JPH10304568A - 電力補償装置 - Google Patents
電力補償装置Info
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- JPH10304568A JPH10304568A JP9166717A JP16671797A JPH10304568A JP H10304568 A JPH10304568 A JP H10304568A JP 9166717 A JP9166717 A JP 9166717A JP 16671797 A JP16671797 A JP 16671797A JP H10304568 A JPH10304568 A JP H10304568A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/50—Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高調波成分の除去を簡単な回路で達成するこ
とが困難であった。 【解決手段】 負荷２に並列に補償電流供給回路４を接
続する。補償電流供給回路４はダイオード整流回路の他
にダイオードに並列に接続されたスイッチ、及びスイッ
チによる短絡回路の形成を可能にするためのリアクトル
を含む。補償電流供給回路４の負荷コンデンサＣ1 の電
圧を一定に制御するための信号によって基準正弦波電圧
の振幅を変調する。変調された基準正弦波電圧と負荷電
流との差に基づいて補償電流指令値を求める。補償電流
供給回路４の電流を補償電流指令値に等しくするための
ＰＷＭ信号を形成してスイッチを制御する。
とが困難であった。 【解決手段】 負荷２に並列に補償電流供給回路４を接
続する。補償電流供給回路４はダイオード整流回路の他
にダイオードに並列に接続されたスイッチ、及びスイッ
チによる短絡回路の形成を可能にするためのリアクトル
を含む。補償電流供給回路４の負荷コンデンサＣ1 の電
圧を一定に制御するための信号によって基準正弦波電圧
の振幅を変調する。変調された基準正弦波電圧と負荷電
流との差に基づいて補償電流指令値を求める。補償電流
供給回路４の電流を補償電流指令値に等しくするための
ＰＷＭ信号を形成してスイッチを制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は負荷で発生した高調波電
流又は無効電流を除去して波形改善又は力率改善を図る
ための電力補償装置に関する。
流又は無効電流を除去して波形改善又は力率改善を図る
ための電力補償装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電源回路における入力電流の波形改
善及び力率改善を行うために、負荷の瞬時有効電流成分
と瞬時無効電流成分とを求め、これに基づいて補償電流
を決定する方式が例えば特公昭６１−７７５号公報に開
示されている。
善及び力率改善を行うために、負荷の瞬時有効電流成分
と瞬時無効電流成分とを求め、これに基づいて補償電流
を決定する方式が例えば特公昭６１−７７５号公報に開
示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記公報に開
示されている方式においては、複雑な演算処理が要求さ
れ、装置が必然的にコスト高になる。
示されている方式においては、複雑な演算処理が要求さ
れ、装置が必然的にコスト高になる。
【０００４】そこで、本発明の目的は比較的簡単に高調
波成分の低減及び力率改善を図ることができる電力補償
装置を提供することにある。
波成分の低減及び力率改善を図ることができる電力補償
装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、単相又は多相の正弦波
交流電源に接続された単相又は多相の負荷に基づいて発
生する高調波電流又は無効電流を補償するための装置で
あって、前記負荷に対して並列に接続され、且つ前記交
流電源の電圧を直流電圧に変換するように構成されてお
り、且つスイッチをＰＷＭ信号でオン・オフすることに
よって高調波電流又は無効電流を供給することができる
ように構成されている補償電流供給回路と、前記交流電
