션이 다른 섹션보다 전류 스파이크에 더 민감하게 될 때, 또는 어떤 호스트가 보호의 이유가 있는 상황에서 사용된다. 이는 접지 도체를 공유하는 두 개의 유닛들 사이의 이동으로부터 원치 않는 전류를 방지하여 접지 루프들(ground loops)을 브레이킹(breaking)하는 효과적인 방법이다. 또한, 갈바니 절연은 안전을 고려하여 사고 전류가 사람의 몸을 통해 접지에 도달하는 것을 방지하는데 사용된다.
도 10은 전자들이 등가 구내 로드(1340)의 출력 측에서 갈바니 절연되는 고조파 왜곡 보정 시스템(1300)을 도시한다. 도 10에 있어서, 제 1 스위칭 트랜지스터(1308A) 및 제 2 트랜지스터(1308B)의 출력은 변압기(1370)의 제 1 권선(1371)에 연결된다. 바람직하게, 변압기(1370)는 높은 주파수, 높은 전력 변압기이다. 변압기(1370)의 2차(1372)는 등가 구내 부하(1340)에 병렬로 연결된다. 선택적으로, 저역 통과 필터(1375)는 2차(1372)와 등가 구내 부하(1340) 사이에 배치될 수 있으며, 스위칭으로부터 남아있는 임의의 아티팩트(artifacts)를 필터링한다. 전류가 등가 구내 부하(1340)에 소싱되는 것을 의미하는, 회로(1300)가 네거티브 고조파를 보정할 때, 전류는 프로세싱 유닛(1310)에 의해 제공되는 스위칭 신호에 따라 중심 탭(1374)(접지에 연결)으로부터 트랜지스터(1308A)에 소싱된다. 따라서, 1차(1371) 양단에 생성된 전압은 2차(1372)에 반영되고, 해당 전류는 등가 구내 부하(1340)에 소싱된다. 유사하게, 등가 구내 부하(1340)로부터 전류가 싱크되어야 하는 것을 의미하는, 포지티브 고조파 전류가 보정되어야 할 때, 스위칭 신호는 프로세싱 유닛(1310)으로부터 트랜지스터(1308B)에 제공된다. 네거티브 전압은 2차(1372)에 반영하는 1차(1371) 양단에 형성된다. 바람직하게, 이러한 프로세싱 유닛(1310), 전류 및 전압 측정 모듈 및 프로세서, 및 메모리(1305), PFC 모듈(1351 및 1352)과 같은 전자 장치들 어느 것도 등가 구내 부하(1340)에 직접 연결되지 않는다. 선택적으로, 시스템(1300)의 전체 갈바니 절연은 선택적인 저역 통과 필터(1303) 및 정류기(1304) 사이에 절연 변압기를 삽입하고, 계산 유닛(1311)에 공급하는 위상 전압 측정을 위한 변압기를 부가하여 달성될 수 있다. 그러나, 알 수 있듯이, 소싱 및 싱크된 전류는 최소 저항의 경로를 따를 것이다. 그 결과, 네거티브 또는 포지티브 고조파를 각각 보정하기 위하여 등가 구내 부하(1340)에 소싱되거나 등가 구내 부하로부터 싱크되는 전류는 등가 구내 부하에 적용될 필요가 없을 것이다. 노드(1380A 및 1380B)는 등가 구내 부하와 그리드 등가 임피던스(1302) 사이에서 전류 분할기들을 형성한다. 일반적으로, 그리드 등가 임피던스는 등가 구내 부하(1340) 정도 매우 낮게 되거나 심지어 더 낮게 될 수 있다. 등가 구내 부하(1340)에 소싱되는 전류는, 등가 구내 부하(1340)에 소싱되는 대신에, 일반적으로 전력 그리드로 귀환하게 되는 것은 당연하다. 마찬가지로, 등가 구내 부하(1340)로부터 싱크되도록 의도되었던 전류는 대신에 그리드 등가 임피던스(1302)로부터 도출될 것이다. 결과적으로 전력 라인의 고조파 왜곡의 불완전 보정이 된다.
이를 위해, 도 11은 전류가 직렬 구성으로 등가 구내 부하(1540)에 선택적으로 싱크 또는 소싱되어, 도 10의 노드(1380A 및 1380B)에서 형성되었던 전류 분할기를 제거하는 전체 고조파 왜곡 보정 시스템(1500)을 도시한다. 도 10에 도시된 것처럼, 제 1 스위칭 트랜지스터(1508A) 및 제 2 트랜지스터(1508B)의 출력은 접지에 중심 탭(1574)을 갖는 변압기(1570)의 제 1차)에 연결된다. 그러나, 도 11의 구성에 있어서, 2차(1573)는 등가 구내 부하(1540)와 직렬도 연결된다. 선택적인 저역 통과 필터(1572 및 1575)는 2차(1573)와 그리드 등가 저항(1502) 사이와, 2차와 등가 구내 부하(1540) 사이에 각각 연결되어, 그리드(1501)로부터 스위칭의 모든 아티팩트 또는 다른 높은 주파수의 아티팩트를 필터링한다. 본 예시적인 실시예에 있어서, 포지티브 고조파를 보정하기 위해, 프로세싱 유닛은 PWM 신호를 네거티브 PFC 모듈(1535)에 연결된 트랜지스터(1508B)에 전송한다. 대응하는 전압 신호가 1차(1571) 양단에 형성될 때, 2차(1573)에 반영된다. 2차(1573)가 등가 구내 부하(1540)와 직렬로 되어 있기 때문에, 적은 저항의 경로를 제공하는 전류 분할기들이 존재하기 않으므로, 등가 구내 부하(1540) 이외로부터 싱크될 전류가 더 이상 존재하지 않는다. 마찬가지로, 전류가 등가 구내 부하(1540)에 소싱 되어야 하는 것을 의미하는, 네거티브 고조파 전류가 보정되어야 할 때, 전류는 전류가 흐르는 한 방향만을 갖는다. 이 결과로서 보다 완벽한 고조파 보정이 된다.
일부 응용들에 있어서, 스위칭 출력들(예를 들어, 트랜지스터(1508A 및 1508B 등)로부터 발생하는 EMI는 바람직하지 않거나 허용되지 않는다. 이를 위해, 싱킹 및 소싱 전류를 제공하는 포지티브 및 네거티브 전원들은 변조될 수 있거나, 변조의 필요성을 제거하기 위해 보다 신중하게 처리될 수 있다. 이를 위해, 클래스 G 및 클래스 H 전원은 도 6 내지 도 11에 설명된 시스템에 포함될 수 있다. 클래스 G 전원은 전력 소비를 감소시키고 효율성을 증가시키기 위해 "레일 스위칭(rail switching)"을 사용한다. 사용 가능한 복수의 전력 레일이 있으며, 다른 레일은 순간 전력 소비 요구 사항에 따라 사용된다. 그 결과, 구동될 신호와 전력 레일 사이에 작은 영역이 있게 된다. 따라서, 증폭기는 출력 트랜지스터들의 낭비 전력을 감소시킴으로써 효율성을 증가시킨다. 클래스 G 전원은 클래스 AB보다 효율적이지만, 스위칭의 네거티브 EMI 효과없이, 스위칭 해법에 비해 비효율적이다. 도 12a는 변조 신호(1203) 및 여러 전압 레일(1204A-1204F)을 나타내는 전압 축(1201)과 시간 축(1202)을 갖는 출력 그래프(1200)를 도시한다. t = 0에서 T =1까지, 변조 신호(1203)의 진폭은 VI보다 적다. 결과적으로, 클래스 G 전원은 전압 레일(VI)(1204C)에 동기한다. 스위칭 트랜지스터가 턴-온되어, t = 1 근처 시작에서 본 상승 기울기를 일으킬 때, 드라이버(예를 들어, 도 4의 전류 소스(831 및 832))는 열로서 전력을 소산시키고, 효율성을 잃는다. 레일(VI)(1204C)은 시간 t =1에서 변조 신호(1203)의 진폭에 비해 낮은 크기로 되기 때문에, 전체 비효율성은 많이 감소한다. 변조 신호(1203)의 진폭이 시간 t = 1 내지 t = 2에서 증가함에 따라, 보다 큰 크기의 전압 레일이 변조 신호를 구동하는 데 필요하다. 이를 위해, 레일(V2)(1204B)은 스위칭된다. 유사하게, 변조 신호(1203)의 진폭이 다시 증가하기 때문에, V3(1204)가 시간 t = 3 이후에 사용된다. 마찬가지로, 네거티브 주기에서, 네거티브 레일(1204D-1204F)은 변조 신호(1203)의 네거티브 진폭이 시간 t = 4에서 T = 6까지 증가할 때 순차적으로 스위칭된다.