源の電圧に同期して基準正弦波電圧を発生する基準正弦
波電圧発生手段と、前記負荷に流れる電流を検出する負
荷電流検出手段と、前記補償電流供給回路の直流出力電
圧を検出する直流電圧検出手段と、基準電圧源と、前記
直流電圧検出手段から得られた検出電圧と前記基準電圧
源の基準電圧との差の出力を得るための第１の減算手段
と、前記第１の減算手段で求めた差の出力を比例積分す
る比例積分手段と、前記基準正弦波電圧発生手段から得
られた基準正弦波電圧と前記比例積分手段の出力とを乗
算する乗算手段と、前記乗算手段の出力と前記負荷電流
検出手段の出力との差に対応する出力を補償電流指令値
として得るための第２の減算手段と、前記補償電流供給
回路で供給している補償電流を検出するための補償電流
検出手段と、前記第２の減算手段から得られた前記補償
電流指令値と前記補償電流検出手段の出力との差を求め
るための第３の減算手段と、前記交流電源の正弦波交流
電圧の周期よりも十分に短い周期で三角波電圧を繰返し
て発生する三角波発生手段と、前記三角波発生手段から
発生した三角波電圧と前記第３の減算手段の出力とを比
較してＰＷＭ信号を出力するコンパレータと、前記コン
パレータから得られたＰＷＭ信号に基づいて前記スイッ
チをオン・オフ制御するためのスイッチ制御駆動回路と
を備えていることを特徴とする電力補償装置に係わるも
のである。なお、請求項２に示すように、第１〜第４の
ダイオードと第１及び第２のスイッチで補償電流供給回
路を形成することができる。また、請求項３に示すよう
に第３及び第４のスイッチを追加することができる。ま
た、請求項４、５、６に示すように、３相回路とするこ
とができる。また、請求項７及び８に示すように、第３
の相の補償電流指令値及び補償電流検出値を第１及び第
２の相の補償電流指令値及び補償電流検出値に基づいて
得るように構成することができる。
目的を達成するための本発明は、単相又は多相の正弦波
交流電源に接続された単相又は多相の負荷に基づいて発
生する高調波電流又は無効電流を補償するための装置で
あって、前記負荷に対して並列に接続され、且つ前記交
流電源の電圧を直流電圧に変換するように構成されてお
り、且つスイッチをＰＷＭ信号でオン・オフすることに
よって高調波電流又は無効電流を供給することができる
ように構成されている補償電流供給回路と、前記交流電
源の電圧に同期して基準正弦波電圧を発生する基準正弦
波電圧発生手段と、前記負荷に流れる電流を検出する負
荷電流検出手段と、前記補償電流供給回路の直流出力電
圧を検出する直流電圧検出手段と、基準電圧源と、前記
直流電圧検出手段から得られた検出電圧と前記基準電圧
源の基準電圧との差の出力を得るための第１の減算手段
と、前記第１の減算手段で求めた差の出力を比例積分す
る比例積分手段と、前記基準正弦波電圧発生手段から得
られた基準正弦波電圧と前記比例積分手段の出力とを乗
算する乗算手段と、前記乗算手段の出力と前記負荷電流
検出手段の出力との差に対応する出力を補償電流指令値
として得るための第２の減算手段と、前記補償電流供給
回路で供給している補償電流を検出するための補償電流
検出手段と、前記第２の減算手段から得られた前記補償
電流指令値と前記補償電流検出手段の出力との差を求め
るための第３の減算手段と、前記交流電源の正弦波交流
電圧の周期よりも十分に短い周期で三角波電圧を繰返し
て発生する三角波発生手段と、前記三角波発生手段から
発生した三角波電圧と前記第３の減算手段の出力とを比
較してＰＷＭ信号を出力するコンパレータと、前記コン
パレータから得られたＰＷＭ信号に基づいて前記スイッ
チをオン・オフ制御するためのスイッチ制御駆動回路と
を備えていることを特徴とする電力補償装置に係わるも
のである。なお、請求項２に示すように、第１〜第４の
ダイオードと第１及び第２のスイッチで補償電流供給回
路を形成することができる。また、請求項３に示すよう
に第３及び第４のスイッチを追加することができる。ま
た、請求項４、５、６に示すように、３相回路とするこ
とができる。また、請求項７及び８に示すように、第３
の相の補償電流指令値及び補償電流検出値を第１及び第
２の相の補償電流指令値及び補償電流検出値に基づいて
得るように構成することができる。
【０００６】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、簡単
な回路構成によって高調波成分の低減及び力率改善を達
成することができる。
な回路構成によって高調波成分の低減及び力率改善を達
成することができる。
【０００７】
【実施例】次に、図１〜図８を参照して本発明の実施例
に係わる電力補償装置を説明する。図１において、３相
の正弦波交流電源１には整流器等を含んで高調波電流を
発生する３相負荷２が接続されている。この負荷２に基
づいて第１、第２及び第３相電源ライン３ｕ、３ｖ、３
ｗに流れる高調波電流成分又は無効電流を低減するため
に、補償電流供給回路４と、第１、第２及び第３相ＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）信号形成回路５ｕ、５ｖ、５ｗと、
第１、第２及び第３相電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗと、
スイッチ制御駆動回路７とが設けられている。
に係わる電力補償装置を説明する。図１において、３相
の正弦波交流電源１には整流器等を含んで高調波電流を
発生する３相負荷２が接続されている。この負荷２に基
づいて第１、第２及び第３相電源ライン３ｕ、３ｖ、３
ｗに流れる高調波電流成分又は無効電流を低減するため
に、補償電流供給回路４と、第１、第２及び第３相ＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）信号形成回路５ｕ、５ｖ、５ｗと、
第１、第２及び第３相電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗと、
スイッチ制御駆動回路７とが設けられている。
【０００８】補償電流供給回路４のＵ、Ｖ、Ｗ相入力ラ
イン８ｕ、８ｖ、８ｗは負荷電流検出器６ｕ、６ｖ、６
ｗよりも電源側において電源ライン３ｕ、３ｖ、３ｗに
接続されている。図２に示すように補償電流供給回路４
は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、
第５及び第６のダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄ
wa、Ｄwbを有する。第１の整流入力端子としてのＵ相の
ダイオードＤua、Ｄubの相互接続点６はＵ相入力ライン
８ｕに接続され、第２の整流入力端子としてのＶ相のダ
イオードＤva、Ｄvbの相互接続点１０はＶ相入力ライン
８ｖに接続され、第３の整流入力端子としてのＷ相のダ
イオードＤwa、Ｄwbの相互接続点１１はＷ相入力ライン
８ｗに接続され、上側の３つのダイオードＤua、Ｄva、
Ｄwaのカソードの相互接続点１２は第１の整流出力端子
であって、第１の直流出力ライン１３に接続され、下側
の３つのダイオードＤub、Ｄvb、Ｄwbのアノードの相互
接続点１４は第２の整流出力端子であって、第２の直流
出力ライン１５に接続されている。ダイオードＤua、Ｄ
ub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbに対して並列にトランジス
タから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のス
イッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbがそれぞれ
接続されている。第１及び第２の整流出力端子間即ち一
対の直流出力ライン１３、１５間にはコンデンサＣ1 が
接続されている。６個のスイッチＱua〜Ｑwbの制御端子
（ベース）は図１のスイッチ制御駆動回路７の出力端子
Ｓ1 〜Ｓ6 に接続されている。ブリッジ整流回路の入力
ライン８ｕ、８ｖ、８ｗの相互間にはスイッチＱua〜Ｑ
wbのオン・オフの高調波成分を除去するための小容量の
高周波コンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw が接続されている。