도 12b는 클래스 H 전원의 출력(1250)을 도시한다. 클래스 H 증폭기는 클래스 G 전원의 경우와 같은 전원 레일을 변조하지만, 무한 가변 공급 레일을 형성하기 위해 공급 레인을 연속으로 더 변조하여 한 단계 진행한다. 이는 레일이 어떤 주어진 시간에서 출력 신호보다 절대 크기가 상대적으로 미세하게 더 크게 되도록 공급 레일을 변조하여 이루어진다. 그 결과, 출력 스테이지는 모든 시간에서 최대 효율로 동작한다. 그래프(1250)는 전압 축(1251)과 시간 축(1252)을 갖는다. 편의를 위해, 도 12A에 도시된 것과 동일한 변조 신호(1253)가 사용된다. 클래스 H 증폭기에 있어서, 전원 레일 전압(1254)이 밀접하게 변조 신호(1253)를 트레이스(trace)한다. 따라서, 변조 신호(1253)와 레일 전압(1254) 사이의 델타는 지속적으로 최소화된다. 그 결과, 구동 장치(예를 들어, 도 4의 전류 소스(831 및 832))가 효율적으로 구동된다.
도 12c는 고조파 왜곡 감소 시스템(1600)에서 클래스 H 전원의 구현을 도시한다. 클래스 H 전원은 포지티브 스위칭 전원(1620)과 네거티브 스위칭 전원(1630)에 DC 전압을 제공하는 정류기(1610)를 포함한다. 정류기(1610)는 위상(1603) 및 중성(1604) 라인들에 전기적으로 연결되어 이들로부터 AC 전력 소스를 수신한다. 선택적인 저역 통과 필터(1611)는 AC 전력 내의 원치 않는 노이즈 또는 아티펙트를 필터링할 수 있다. 정류기(1612)는 필터링된 AC 전력을 DC 전력으로 정류한다. 모든 알려진 편리하거나 응용 특정 정류 회로는 브리지 정류기로서 충분하다. 일부 실시예들에 있어서, PFC 모듈(1615)이 제공되어 제공되는 전력의 역률을 실질적으로 1로 되게 한다. 예를 들어, 도 1 및 도 2와 이에 대응하는 텍스트에서 설명된 것과 같은 역률 보정 회로가 사용될 수 있다. 포지티브 스위칭 공급(1610)은 스위칭 트랜지스터(1611)를 포함한다. 스위칭 트랜지스터(1611)는 도 6 내지 도 11에 설명된 것과 같이 작동하는 프로세싱 유닛(1650)으로부터 제어 신호를 수신하여 위상 라인(1603)의 샘플을 기준 신호로부터 감산함으로써 보정 신호를 형성한다. 제어 신호에 따라, 스위칭 트랜지스터(1611)는 PWM 신호의 포지티브 평균을 취하는 LC-플라이 휠 네트워크(1622)를 통해 통과하는 PWM 신호를 형성한다. 모든 아티팩트 또는 노이즈는 선택적인 저역 통과 필터(1623)에 의해 필터링된다. 과전류 센서(1624)는 전류 서지 상황을 제어하거나 제한하기 위해 제공된다. 마찬가지로, 네거티브 스위칭 공급(1630)은 스위칭 트랜지스터(1631)를 포함한다. 다시, 스위칭 트랜지스터(1631)는 프로세싱 유닛(1650)으로부터 제어 신호를 수신한다. 네거티브 스위칭 전원(1630)의 경우에, 프로세싱 유닛(1650)은 여러 도면들과 대응하는 텍스트에서 상기 설명한 것처럼, 보정될 포지티브 고조파가 존재하는 경우 제어 신호만을 전송한다. 제어 신호에 따라, 스위칭 트랜지스터(1631)는 PWM 신호의 포지티브 평균을 취하는 LC-플라이 휠 네트워크(1632)를 통해 통과하는 PWM 신호를 형성한다. 모든 아티팩트 또는 노이즈는 선택적인 저역 통과 필터(1633)에 의해 필터링된다. 과전류 센서(1634)는 전류 서지 상황을 제어하거나 제한하기 위해 제공된다.
도 12d는 클래스 H 전원을 갖는 왜곡 감소 시스템(1700)의 다른 실시예를 도시한다. 도 16의 실시예와 유사하게, 정류기(1710)는 위상(1703) 및 중성(1704) 라인들에 전기적으로 연결되어 이들로부터 AC 전력 소스를 수신한다. 저역 통과 필터(1711)는 AC 전력 내의 원치 않는 아티펙트를 필터링한다. 브릿지 정류기(1712)는 필터링된 AC 전력을 DC 전력으로 정류한다. 비록, 브릿지 정류기가 언급되었지만, 모든 알려진 편리하거나 응용 특정 정류 회로는 브리지 정류기로서 충분하다. 일부 실시예들에 있어서, PFC 모듈(1715)이 제공되어 제공되는 전력의 역률을 실질적으로 1로 되게 한다. 예를 들어, 도 1 및 도 2와, 대응하는 텍스트에서 설명된 것과 같은 역률 보정 회로가 사용될 수 있다. 포지티브 스위칭 공급(1710)은 스위칭 트랜지스터(1721)를 포함한다. 스위칭 트랜지스터(1721)는 도 6 내지 도 11에 설명된 것과 같이 작동하는 프로세싱 유닛(1750)으로부터 제어 신호를 수신하여 위상 라인(1703)의 샘플을 기준 신호로부터 감산함으로써 보정 신호를 형성한다. 제어 신호에 따라, 스위칭 트랜지스터(1721)는 PWM 신호의 포지티브 평균을 취하는 LC-플라이 휠 네트워크(1722)를 통해 통과하는 PWM 신호를 형성한다. 모든 아티팩트 또는 노이즈는 선택적인 저역 통과 필터(1723)에 의해 필터링된다. 과전류 센서(1724)는 전류 서지 상황을 제어하거나 제한하기 위해 제공된다. 포지티브 스위칭 전원(1710)에 의해 제공되는 변조된 포지티브 전력은 제 2 포지티브 스위칭 트랜지스터(1725)에 제공한다. 제 2 포지티브 스위칭 트랜지스터(1725)는 또한 프로세싱 유닛(1750)에 의해 제어된다. 바람직하게, 포지티브 스위칭 전원(1710)에 의해 제공된 변조 전력은 제 2 포지티브 스위칭 트랜지스터(1725)에 의해 수신된 PWM 신호를 밀접하게 추적한다. 그 결과, 도 12b의 출력 그래프에서 증명한 것처럼, 매우 작은 헤드 룸은 전원과 전력 수요 사이에 존재한다. 네거티브 스위칭 트랜지스터(1731)는 또한 프로세싱 유닛(1750)으로부터 제어 신호를 수신한다. 네거티브 스위칭 트랜지스터(1731)는, 전류가 등가 구내 부하(1740)로부터 싱킹되어야 하는 것을 의미하는, 포지티브 고조파가 검출될 때, 프로세싱 유닛(1750)에 의해 단지 활성화된다. 제어 신호에 따라, 네거티브 스위칭 트랜지스터(1731)는 LC-플라이 휠 네트워크(1732)를 통해 통과하는 PWM 신호를 형성한다. 선택적인 저역 통과 필터(1723)는 임의의 아티팩트 또는 노이즈를 필터링한다. 과전류 센서(1734)는 전류 서지 상황을 제어하거나 제한하기 위해 제공된다. 네거티브 스위칭 전원(1730)에 의해 제공되는 변조된 포지티브 전력은 제 2 네거티브 스위칭 트랜지스터(1735)에 제공한다. 제 2 네거티브 스위칭 트랜지스터(1735)는 또한 프로세싱 유닛(1750)에 의해 제어된다. 바람직하게, 네거티브 스위칭 전원(1720)에 의해 제공된 변조 전력은 제 2 포지티브 스위칭 트랜지스터(1725)에 의해 수신된 PWM 신호를 밀접하게 추적한다. 그 결과, 도 12b의 출력 그래프에서 증명한 것처럼, 매우 작은 헤드 룸은 전원과 전력 수요 사이에 존재한다.