また、各入力ライン８ｕ、８ｖ、８ｗに直列にスイッチ
Ｑua〜Ｑwbのオン・オフの高調波成分除去用及び昇圧用
のリアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw が接続されている。ま
た、補償電流の制御を実行するためにＵ、Ｖ、Ｗ相の電
流検出器ＣＴu 、ＣＴv 、ＣＴw が入力ライン８ｕ、８
ｖ、８ｗに電磁結合されている。また、コンデンサＣ1
の電圧即ち直流出力電圧を検出するためのライン１６が
コンデンサＣ1 の一端に接続されている。なお、電流検
出器ＣＴu 、ＣＴv 、ＤＴw をコンデンサＣu 、Ｃv 、
Ｃw よりも電源側の入力ライン８u 、８v 、８w に結合
させることができる。
イン８ｕ、８ｖ、８ｗは負荷電流検出器６ｕ、６ｖ、６
ｗよりも電源側において電源ライン３ｕ、３ｖ、３ｗに
接続されている。図２に示すように補償電流供給回路４
は、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、
第５及び第６のダイオードＤua、Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄ
wa、Ｄwbを有する。第１の整流入力端子としてのＵ相の
ダイオードＤua、Ｄubの相互接続点６はＵ相入力ライン
８ｕに接続され、第２の整流入力端子としてのＶ相のダ
イオードＤva、Ｄvbの相互接続点１０はＶ相入力ライン
８ｖに接続され、第３の整流入力端子としてのＷ相のダ
イオードＤwa、Ｄwbの相互接続点１１はＷ相入力ライン
８ｗに接続され、上側の３つのダイオードＤua、Ｄva、
Ｄwaのカソードの相互接続点１２は第１の整流出力端子
であって、第１の直流出力ライン１３に接続され、下側
の３つのダイオードＤub、Ｄvb、Ｄwbのアノードの相互
接続点１４は第２の整流出力端子であって、第２の直流
出力ライン１５に接続されている。ダイオードＤua、Ｄ
ub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbに対して並列にトランジス
タから成る第１、第２、第３、第４、第５及び第６のス
イッチＱua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbがそれぞれ
接続されている。第１及び第２の整流出力端子間即ち一
対の直流出力ライン１３、１５間にはコンデンサＣ1 が
接続されている。６個のスイッチＱua〜Ｑwbの制御端子
（ベース）は図１のスイッチ制御駆動回路７の出力端子
Ｓ1 〜Ｓ6 に接続されている。ブリッジ整流回路の入力
ライン８ｕ、８ｖ、８ｗの相互間にはスイッチＱua〜Ｑ
wbのオン・オフの高調波成分を除去するための小容量の
高周波コンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw が接続されている。
また、各入力ライン８ｕ、８ｖ、８ｗに直列にスイッチ
Ｑua〜Ｑwbのオン・オフの高調波成分除去用及び昇圧用
のリアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw が接続されている。ま
た、補償電流の制御を実行するためにＵ、Ｖ、Ｗ相の電
流検出器ＣＴu 、ＣＴv 、ＣＴw が入力ライン８ｕ、８
ｖ、８ｗに電磁結合されている。また、コンデンサＣ1
の電圧即ち直流出力電圧を検出するためのライン１６が
コンデンサＣ1 の一端に接続されている。なお、電流検
出器ＣＴu 、ＣＴv 、ＤＴw をコンデンサＣu 、Ｃv 、
Ｃw よりも電源側の入力ライン８u 、８v 、８w に結合
させることができる。
【０００９】ＰＷＭ信号形成回路５ｕは、図１に示すよ
うに、基準正弦波電圧発生回路１７と、基準電圧源１８
と、第１の減算手段１９と、比例積分器２０と、乗算手
段２１、第２の減算手段２２と、整流回路２３と、電流
制御回路２４とから成る。
うに、基準正弦波電圧発生回路１７と、基準電圧源１８
と、第１の減算手段１９と、比例積分器２０と、乗算手
段２１、第２の減算手段２２と、整流回路２３と、電流
制御回路２４とから成る。
【００１０】基準正弦波発生回路１７は、Ｖ相及びＷ相
のＰＷＭ信号形成回路５ｖ、５ｗの基準正弦波発生回路
と一体的に形成されている。図３はこれを示すものであ
って、Ｕ、Ｖ、Ｗ相電源ライン３ｕ、３ｖ、３ｗに接続
された１次巻線２５、２６、２７と、１次巻線２５、２
６、２７に電磁結合された２次巻線２８、２９、３０
と、絶対値を得るための全波整流回路３１、３２、３３
とから成る。２次巻線２８、２９、３０からはＵ、Ｖ、
Ｗ相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw が得られ、これが整流回路３
１、３２、３３で全波整流されて絶対値の基準正弦波電
圧となる。
のＰＷＭ信号形成回路５ｖ、５ｗの基準正弦波発生回路
と一体的に形成されている。図３はこれを示すものであ
って、Ｕ、Ｖ、Ｗ相電源ライン３ｕ、３ｖ、３ｗに接続
された１次巻線２５、２６、２７と、１次巻線２５、２
６、２７に電磁結合された２次巻線２８、２９、３０
と、絶対値を得るための全波整流回路３１、３２、３３
とから成る。２次巻線２８、２９、３０からはＵ、Ｖ、
Ｗ相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw が得られ、これが整流回路３
１、３２、３３で全波整流されて絶対値の基準正弦波電
圧となる。
【００１１】第１の減算手段１９はライン１６によって
図２のコンデンサＣ1 に接続されていると共に基準電圧
源１８に接続されており、コンデンサＣ1 の直流電圧と
基準電圧との差を出力する。この差の出力はコンデンサ
Ｃ1 の電圧を一定に保つための制御に使用される。
図２のコンデンサＣ1 に接続されていると共に基準電圧
源１８に接続されており、コンデンサＣ1 の直流電圧と
基準電圧との差を出力する。この差の出力はコンデンサ
Ｃ1 の電圧を一定に保つための制御に使用される。
【００１２】比例積分器２０は第１の減算手段１９の出
力に所定のゲインを乗算して積分し、コンデンサＣ1 の
直流電圧を一定にするための電圧制御信号を形成する。
この比例積分器２０は図４に示すように例えばオペアン
プ３４と３つの抵抗３５、３６、３７とコンデンサ３８
とから成る。
力に所定のゲインを乗算して積分し、コンデンサＣ1 の
直流電圧を一定にするための電圧制御信号を形成する。
この比例積分器２０は図４に示すように例えばオペアン
プ３４と３つの抵抗３５、３６、３７とコンデンサ３８
とから成る。
【００１３】乗算器２１は基準正弦波発生器１７から得
られた基準正弦波電圧に比較積分器２０から得られた電
圧制御信号を乗算した信号を形成する。この乗算器２１
の出力は基準正弦波電圧の振幅を電圧制御信号で変調す
るものであり、図７（Ａ）に示す絶対値の正弦波電圧と
なる。
られた基準正弦波電圧に比較積分器２０から得られた電
圧制御信号を乗算した信号を形成する。この乗算器２１
の出力は基準正弦波電圧の振幅を電圧制御信号で変調す
るものであり、図７（Ａ）に示す絶対値の正弦波電圧と
なる。
【００１４】第２の減算手段２２は電圧制御情報を含ん
だ基準正弦波電圧から電流検出信号を減算して補償電流
指令値を得るものである。電流検出信号は電流検出器６
ｕで検出された電源ライン３ｕの電流を絶対値を得るた
めの全波整流回路２３で全波整流したものであって、例
えば図７（Ｂ）に示すように高調波成分を示す信号であ
る。第２の減算器２２は図７（Ａ）の波形から図７
（Ｂ）の波形を減算して図７（Ｃ）に示す波形の出力を
発生する。
だ基準正弦波電圧から電流検出信号を減算して補償電流
指令値を得るものである。電流検出信号は電流検出器６
ｕで検出された電源ライン３ｕの電流を絶対値を得るた
めの全波整流回路２３で全波整流したものであって、例
えば図７（Ｂ）に示すように高調波成分を示す信号であ
る。第２の減算器２２は図７（Ａ）の波形から図７
（Ｂ）の波形を減算して図７（Ｃ）に示す波形の出力を
発生する。
【００１５】電流制御回路２４は第２の減算手段２２か
ら得られた電流指令値と補償電流供給回路４のＵ相電流
検出器ＣＴu から得られた補償電流とに基づいてＰＷＭ
（パルス幅変調）信号を形成するものである。この電流
制御回路２４は図５に示すように第３の減算手段３９
と、絶対値を得るための全波整流回路４０と、三角波発