도 13a는 선택기(1870)를 통해 태양광 발전 시스템(도시하지 않음)을 포함하는 고조파 왜곡 감소 시스템(1800)의 다른 구현을 도시한다. 도 13a에 도시된 시스템의 장점과 가치를 설명하기 이전에, 종래의 태양광 전달 시스템을 이해하는 것이 유용하다. 도 13b는 종래의 표준 태양광 전달 시스템(1890)을 도시한다. 태양 전지 패널(1891)은 햇빛을 가장 많이 받을 수 있도록 장착된다. 태양 전지 패널(1891)은 역 전류로부터 태양 전지 패널(1891)을 보호하는 다이오드(1892)를 통해 정류기(1893)에 전기적으로 연결된다. 정류기(1892)는, 배터리(1894) 및 인버터(1895)로 12VDC(또는 다른 원하는 전압)을 유지하면서, 태양 전지 패널(1891)로부터 사용할 수 있는 전류를 분할한다. 배터리(1894)는 버퍼로서 동작하여 태양 전지 패널(1891)이 햇빛의 부족으로 인해 전류의 생성을 종료하는 경우 인버터(1895)에 흐르는 전류를 유지한다. 태양 전지 패널(1891)이 DC 전류만을 생성하기 때문에, 인버터는 DC 전류를 AC 전류로 또한 변환해야 하며, 그래서, 전력은 주거 등가 부하와 호환된다. 인버터는 도 12c의 1603 및 1604와 같은 라인(또는 위상) 및 중성 라인들에 연결된다. 인버터(1895)는 또한 인버터(1895)와 정류기(1893) 사이에 연결된 퓨즈(1897)에 의해 보호된다. 정류기(1893), 인버터(1895) 및 배터리(1894) 모두는, 시스템(1890)이 설치되어 있는 주택 아래의 접지에 삽입되는 일반적으로 긴 금속 막대인 어스 스파이크(earth spike)(1896)를 통해 접지에 또한 연결된다. 그러나, DC-AC 인버터가 비효율적인 것이 잘 알려져 있다. 가장 효율적인 설계는 태양 전지 패널 1891에 의해 생성되는 에너지의 15%가 열이나 기계적 진동에 낭비되는 것을 의미하는 약 85%의 효율에 도달한다.
이를 위해, 도 13a는 비효율적이고 복잡한 인버터를 사용하지 않고 등가 구내 부하(1850)에, 또는 역으로 전력 그리드(1801)에 태양 광을 부가할 수 있는 능력을 갖는 고조파 왜곡 감소 시스템(1800)을 도시한다. 고조파 왜곡 감소 시스템(1800)은 DC 전력 소스(1810)를 포함한다. DC 전력 소스(1810)는 위상(1803) 및 중성(1804)에 연결되어 이들로부터 AC 전력을 수신한다. 선택적인 저역 통과 필터(1811)는 위상 라인(1803) 내의 임의의 고조파 또는 아트펙트를 필터링한다. 바람직하게, 절연 변압기(1812)가 제공되어 태양 광 시스템 (나중에 설명)의 위상 및 중성 라인(1803 및 1804)을 갈바니 절연한다. 그런 다음, 브리지 정류기(1813) 컨버터는 AC 전원을 DC 전원으로 정류한다. 비록, 브릿지 정류기(1813)가 도시되어 있지만, 임의의 정류 회로 또는 수단을 사용할 수 있다. 선택적으로, PFC 모듈(1814 및 1815)은 전원(1814 및 1815) 내의 전류 왜곡을 보정할 수 있고, 전류 고조파 왜곡을 실질적으로 0으로 되게 한다. DC 전력 소스(1810)는 스위치(1870)에 연결된다. 스위치(1870)는 외부 DC 전력 소스로서 DC 전력 소스(1810) 또는 태양 광 시스템(도시하지 않음)을 선택적으로 연결한다. 스위치(1870)는 측정, 프로세싱 및 메모리 유닛(1820)에 의해 제어된다. 유닛(1820)은 하루의 시간과 프로그램된 일출과 일몰 일정에 기초하여 DC 전력 소스(1810)와 태양 광 시스템 사이를 자동으로 스위칭하도록 프로그래밍될 수 있다. 또는, 유닛(1820)은 태양 광 시스템의 순간 전류 발생 능력에 따라 DC 전력 소스(1810) 또는 태양 광 시스템 중 하나에 스위치를 지시할 수 있다. 태양 광 시스템이 측정된 고조파 에러를 보정하기 위해 충분한 전력을 생성하는 경우, 태양 광 시스템은 시스템(1800)으로 스위칭될 수 있다. 태양 광 시스템에 의해 제공되는 임의의 초과 전력은 등가 구내 부하(1850)에 의해 사용될 수 있다. 스위치(1870)는 DC 전력 소스(1810) 또는 태양 광 시스템에 의해 제공되는 포지티브 DC 전력을 전환하는 포지티브 스위칭 회로(1830) 및 네거티브 DC 전원(1815)에 연결된다. 네거티브 스위칭 회로(1840)는 네거티브 전원(1815)에 의해 제공되는 네거티브 DC 전력을 변조한다. 포지티브 스위칭 회로(1830) 및 네거티브 스위칭 회로(1840)는, 상술한 여러 실시예에 설명한 것처럼, 프로세싱 유닛(1825)에 의해 제어되며, 포지티브 PWM 신호는 네거티브 고조파 에러 및 그 반대로 보정하기 위해 생성된다. 바람직하게, 갈바니 절연은 고주파수 변압기(1880)에 의해 제공된다. 고주파수 변압기는 태양 광 시스템에 의해 야기된 전류의 어떤 잠재적인 스파이크로부터 등가 구내 부하(1850)와 그리드(1801)를 절연한다. 사실상, 이러한 절연은 태양 광 시스템의 규정에 의해 요구될 수 있다. 선택적인 저역 통과 필터(1881)는 임의의 아티팩트 또는 노이즈를 필터링하기 위해 제공된다. 바람직하게, 인버터(1895)를 한쪽으로 남겨두고, 도 13b에 도시된 것과 같은 태양 광 시스템(1890)은 매우 높은 효율로 고조파 왜곡 감소 시스템(1800)이 구현될 수 있다. 또한, 2차(1882) HF 변압기(1880)는 등가 구내 부하(1850)와 병렬로 연결된 것으로 도시되어 있다. 본 공개의 이득을 갖는 통상의 지식을 가진 사람은 알 수 있다.
도 13a에 설명된 시스템의 장점은 도 13c에 그래픽으로 도시되어 있다. 도 13c는 전류 축(I) 및 시간 축(t)을 갖는 그래프(1875)를 도시한다. 제 1 출력 곡선(1876)은 크게 왜곡되는 전류 파형을 나타낸다. 여러 도면들 및 이에 대응하는 텍스트에서 설명한 수단 및 방법을 통해, 단일 해칭된 영역으로 표시된 고조파 왜곡(1872)이 포지티브 및 네거티브 고조파 에러들을 각각 보정하기 위해 전류를 선택적으로 싱킹 및 소싱하여 보정될 수 있음을 도시한 것이다. 보정된 전류 파형(1877)이 형성된다. 그러나, 도 13c의 시스템(1800)의 구현과 함께, 태양 광 시스템으로부터 추가 에너지를 부가하는 것이 가능하다. 결과적으로, 새로운 전류 파형(1878)은 이중 교차 해칭 영역에 의해 표시되는 추가적인 부가된 전류(1873)에 의해 형성된다. 위에서 설명한 바와 같이, PWM 변조는 도 8의 트랜지스터(1308A 및 1308B)와 같은 전류 소스들을 제어하는 매우 효율적인 방법이다. 작동에 있어서, 태양 광 시스템에 의해 생성된 DC 전류는 종래의 태양 광 시스템에서 발견되는 인버터로 인한 손실없이 등가 구내 부하에 의해 사용되는 AC 전력으로 변환된다.
도 13a는 2-배선 또는 3-배선 위상 전력 네트워크 구성을 위한 태양 자체 생성 및 고조파 왜곡 보정을 위한 양호한 구현이다. 다른 실시예들에 있어서, 태양 자체 생성 및 고조파 보정 왜곡은 3-배선 또는 4-배선 분할 위상 전력 네트워크 구성(위상, 분할 위상, 중성 및 선택적으로 어스)의 경우에 구현될 수 있다. 이러한 경우, 변압기(1890)는 입력과 출력에서 동일한 이중 권선을 갖는 변압기로 대체된다. 입력 구성은 도 13a와 동일하다. 2-출력 권선은 중간 지점에서 중성에 연결되지만, 권선들의 서로 다른 액세스는 위상 및 분할 위상에 각각 연결된다. 1891과 유사한 두 개의 선택적인 저역 통과 필터는 위상에 부착된 배선 및 분할 위상에 부착된 배선 상의 PWM 변조를 필터링하는 데 사용될 수 있다.