生回路４１と、コンパレータ４３とから成る。第３の減
算手段３９は、オペアンプ４４と４つの抵抗４５、４
６、４７、４８とから成る誤差増幅器であって、図１の
第２の減算手段２２から得られた図７（Ｃ）の補償電流
指令値と補償電流供給回路４の電流検出器ＣＴu の出力
を全波整流回路４０で全波整流することによって得られ
た図７（Ｄ）の補償電流との差を示す誤差信号を出力す
る。なお、オペアンプ４４の正入力端子は抵抗４５を介
して図１の第２の減算手段２２に接続され、負入力端子
は抵抗４７を介して整流回路４０に接続されている。ま
た、全波整流回路４０は図１及び図２に示す電流検出器
ＣＴu に接続されている。三角波発生回路４１は電源１
の交流電圧の周波数（５０Hz）よりも十分に高い繰返し
周波数（例えば２０kHz ）で図８（Ａ）に示すような三
角波電圧Ｖt を発生する。コンパレータ４３は図８
（Ａ）に示すように三角波電圧Ｖt と第３の減算手段３
９の出力即ち誤差信号Ｖe とを比較して図８（Ｂ）に示
すＰＷＭ信号を出力する。誤差信号Ｖe のレベルは補償
電流指令値と補償電流との差の大きさによって変化し、
これによりＰＷＭパルスの幅が変化し、補償電流を補償
電流指令値に一致させる動作及びコンデンサＣ1 の電圧
を一定にさせる動作が生じる。
ら得られた電流指令値と補償電流供給回路４のＵ相電流
検出器ＣＴu から得られた補償電流とに基づいてＰＷＭ
（パルス幅変調）信号を形成するものである。この電流
制御回路２４は図５に示すように第３の減算手段３９
と、絶対値を得るための全波整流回路４０と、三角波発
生回路４１と、コンパレータ４３とから成る。第３の減
算手段３９は、オペアンプ４４と４つの抵抗４５、４
６、４７、４８とから成る誤差増幅器であって、図１の
第２の減算手段２２から得られた図７（Ｃ）の補償電流
指令値と補償電流供給回路４の電流検出器ＣＴu の出力
を全波整流回路４０で全波整流することによって得られ
た図７（Ｄ）の補償電流との差を示す誤差信号を出力す
る。なお、オペアンプ４４の正入力端子は抵抗４５を介
して図１の第２の減算手段２２に接続され、負入力端子
は抵抗４７を介して整流回路４０に接続されている。ま
た、全波整流回路４０は図１及び図２に示す電流検出器
ＣＴu に接続されている。三角波発生回路４１は電源１
の交流電圧の周波数（５０Hz）よりも十分に高い繰返し
周波数（例えば２０kHz ）で図８（Ａ）に示すような三
角波電圧Ｖt を発生する。コンパレータ４３は図８
（Ａ）に示すように三角波電圧Ｖt と第３の減算手段３
９の出力即ち誤差信号Ｖe とを比較して図８（Ｂ）に示
すＰＷＭ信号を出力する。誤差信号Ｖe のレベルは補償
電流指令値と補償電流との差の大きさによって変化し、
これによりＰＷＭパルスの幅が変化し、補償電流を補償
電流指令値に一致させる動作及びコンデンサＣ1 の電圧
を一定にさせる動作が生じる。
【００１６】図１の制御駆動回路７はＵ相ＰＷＭ信号形
成回路５ｕの電流制御回路２４に接続されていると共
に、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路５ｖ、５ｗに含ま
れている電流制御回路に接続されており、出力端子Ｓ1
、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 から図２のスイッチ
Ｑua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbの制御端子（ベー
ス）を制御する信号を発生する。
成回路５ｕの電流制御回路２４に接続されていると共
に、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路５ｖ、５ｗに含ま
れている電流制御回路に接続されており、出力端子Ｓ1
、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6 から図２のスイッチ
Ｑua、Ｑub、Ｑva、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbの制御端子（ベー
ス）を制御する信号を発生する。
【００１７】図１においてＶ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成
回路５ｖ、５ｗの詳細は示されていないが、Ｕ相ＰＷＭ
信号形成回路５ｕと実質的に同一に構成されている。但
し、Ｕ相ＰＷＭ信号発生回路５ｕの三角波発生回路４１
とこれに対応するＶ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路５
ｖ、５ｗの三角波発生回路とは同期動作するように相互
に関係付けられている。なお、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号
形成回路５ｖ、５ｗの三角波発生回路を省いてＵ相ＰＷ
Ｍ信号形成回路５ｕの三角波発生回路４１を３相で共用
することができる。また、基準電圧源１８、第１の減算
手段１９及び比例積分器２０のいずれか１つ又は２つ又
は全部をＵ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路５ｕ、
５ｖ、５ｗの全てに設けないで共用することができる。
また、Ｖ相ＰＷＭパルス形成回路５ｖのＶ相の補償電流
指令値作成回路部分を省いてＵ相補償電流指令値とＷ相
補償電流指令値との合成によってＶ相電流指令値を得る
ことができる。図９はこれを示すものであってＷ相ＰＷ
Ｍ信号形成回路５ｗはＵ相ＰＷＭ信号形成回路５ｕと同
様に形成され、乗算器２１ｗ、第２の減算手段２２ｗ、
整流回路２３ｗ、Ｗ相電流制御回路２４ｗ等の全てをＵ
相ＰＷＭ信号形成回路５ｕと同様に有しているが、Ｖ相
ＰＷＭ信号形成回路５ｖ′は独立した補償電流値指令値
作成回路部分を有しておらず、Ｕ相の第２の減算手段２
２から得られたＵ相補償電流指令値とＷ相の第２の減算
手段２２ｗから得られたＷ相補償電流指令値との合成に
基づいてＶ相補償電流指令値を求める演算回路５０を有
している。演算回路５０は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相補償電
流指令値をＩu 、Ｉv 、Ｉw とした場合にＩv ＝−（Ｉ
u ＋Ｉw ）を演算するものである。演算回路５０はＶ相
電流制御回路２４ｖに接続されている。Ｖ相電流制御回
路２４ｖはＵ相電流制御回路２４と同様に形成されてい
る。Ｖ相電流制御回路２４ｖで使用するＶ相補償電流値
は図２に示すようにＶ相の電流検出器ＣＴv で得ても差
支えないが、図９に示すようにＶ相補償電流演算回路５
１で得ることができる。演算回路５１はＵ相電流検出器
ＣＴu の出力ＩcuとＷ相電流検出器ＣＴw の出力Ｉcwと
に基づいてＩcv＝−（Ｉcu＋Ｉcw）を演算してＶ相補償
電流Ｉcvを得る。
回路５ｖ、５ｗの詳細は示されていないが、Ｕ相ＰＷＭ
信号形成回路５ｕと実質的に同一に構成されている。但
し、Ｕ相ＰＷＭ信号発生回路５ｕの三角波発生回路４１
とこれに対応するＶ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路５
ｖ、５ｗの三角波発生回路とは同期動作するように相互
に関係付けられている。なお、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号
形成回路５ｖ、５ｗの三角波発生回路を省いてＵ相ＰＷ
Ｍ信号形成回路５ｕの三角波発生回路４１を３相で共用
することができる。また、基準電圧源１８、第１の減算
手段１９及び比例積分器２０のいずれか１つ又は２つ又
は全部をＵ相、Ｖ相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路５ｕ、
５ｖ、５ｗの全てに設けないで共用することができる。
また、Ｖ相ＰＷＭパルス形成回路５ｖのＶ相の補償電流
指令値作成回路部分を省いてＵ相補償電流指令値とＷ相
補償電流指令値との合成によってＶ相電流指令値を得る
ことができる。図９はこれを示すものであってＷ相ＰＷ
Ｍ信号形成回路５ｗはＵ相ＰＷＭ信号形成回路５ｕと同
様に形成され、乗算器２１ｗ、第２の減算手段２２ｗ、
整流回路２３ｗ、Ｗ相電流制御回路２４ｗ等の全てをＵ
相ＰＷＭ信号形成回路５ｕと同様に有しているが、Ｖ相