또한, 4-배선 또는 5-배선 3상 전력 네트워크 구성(3-위상, 중성, 및 선택적으로 어스)을 위한 태양 광 자기 생성 및 고조파 보정 왜곡에 대한 양호한 구성이 제공될 수 있다. 이 경우, 변압기(1890)는 입력에서 동일한 이중 권선을 갖지만, 출력에서 3-권선을 갖는 변압기로 대체된다. 입력 구성은 도 13a와 동일하다. 출력 권선의 구성은 델타 또는 스타 구성이 될 수 있다. 스타 구성에 있어서, 공통 노드는 중간 지점에서 중성에 연결되지만, 권선들의 각각 다른 액세스는 3-위상의 각각에 연결된다. 1891과 유사한 세 개의 선택적인 저역 통과 필터는 각각의 위상에 부착된 배선 상의 PWM 변조를 필터링하는 데 사용될 수 있으며, 공통 출력 노드는 중성에 연결된다. 다중 위상/다중 배선 시스템 및 회로에 관한 여러 추가적인 상세한 사항 및 개략적인 다이어그램은 2011년 1월 25일자 미국 가출원 제 61/435,921 호에 기재되어 있으며, 이 전체 내용은 본 명세서에 포함된다.
도 14a는 고조파 왜곡 보정 시스템(1900)의 다른 예를 도시한다. 본 실시예에 있어서, 고조파 왜곡 보정 시스템(1900)은 이후 왜곡을 보정하기 위해 고조파 왜곡의 에너지를 포착하여 사용할 수 있다. 왜곡이 소산 처리가 아니기 때문에, 즉, 왜곡의 에너지가 열로 소산되지 않기 때문에, 전력 네트워크가 실질적으로 제로의 평균 또는 DC 값을 가질 때, 자신의 왜곡 에너지로 전류 파형을 변형할 수 있다. 일반적으로, 시스템(1900)은 무효 성분 내의 왜곡 에너지를 저장하고, 비슷하거나 작지만 반대 진폭을 갖는 에너지 값의 왜곡을 나중에 방출한다. 무효 성분들은 캐패시터 또는 인덕터가 될 수 있다. 캐패시터가 본 명세서에 설명되어 있지만,본 공개의 이득을 갖는 통상의 지식을 가진 사람은 캐패시터를 인덕터로 대체하는 유사한 구현이 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있다. 우선, 나중의 사이클에서 왜곡을 보정하기 위해 수집 및 재생되어야 하는 에너지의 그래픽 표현을 위한 왜곡된 전류 파형들을 살피는 것이 도움이 될 것이다. 이를 위해, 도 14b는 전류 대 시간 출력 그래프(1980)를 도시한다. 그래프(1980)는 전류 진폭 축(1981) 및 시간 축(1982)을 갖는다. 고조파 왜곡(1986)을 갖는 전류 파형, 기준 전류(1987), 및 차 신호(1988)로서 세 파형이 표현된다. 차 신호(1988)의 곡선하에 3가지 영역은, 수집 및 저장하고, 나중에 반대 진폭의 동일 또는 낮은 왜곡을 보정하기 위해 사용될 수 있는 왜곡 에너지를 표현할 때 특히 관심이 있다. 제 1 영역(E1)(1983)은 네거티브 합 왜곡 에너지, 제 2 영역(E2)(1984)은 포지티브 합 왜곡 에너지이며, 제 2 영역(E3)(1985)은 다시 네거티브 합 에너지이다. 파형의 부분이 보정 사이클(T)의 절반을 나타낼 때, 동일 및 반대 고조파 에너지는 보정 사이클(T)의 1/2에 나타난다. 그 결과, E4 1983', E5 1984' 및 E6 1985'는 E1 1983, E2 1984 및 E3 1985에 동일 및 반대 크기 에러가 되고, E1 1983, E2 1984 및 E3 1985의 저장된 에너지를 부가하여 보정될 수 있다. 도 14a를 다시 참조하면, 저장 요소(C1 1910, C2 1915 및 C3 1920)는 고조파 에너지를 저장 및 방출하기 위해 제공된다. 이전 실시예에 있어서와 같이, 시스템(1900)은 등가 구내 부하(1940)와 전기 계량기(1901) 사이에 연결된다. 프로세싱 유닛(1920)은, 포지티브 또는 네거티브 고조파 에너지가 수집되어야 할 때, 캐패시터(C1 1910, C2 1915 및 C3 1920)가 시스템(1900)에 연결되어 있는지를 제어한다. 프로세서 유닛(1920)은 상기 상세히 설명된 여러 실시예와 실질적으로 유사한 평균 및 감산 부분(1921)을 포함하는데, 즉, 평균 및 감산 부분(1921)은 위상 라인(1902) 내의 전류를 기준 신호와 비교하여 이에 따라 보정 신호를 생성한다. 부가적인 프로세싱 회로(1922)는 에너지를 충전 또는 방전하고, 동시에 다음 절반의 사이클로부터 대응하는 역 에너지를 충전 또는 방전할 때 C2 1915 또는 C3 1920 중 하나를 활성화하기 위해 제공된다. 각각의 캐패시터는 스위치(1912, 1917 및 1922)에 의해 충전 또는 방전된다. 스위치(1912, 1917 및 1922)는 도 14b의 에러 신호(1986)에 따라 PWM 신호를 생성하는 프로세싱 유닛(1920)에 의해 제어된다. 캐패시터(C1 1910 및 C2 1915)는 포지티브 DC 전원(1905)에 의해 생성된 DC 전류를 운반하는 포지티브 전압 라인(V+ 1907)과 위상 라인(1902) 사이에, 또는 위상 라인(1902)과 중성 라인(1903) 사이를 스위치(1913 및 1918)에 의해 선택적으로 연결될 수 있다. 캐패시터(C2)는 등가 구내 부하(1940)와 병렬로 연결되어 있다. 표(3)는 도 14b의 에러(1986)에 대해 캐패시터(C1 1910, C2 1915 및 C3 1920)를 충전 및 방전을 위한 예시적인 커플링 방식을 도시한다. 표(3)는 이벤트 순서, 어떤 캐패시터가 충전 또는 방전되는지, 어떤 캐패시터가 연결되는지, 그 연결 상태, 어떤 에너지가 충전되는지, 및 방전의 결과를 디스플레이한다. 또한, 하나 이상의 원칙을 명심해야 한다. 캐패시터는 전위차에 의해서만 충전될 수 있으며, 이에 의해, 1/2 포지티브 사이클 동안 캐패시터를 충전하기 위해, 한 전극에 대해 V+ 1907과 같은 포지티브 DC 고전압과 다른 전극에 대해 중성 N 1903, 위상 P, 또는 네거티브 DC 고전압(V-) 사이에 연결되어야 한다. 동일한 원칙은 네거티브로 충전하는데 적용되는데, 캐패시터는 하나의 전극에 대해 V-와 다른 전극에 대해 N, P, 또는 V+에 연결되어야 한다. 도 14a의 예에 있어서, 네거티브 전원은 명확성을 위해 도시되지 않았다. 그러나, 본 공개의 이익을 갖는 통상의 지식을 가진 사람은, 도 4 내지 도 14D 및 해당하는 텍스트에 기재된 것처럼, 네거티브 DC 전압이 생성될 수 있음을 알 수 있다.
순서 캐패시터 커플링 상태 에너지 결과
1 C1 P 및 V1- V-에 의해 충전 E1 왜곡 E1 삭제. 및 E4를 삭제하기 위한 에너지 저장
2 C2 P 및 N P에 의해 충전 E2 왜곡 E2 삭제, 및 E5를 삭제하기 위한 에너지 저장
3 C3 P 및 V- V-에 의해 충전 E3 왜곡 E3 삭제 및 E6을 삭제하기 위한 에너지 저장
4 C1 P 및 N, 또는 P 및 V+ N으로 방전, 또는
P로 방전		 E4 E1 에너지는 왜곡 E4를 삭제하고 캐패시터는 그 에너지를 0으로 격감
5 C2 P 및 N N으로 방전 E5 E2 에너지는 왜곡 E5를 삭제하고 캐패시터는 그 에너지를 0으로 격감
6 C3 P 및 N, 또는 P 및 V+ N으로 방전, 또는
P로 방전		 E6 E3 에너지는 왜곡 E6를 삭제하고 캐패시터는 그 에너지를 0으로 격감
CI 1910, C2 1915 및 C3 1920을 통해 흐르는 전류는 어떤 방향으로도 흐를 수 있다. 바람직하게, 각각의 PWM 제어 스위치(1912, 1917 및 1922)는, 예를 들어, 병렬 및 역방향(즉, 드레인에서 소스로, 및 그 반대로)으로 연결된 두 개의 트랜지스터에 의해 구현되는 양방향 스위치이다. 바이폴라, MOS, IGBT 또는 JFET를 포함하는 모든 트랜지스터가 이용될 수 있지만, 이들에 제한하지 않는다. 선택적으로, 각각의 캐패시터(CI 1910, C2 1915 및 C3 1920)는 프로세서 유닛(1920)에 의해 생성된 변조 신호를 필터링하기 위해 PWM 필터(1911, 1916 및 1921)에 각각 연결된다.
일부 응용들에 있어서, 간단한 토폴로지를 갖고, 동시에 미래의 고조파 내용을 보정하는 고조파 에너지를 사용할 수 있는 능력을 갖는 것이 바람직하다. 이를 위해, 도 14c는 간단한 고조파 왜곡 보정 시스템(1990)을 도시한다. 고조파 왜곡 보정 시스템(1990)은 전원 라인의 모든 왜곡의 일부를 보정한다. 도시된 실시예에 있어서, 왜곡 보정은 에러(E2 1984 및 E5 1984')가 생성되는 시간의 기간 동안 유효하다. 달리 기술하면, 전원 라인에서 전류가 절대값에서 기준 전류보다 큰 경우이다. 왜곡이 예를 들어, 도 4 내지 도 13의 시스템에 의해 달리 계산되는 일부 응용들에 있어서, 도 14c의 실시예와 같은 더욱 간단한 실시예는 충분하다. 시스템(1990)은 전기 계량기(1901)와 등가 구내 부하(1940) 사이에서 위상 라인(1902) 및 중성 라인(1903)에 다시 연결된다. 하나의 캐패시터(1991)는 스위치(1992)에 의해 등가 구내 부하(1940)와 병렬로 선택적으로 연결된다. 스위치(1992)는 프로세싱 유닛(1995)에 의해 제어된다. 위상 라인(1902)의 전류가 왜곡되어 기준 신호보다 크게 될 때 1/2 포지티브 기간(예를 들어, 도 14b의 에러 E2 1984가 형성될 때)동안, 캐패시터(1991)는 충전하여 왜곡 내용인 초과 에너지를 저장한다. 1/2 네거티브 기간 동안, 동일하게 발생하지만 역 전류 부호를 갖고, 캐패시터(1991)는 방전하여 네거티브 고조파 에너지를 계산하는 포지티브 공급으로서 동작한다. 바람직하게, 캐패시터(1991)는 위상(1902)과 중성(1903) 라인들 사이에 연결되고, 다른 전류는 임의의 다른 전위 또는 노드들에 흐르지 않게 되어, 이에 의해 효율은 증가한다. 단일 캐패시터가 도 14a 및 14c의 실시예에 일반적으로 언급되어 있지만, 캐패시터의 뱅크가 사용될 수 있음을 알 수 있다.
도 14d는 나중에 고조파 왜곡을 보정하기 위해 고조파 에너지를 재생하는 능력을 갖는 고조파 왜곡 감소 시스템(2000)의 다른 실시예를 도시한다. 시스템(2000)은 전기 계량기(2001)와 등가 구내 부하 사이에 연결된다. 시스템(2000)은 위상(2002) 및 중성(2003) 라인들에 각각 연결된 네거티브 DC 전원(2015) 및 포지티브 DC 전원(2010)을 포함한다. 제 1 캐패시터(2030)는 세 개의 포지션 스위치(2032)에 의해 포지티브 DC 전원(2010), 네거티브 DC 전원(2015) 또는 중성 라인(2003)에 선택적으로 연결된다. 제 1 캐패시터(2030)는 위상 라인(2002)에 또한 연결된다. 제 1 캐패시터(2030)의 충전 및 방전은 프로세싱 유닛(2020)에 의해 생성된 PWM 신호에 의해 또한 제어되는 스위치(2033)에 의해 제어된다. 선택적으로, PWM 필터(2031)는 프로세싱 유닛(2020)에 의해 생성된 PWM 변조 신호를 필터링한다. 제 2 캐패시터(2040)는 선택적으로 등가 구내 부하(2040)와 병렬로 연결된다. 마찬가지로, 제 2 캐패시터(2040)의 충전 및 방전은 프로세싱 유닛(2020)에 의해 제공되는 PWM 신호에 의해 또한 제어되는 스위치(2043)에 의해 제어된다. 고효율로 잘 알려져 있는 PWM 제어 신호들이 본 명세서에 설명되었지만, 스위치(2033 및 2043)를 제어하는 임의의 방법 및 수단이 이용될 수 있다. 프로세싱 유닛(2020)에 의해 제공되는 PWM 변조 신호를 PWM 필터(2041)가 필터링한다. 바람직하게, 시스템(2000)은 제 1 캐패시터(2030)에서 적어도 하나의 에너지 저장 요소로부터 경로를 중성 라인(2003)에 제공하므로, 그 요소는, 저장 요소가 포지티브 DC 전원(2010) 또는 네거티브 DC 전원(2020)에 연결되지 않으면서, 중립 라인(2002)으로 방전하기 때문에 큰 효율에 영향을 주는 중립 라인(2003)에 방전할 수 있다. 고조파 왜곡 보정 시스템 및 회로에 대한 추가적인 실시예 및 예들은 2007년 1월 19일자로 미국에 출원된 미국 임시 특허 출원 제 61/435,658에 기재되어 있으며, 그 내용 전체는 본 명세서에 포함된다.
프로세싱의 대체 방법
상기 여러 실시예들에 있어서, 보정 신호에 도달하기 위해 아날로그 프로세싱이 일반적으로 논의되었다. 상술한 것과는 달리, 모든 실시예에 있어서, 아날로그 성분들은, 전류를 선택적으로 싱킹 또는 소싱하거나, 고조파 에너지를 저장 및 사용하기 위한 캐패시터의 충전을 제어하기 위한 스위치를 제어하는 보정 신호에 도달하기 위해 비교, 감산 및 변조한다. 그러나, 프로세싱은 푸리에 변환의 사용과함께 디지털 도메인에서도 실행될 수 있다. 전류, 전압, 유효 전력, 무효 전력, 위상(전류 대 전압), 제로 교차 이벤트, 유효 전력 THD, 무효 전력 THD, 전압 THD, 전류 THD, I_RMS, U_RMS, 역률, 또는 한 신호의 다른 유용한 구성 성분과 같은 아날로그 신호들은 하나 이상의 아날로그-디지털 변환기(ADC)에 의해 디지털화된다. 본 공개의 이익을 갖는 통상의 지식을 가진 사람은 디지털 프로세싱의 구현이 DSP 프로세서 또는, ASIC 또는 FPGA, 및 메모리와 함께 실행될 수 있음을 알 수 있다. 여러 셸 프로세서 또는 어레이는 자일링스(Xilinx), 아날로그 장치, 다른 공급자들로부터 사용될 수 있다. 바람직하게, 이러한 프로세서는 유연하고 가장 큰 효율을 위해 부분적인 디지털 및 부분적인 아날로그 프로세싱을 감안한다. 이때, 출력 아날로그 신호는 하나 이상의 아날로그 변환기(DAC)에 의해 생성되거나, PWM 또는 변조된 아날로그 신호들과 같은 디지털 또는 의사-디지털 신호로부터 내부적으로 파생될 수 있다. 이러한 구현은 과전압, 과전류, 과 전력, 과 온도 및 기타 관련된 입/출력 파라미터 값들에 대한 보호 회로를 또한 포함할 수 있다. 잘 알려진 바와 같이, 아날로그 신호들은 디지털 신호로 디지털화될 수 있으며, 디지털로 조작될 있다.
예시적인 방법에 있어서, PF 및 THD 장애를 갖는 위상 라인에서의 전체 전류는 다수의 사이클 동안 측정, 양자화 및, FFT 또는, DFT와 같은 다른 변환으로 주파수 도메인에서 변환된다. FFT는 신호 기간(예를 들어, l/60Hz) 당 한번, 또는 그 기간 내에 짧은 시간에 여러 번 측정된 전체 전류에 따른 다수의 지점 상에서 처리될 수 있다. 실수 및 허수 벡터 결과들 모두가 도출될 수 있다. 윈도우잉(windowing)은 비주기 FFT 샘플링으로 인한 FFT에서 생성된 아티팩트를 감소시키는데 사용될 수 있다. 한(Hann), 해밍(Hamming), 블랙맨(Blackman), 코사인, 직사각형과 같은 이미 공지된 윈도우가 사용될 수 있다. 바람직하게, FFT에 입력되는 샘플 값들의 수는 전류 신호 주기의 정수배에 일치한다. 바람직하게, FFT에 입력 된 샘플 값의 개수는 전류 신호 기간의 정수 시간에 일치한다. FFT에 작성된 아티팩트를 감소 및 억제하고, 만일 있다면, 간단한 프로세싱과 FFT 고주파수 또는 진폭 구별을 위해 바람직한 윈도잉의 필요성을 감소시킬 수 있다. 또한, 샘플 값들의 개수는 전류 입력 신호의 기간의 개수, 예를 들어, 2 내지 50과 동일하다. 이상 전류 주파수 응답 Iref(f)가 사용될 수 있고 입력 전류의 RMS 값으로 다시 스캐일링될 수 있다. 사이즈(n) Iref(f) 및 Itot(f)의 복소 벡터 모두는 각각의 인덱스(j=1, ..., n)에 비교되어, Corr_l(f) = Real {Corr_I(f) + Im {Corr_I(f)}으로 표시된 복소 에러 벡터를 생성한다. 이득 루프 필터 및 다른 프로세싱은 이후에 적용될 수 있다. 에러 벡터 신호 Corr_l(f)는 앨리어싱을 피하기 위해 시간 도메인으로 역변환되어 저역 통과 필터링 될 수 있다. 필터링 에러 신호는 보정 신호를 변조하는 변조 신호로서 사용될 수 있다. 동시에, 에러 신호의 포지티브 값들은 싱크/소스 전력 트랜지스터를 ON으로 전환하도록 변조된 에러 신호를 허용한다. 마찬가지로, 에러 신호의 네거티브 값들은 싱크/소스 전력 트랜지스터를 ON으로 전환하도록 변조된 에러 신호를 허용한다. 소스 및 싱크 트랜지스터(반대 부호)로부터의 전류는 전원 라인의 왜곡을 취소하고 이상적인 PF보다 낮게 되게 하는 것과 같은 합계 네트워크 전력 노드에 부가된다.
디지털 프로세싱에 기초한 다른 방법은, Itot (t)라고 칭하는 입력 신호인 전체 전류가 주기적이고, 결정론적인 신호로서 다루기 위해 본질적으로 주기적이고 충분히 결정된다는 사실을 이용한다. 세 가지 경우를 구별할 수 있다. 첫째, 전력 네트워크 상태가 동작할 때, 기기는 상태를 변경하지 않는다. 즉, 전류(및 전압)는 무효 부하 PF 또는 THD로 인한 위상 지연을 포함할 수 있다. 전류 에러 신호는 주기적이다. 둘째, 전력 네트워크 상태가 서서히 변화할 때(변화의 속도가 AC 전원 네트워크 주파수보다 훨씬 느림), 하나 이상의 기기가 5초 동안 전체 비율로 설정하는 모터와 같이 느리게 그들 상태를 변경할 수 있다. 이 경우에, 신호는 제로-교차 기간에 대해, 그리고, 기간에서 기간까지의 거의 일정한 파형 진폭에 대해 주기적이다. 셋째, 전력 네트워크 상태가 변화의 중간 또는 높은 속도(변화의 속도가 AC 전원 네트워크 주파수보다 빠름)로 변화한다. 이 경우에, 하나 이상의 기기는 ON 또는 OFF로 스위칭하는 것처럼 그들 상태를 변경할 수 있고, 신호는 제로-교차 기간에 대해 주기적이지만, 천이의 기간 동안 파형 형태 및 진폭에 대해 주기적이지 않다.
처음 두 가지의 범주하에 다루어 임의의 영향을 보정하는 것이 바람직하다. 세 번째 범주로 인한 영향은 피드백 루프 반응 시간의 범위까지 보정될 수 있다. 예를 들어, 루프 피드백 반응 시간이 RT이고, 0.2초인 경우, RT 초보다 짧은 임의의 이벤트는 범주(2)에 해당하고 보정될 것이다. 그러나, RT보다 빠른 경우에는, 이벤트는 RT보다 짧은 시간의 기간 동안 보정될 수 없다. 전류 에러 신호는 위상 시프트될 수 있거나 여러 고조파 왜곡을 포함할 수 있는 이상적인 전류파와 덜 완벽한 측정된 전류파 사이의 비교로부터 얻어진다. 실제로, 표준 비례- 적분기-미분 PID 컨트롤러는 입력 신호 또는 에러 입력 신호가 고정도 수렴도 하지 않는 모든 시간에 대해 시간에 따라 변화하는 경우 루프를 제어할 수 없을 것이다. 이를 위해, PLL 또는 다른 제로-교차 검출기는, 예를 들어, 60HZ 및 위상에 대해, 입력 전류 주파수/위상과 프로세스를 동기화하도록 구현된다. 또한, 전류 신호는 n 비트로 양자화된다. 다음에, 에러 신호가 작성되는데, 즉 입력 전류와 전류 기준 사이의 차가 된다. 그 전류 기준은 입력 전류 신호와 동기화되어야 하고 그 RMS 값과 정규화되어야 한다. 전류 기준 신호(순수 사인파)는 전압 입력 파형으로부터 생성될 수 있고, 입력 전압 파형으로 고정된 PLL에 의해 내부적으로 재-스케일링 또는 작성될 수 있다. 에러 입력 값은 입력 전류 중 하나의 사이클과 정확하게 같게 되는 한 라인을 갖도록 한 라인씩 메모리에 저장된다. 로직 동기화 신호는 컬럼 제로에 기록하는 메모리를 재설정하기 위한 각각의 제로 교차 이벤트에서 생성될 수 있다. 동기화 로직 신호는 PLL 또는 제로 교차 검출기에 의해 생성될 수 있다. 완전한 사이클을 포착하기 위해, 단지 네거티브에서 포지티브로(또는 포지티브에서 네거티브로)의 천이가 사용될 수 있다.
실제 샘플링 속도는, 60 HZ 사이클, 0.6 K 샘플/초, 및 3M 샘플/초에 대해서 전류 입력 주파수보다 빠른 10 내지 50,000 범위에 있다. 양호한 값은 예를 들어, 다음 수식을 만족하는 값이 된다. N * 1/fs = T_i (t), 여기서, N은 한 기간 내의 샘플들의 개수, fs는 샘플링 주파수, 및 T_i(t)는 입력 신호 i(t)의 기간이다. 예를 들어, T_i (t)는 l/60Hz이고, FS = 샘플링 주파수, 및 N = 100가 되고, 샘플링 주파수는 fs = 6.0 K 샘플/ 초가 된다. 본 방법의 핵심은, 제어 루프 피드백 메커니즘(컨트롤러)이 한 포인트씩 각각의 컬럼에 대한 신호를 제어할 수 있는 것처럼, 한 컬럼씩 메모리를 판독하는 것이다. 이러한 과정은 디지털적으로 구현되고, 컬럼 당 하나의 컨트롤러가 이용될 수 있거나, 피드백 제어(멀티 컨트롤러)의 진보된 방법이 이용될 수 있거나, 심지어, 하나의 컬럼에 마스터 컨트롤러가 다른 데이터 컬럼에 대해 n-1 슬레이브 컨트롤러와 함께 사용될 수 있다. 컨트롤러는 PID 또는 임의 변형(P, I, D, PD, PI), 선형 제어, 칼만 필터, 퍼지 로직, 뉴런, 유전자 알고리즘, 적응 제어, AI, 기계 학습, 최적 제어, MPC, LQG, 강력한 제어, H-인피니티 루프 형상, 및 확률 제어를 포함하거나 이들의 형태가 될 수 있다. 이후에, 출력 값은 라인당 판독되고, 컨트롤러에 의해 처리되며, 임시 레지스터에 저장되어 샘플당 출력되며, 다시 아날로그 값으로 변환된다. 안티-앨리어싱 필터는 다음과 같다. 보정 신호가 생성되면, 상기 상세히 설명한 것처럼 전류를 싱크 또는 소싱하는데 사용될 수 있다. FFT 또는 DFT를 사용하여 신호들의 디지털 처리를 실현하기 위한 여러 추가적인 상세 및 개략적인 다이어그램은 2011년 1월 19일자 미국에 출원된 가출원 번호 제 61/435,658 호에서 개시되어 있으며, 그 전체 내용은 본 명세서에 포함된다.
본 발명은 발명의 구성 및 동작의 원리에 대한 이해를 돕기 위해 세부 사항을 포함하는 특정 실시예에 설명되었다. 본 명세서에 특정 실시예 및 그 세부 정보에 대한 참조는 본 명세서에 첨부한 특허 청구범위를 제한하기 위한 것은 아니다. 따라서, 본 기술 분야에 통상의 지식을 가진 사람은 특허 청구 범위에 정의된 것과 같은 발명의 정신과 범위에 벗어나지 않고 예시를 위해 선택된 실시예로 여러 다른 변경안들이 만들어질 수 있다는 것을 쉽게 알 수 있을 것이다.
101, 201: 전기 계량기
106: 메모리
112: 선택적인 필터(들)
108A~108C: 스위치 드라이버

Claims (48)

  1. 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템으로서,
    a. 전력 라인의 왜곡을 갖는 전기 신호의 적어도 일부를 원하는 기준 신호와 비교하여, 보정 신호를 형성하는 전기 회로 및;
    b. DC 정류기 및 태양광 패널 중 하나로부터의 전류를 상기 보정 신호에 따라 왜곡을 갖는 전기 신호로 선택적으로 싱크 및 소싱하여 왜곡을 보정하고, 태양광 패널으로부터의 부가 전류를 부하 또는 전력 그리드 중 적어도 하나로 선택적으로 부가하기 위한 전기 회로를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 태양광이 전류를 생성할 때를 결정하기 위한 프로세서를 더 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서, 전류를 싱크 및 소싱하기 위해 상기 DC 정류기 및 상기 태양광 패널 사이를 스위칭하기 위한 프로세서를 더 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서, 변압기를 더 포함하고, 상기 변압기는 상기 전력 라인으로부터 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 전기 회로를 갈바니(galvanically) 절연하기 위한, 1차 권선 및 2차 권선을 갖는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 2차 권선은 상기 부하와 병렬로 결합되는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 2 차 권선은 상기 부하와 직렬로 결합되는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서, 왜곡은 고조파 왜곡, 노이즈, 높은 스펙트럼 노이즈, 및 진폭 변조 중 하나를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서, 노이즈를 갖는 전기 신호의 역률을 실질적으로 1로 하는 역률 보정 모듈을 더 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 역률 보정 모듈은,
    a. 전력 라인에 연결된 제 1 부하의 무효 전력(reactive power)을 측정하기 위한 센서; 및
    b. 상기 제 1 부하의 무효 성분에 중화하기 위해 상기 제 1 부하와 결합하기 위한 복수의 비트 무효 부하를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  10. 제 1 항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 전기 회로는 적어도 하나의 제어되는 전류원에 보정 신호를 인가하고, 제어되는 전류원은 DC 정류기 및 태양광 패널 중 하나를 보정 신호에 따라 전력 라인과 결합하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  11. 제 1 항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 전기 회로는,
    a. 보정 신호를 변조하여 변조된 신호를 적어도 하나의 스위치에 인가하기 위한 변조기로서, 스위치는 DC 정류기 및 태양광 패널 중 하나에 의해 제공된 전류를 전력 라인에 결합하는, 변조기; 및
    b. 변조된 신호를 필터링하기 위한 필터를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템,
  12. 제 11 항에 있어서, 변조기는 펄스폭 변조기, 델타-시그마 변조기, 펄스 코드 변조기, 펄스 밀도 변조기, 또는 펄스 포지션 변조기 중 하나를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  13. 제 1 항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 전기 회로는,
    a. DC 정류기 및 태양광 패널 중 하나에 선택적으로 결합되어 포지티브 DC 전류를 제공하는 포지티브 DC 전원;
    b. DC 정류기 및 태양광 패널 중 하나에 선택적으로 결합되어 네거티브 DC 전류를 제공하는 네거티브 DC 전원;
    c. 네거티브 왜곡에 응답하여 포지티브 DC 전원으로부터 전력 라인에 전류를 선택적으로 소싱하거나, 포지티브 왜곡에 응답하여 네거티브 DC 전원에 전력 라인으로부터의 전류를 싱크하기 위한 프로세서를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  14. 전력 라인의 고조파 왜곡을 감소시키기 위한 장치로서,
    a. 상용 계량기와 등가 구내 부하 사이에 연결된 위상 라인(phase line) 및 중성 라인(neutral line);
    b. 위상 및 중성 라인에 결합되어 AC 전류를 DC 전류로 정류하기 위한 정류기;
    c. DC 전류를 생성하기 위한 태양광 발전 시스템;
    d. 정류기 및 태양광 발전 시스템 중 하나를 선택적으로 결합하기 위한 투 포지션 스위치;
    e. 위상 라인의 고조파 왜곡을 결정하고, 보정 신호를 생성하고, 보정 신호를 변조하며, 투 포지션 스위치를 제어하는 프로세싱 시스템;
    f. 투 포지션 스위치와 부하 사이에 결합되어 보정 신호에 따라 포지티브 전류를 부하에 선택적으로 결합하여 네거티브 왜곡을 보정하는 제 1 트랜지스터;
    g. 투 포지션 스위치에 결합되어 DC 전력을 네거티브 DC 전류로 반전하기 위한 네거티브 전원;
    h. 네거티브 DC 전원과 부하 사이에 결합되어 보정 신호에 따라 부하에 네거티브 전류를 선택적으로 결합하여 포지티브 왜곡을 보정하는 제 2 트랜지스터; 및
    i. 제 1 트랜지스터 및 제 2 트랜지스터로부터 부하를 갈바니 분리하기 위한, 1차 권선 및 2차 권선을 구비한 변압기를 포함하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 감소시키기 위한 장치.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 변압기의 2차 권선은 부하에 병렬로 연결된, 전력 라인의 고조파 왜곡을 감소시키기 위한 장치.
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 변압기의 2 차 권선은 상기 부하에 직렬로 연결된, 전력 라인의 고조파 왜곡을 감소시키기 위한 장치.
  17. 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법으로서,
    a. 전력 라인의 전류 성분을 측정하는 단계;
    b. 기준 신호를 생성하는 단계;
    c. 보정 신호를 생성하기 위해 기준 신호를 전류 성분과 비교하는 단계;
    d. 정류기 및 태양광 발전 시스템 중 하나로부터 포지티브 DC 전류를 생성하는 단계;
    e. 포지티브 DC 전류를 반전시켜 네거티브 DC 전류를 생성하는 단계;
    f. 네거티브 왜곡을 보정하기 위해 보정 신호에 따라 부하에 포지티브 DC 전류를 선택적으로 소싱하는 단계;
    g. 포지티브 왜곡을 보정하기 위해 보정 신호에 따라 부하에 네거티브 DC 전류를 선택적으로 소싱하는 단계;
    h. 태양광 발전 시스템으로부터 부하 및 전력 라인 중 적어도 하나에 부가적인 가용 전력을 부가하여, 전체 전류를 증가시키는 부가적인 가용 전력 부가 단계를 포함하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  18. 제 17 항에 있어서, 포지티브 DC 전원 및 네거티브 DC 전원으로부터 부하를 갈바니 분리하는 단계를 더 포함하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  19. 제 17 항에 있어서, 포지티브 DC 전원 및 네거티브 DC 전원으로부터 부하를 갈바니 분리 단계는 부하와 병렬로 갈바니 절연체(galanic isolator)를 결합하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  20. 제 17 항에 있어서, 포지티브 DC 전원 및 네거티브 DC 전원으로부터 부하를 갈바니 분리 단계는 부하와 직렬로 갈바니 절연체를 결합하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  21. 제 17 항에 있어서, 보정 신호를 생성하는 단계는 보정 신호를 변조 신호와 믹싱하는 단계를 포함하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  22. 제 17 항에 있어서, 포지티브 DC 전류를 선택적으로 소싱하는 단계는 변조 신호를 필터링하는 단계를 포함하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  23. 제 17 항에 있어서, 네거티브 DC 전류를 선택적으로 소싱하는 단계는 변조 신호를 필터링하는 단계를 포함하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  24. 제 17 항에 있어서, 정류기 및 태양광 발전 시스템 중 하나로부터 포지티브 DC 전류를 생성하는 단계는,
    a. 태양광 발전 시스템이 전류를 생성하는지를 결정하는 단계; 및
    b. 태양광 발전 시스템이 전류를 생성하는 경우에는 태양광 발전 시스템으로부터 전류를 소싱하거나, 태양광 발전 시스템이 전류를 생성하지 않는 경우에는 정류기로부터 전류를 소싱하는 단계를 포함하는, 전력 라인의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  25. 고조파 왜곡을 보정하기 위한 시스템으로서,
    a. 전력 라인의 고조파 에너지를 결정하기 위한 수단;
    b. 고조파 에너지를 저장하기 위한 수단; 및
    c. 반대 크기의 고조파 에너지에 중화하기 위해 고조파 에너지를 선택적으로 방출하기 위한 수단을 포함하는, 고조파 왜곡을 보정하기 위한 시스템.
  26. 제 25 항에 있어서, 전력 라인의 고조파 에너지를 결정하기 위한 수단은,
    a. 전력 라인의 전류 성분을 측정하기 위한 센서;
    b. 기준 신호를 생성하기 위한 발진기;
    c. 전류 성분을 기준 신호와 비교하여 보정 신호를 생성하는 비교기로서, 보정 신호는 전력 라인의 고조파 에너지를 나타내는, 비교기를 포함하는, 고조파 왜곡을 보정하기 위한 시스템.
  27. 제 25 항에 있어서, 에너지를 저장하기 위한 수단은 적어도 하나의 캐패시터를 포함하는, 고조파 왜곡을 보정하기 위한 시스템.
  28. 제 25 항에 있어서, 고조파 에너지를 선택적으로 방출하기 위한 수단은 스위치를 포함하는, 고조파 왜곡을 보정하기 위한 시스템.
  29. 제 28 항에 있어서, 스위치는 포지티브 전원, 네거티브 전원, 및 부하 중 어느 하나 사이에 고조파 에너지를 저장하는 수단을 선택적으로 결합하는, 고조파 왜곡을 보정하기 위한 시스템.
  30. 제 25 항에 있어서, 에너지를 저장하기 위한 수단을 선택적으로 충전하는 트랜지스터를 구동하기 위해 보정 신호를 변조하는 변조기를 더 포함하는, 고조파 왜곡을 보정하기 위한 시스템.
  31. 고조파 왜곡을 갖는 신호의 고조파 왜곡을 보정하는 방법으로서,
    a. 전력 라인의 고조파 에너지를 결정하는 단계;
    b. 고조파 에너지를 저장하는 단계; 및
    c. 반대 크기의 고조파 에너지에 중화하기 위해 고조파 에너지를 선택적으로 방출하는 단계를 포함하는, 신호의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  32. 제 31 항에 있어서, 전력 라인의 고조파 에너지를 결정하는 단계는,
    a. 전력 라인의 전류 성분을 측정하는 단계;
    b. 기준 신호를 생성하는 단계;
    c. 전류 성분을 기준 신호와 비교하여 보정 신호를 생성하는 비교 단계로서, 보정 신호는 전력 라인의 고조파 에너지를 나타내는, 비교 단계를 포함하는, 신호의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  33. 제 31 항에 있어서, 에너지를 저장하는 단계는 적어도 하나의 캐패시터를 충전하는 단계를 포함하는, 신호의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  34. 제 31 항에 있어서, 고조파 에너지를 선택적으로 방출하는 단계는 스위치를 활성화하는 단계를 포함하는, 신호의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  35. 제 34 항에 있어서, 스위치를 활성화하는 단계는 포지티브 전원, 네거티브 전원, 및 부하 중 어느 하나 사이에 고조파 에너지를 저장하는 수단을 선택적으로 결합하는, 신호의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  36. 제 31 항에 있어서, 에너지를 저장하기 위한 수단을 선택적으로 충전하는 트랜지스터를 구동하기 위해 보정 신호를 변조하는 단계를 더 포함하는, 신호의 고조파 왜곡을 보정하는 방법.
  37. 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템으로서,
    a. 전력 라인의 왜곡을 갖는 전기 신호의 적어도 일부를 원하는 기준 신호와 비교하기 위한 수단으로서, 이에 의해 보정 신호를 형성하는, 비교 수단;
    b. 네거티브 전원 및 포지티브 전원 각각으로부터 왜곡을 갖는 전기 신호에 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 수단;
    c. 보정 신호에 따라 포지티브 전원을 변조하기 위한 수단; 및
    d. 보정 신호에 따라 네거티브 전원을 변조하기 위한 수단을 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  38. 제 37 항에 있어서, 비교 수단은,
    a. 왜곡을 갖는 신호를 감지하기 위한 센서;
    b. 기준 신호를 생성하기 위한 발진기; 및
    c. 왜곡을 갖는 신호를 기준 신호와 비교하여 보정 신호를 생성하기 위한 비교기를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  39. 제 37 항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 수단은, 포지티브 전원에 결합되어 보정 신호에 따라 네거티브 고조파를 보정하기 위해 전류를 소싱하기 위한 제 1 트랜지스터; 및 네거티브 전원에 결합되어 보정 신호에 따라 포지티브 고조파를 보정하기 위해 전류를 싱크하기 위한 제 2 트랜지스터를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  40. 제 37 항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 수단은 보정 신호를 변조하기 위한 변조기를 더 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  41. 제 37 항에 있어서, 포지티브 전원을 변조하기 위한 수단은,
    a. 보정 신호를 수신하기 위한 제 1 트랜지스터; 및
    b. 보정 신호의 포지티브 평균을 유도하기 위한 LC-플라이휠 네트워크를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  42. 제 37 항에 있어서, 네거티브 전원을 변조하기 위한 수단은,
    a. 보정 신호를 수신하기 위한 제 2 트랜지스터; 및
    b. 보정 신호의 네거티브 평균을 유도하기 위한 LC-플라이휠 네트워크를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 시스템.
  43. 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 방법으로서,
    a. 전력 라인의 왜곡을 갖는 전기 신호의 적어도 일부를 원하는 기준 신호와 비교하기 위한 단계로서, 이에 의해 보정 신호를 형성하는, 비교 단계;
    b. 네거티브 전원 및 포지티브 전원 각각으로부터 왜곡을 갖는 전기 신호에 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 단계;
    c. 보정 신호에 따라 포지티브 전원을 변조하는 단계; 및
    d. 보정 신호에 따라 네거티브 전원을 변조하는 단계를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 방법.
  44. 제 43 항에 있어서, 비교 단계는,
    a. 왜곡을 갖는 신호를 감지하는 단계;
    b. 기준 신호를 생성하는 단계; 및
    c. 왜곡을 갖는 신호를 기준 신호와 비교하는 단계로서, 이에 의해 보정 신호를 생성하는, 비교 단계를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 방법.
  45. 제 43 항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 단계는,
    a. 보정 신호에 따라 네거티브 고조파를 보정하기 위해 포지티브 전원으로부터 전류를 소싱하도록 연결된 제 1 트랜지스터의 게이트를 제어하는 단계; 및
    b. 보정 신호에 따라 포지티브 고조파를 보정하기 위해 네거티브 전원으로 전류를 싱크하도록 연결된 제 2 트랜지스터의 게이트를 제어하는 단계를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 방법.
  46. 제 43 항에 있어서, 전류를 선택적으로 싱크 및 소싱하기 위한 단계는 보정 신호를 변조하는 단계를 더 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 방법.
  47. 제 43 항에 있어서, 포지티브 전원을 변조하는 단계는,
    a. 보정 신호를 변조하는 단계;
    b. 보정 신호를 수신하는 단계; 및
    c. 보정 신호의 포지티브 평균을 유도하는 단계를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 방법.
  48. 제 43 항에 있어서, 네거티브 전원을 변조하는 단계는,
    a. 보정 신호를 변조하는 단계;
    b. 보정 신호를 수신하는 단계; 및
    c. 보정 신호의 네거티브 평균을 유도하는 단계를 포함하는, 왜곡을 갖는 전기 신호의 왜곡을 감소시키기 위한 방법.
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