ＰＷＭ信号形成回路５ｖ′は独立した補償電流値指令値
作成回路部分を有しておらず、Ｕ相の第２の減算手段２
２から得られたＵ相補償電流指令値とＷ相の第２の減算
手段２２ｗから得られたＷ相補償電流指令値との合成に
基づいてＶ相補償電流指令値を求める演算回路５０を有
している。演算回路５０は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相補償電
流指令値をＩu 、Ｉv 、Ｉw とした場合にＩv ＝−（Ｉ
u ＋Ｉw ）を演算するものである。演算回路５０はＶ相
電流制御回路２４ｖに接続されている。Ｖ相電流制御回
路２４ｖはＵ相電流制御回路２４と同様に形成されてい
る。Ｖ相電流制御回路２４ｖで使用するＶ相補償電流値
は図２に示すようにＶ相の電流検出器ＣＴv で得ても差
支えないが、図９に示すようにＶ相補償電流演算回路５
１で得ることができる。演算回路５１はＵ相電流検出器
ＣＴu の出力ＩcuとＷ相電流検出器ＣＴw の出力Ｉcwと
に基づいてＩcv＝−（Ｉcu＋Ｉcw）を演算してＶ相補償
電流Ｉcvを得る。
【００１８】
【波形及び力率改善の動作】図２の変換回路即ち補償電
流供給回路４において、第１〜第６のダイオードＤua、
Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbは３相ブリッジ接続され
ているので、３相全波整流回路としての機能を有する。
しかし、第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbから選択され
た２つが同時にオン制御されると、整流機能が停止し、
第１〜第３のリアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw の内の２つを
含む短絡回路が形成される。例えば、交流電源１から第
１、第４及び第６のダイオードＤua、Ｄvb、Ｄwbをオン
にする向きの電圧が発生している期間に第３及び第５の
スイッチＱva、Ｑwaをオンにすると、１−８ｕ−Ｌu −
Ｄua−Ｑva−Ｌv −８ｖから成る閉回路及び１−８ｕ−
Ｌu −Ｄua−Ｑwa−Ｌw −８ｗから成る閉回路が形成さ
れる。これにより、コンデンサＣ1 の充電電流に関係の
ない波形及び力率改善用電流が流れる。スイッチＱva、
Ｑwaのオン時間幅を変えると、波形及び力率改善用電流
の値が変化するので、波形及び力率を目標に近づけるよ
うに改善することが可能になる。今、３相交流電圧の一
部区間のみの動作を説明したが、別の区間においても同
様な動作が生じる。
流供給回路４において、第１〜第６のダイオードＤua、
Ｄub、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、Ｄwbは３相ブリッジ接続され
ているので、３相全波整流回路としての機能を有する。
しかし、第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbから選択され
た２つが同時にオン制御されると、整流機能が停止し、
第１〜第３のリアクトルＬu 、Ｌv 、Ｌw の内の２つを
含む短絡回路が形成される。例えば、交流電源１から第
１、第４及び第６のダイオードＤua、Ｄvb、Ｄwbをオン
にする向きの電圧が発生している期間に第３及び第５の
スイッチＱva、Ｑwaをオンにすると、１−８ｕ−Ｌu −
Ｄua−Ｑva−Ｌv −８ｖから成る閉回路及び１−８ｕ−
Ｌu −Ｄua−Ｑwa−Ｌw −８ｗから成る閉回路が形成さ
れる。これにより、コンデンサＣ1 の充電電流に関係の
ない波形及び力率改善用電流が流れる。スイッチＱva、
Ｑwaのオン時間幅を変えると、波形及び力率改善用電流
の値が変化するので、波形及び力率を目標に近づけるよ
うに改善することが可能になる。今、３相交流電圧の一
部区間のみの動作を説明したが、別の区間においても同
様な動作が生じる。
【００１９】図１のスイッチ制御駆動回路７はＵ相、Ｖ
相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路５ｕ、５ｖ、５ｗの出力
を図６に示すように分配して第１〜第６のスイッチＱua
〜Ｑwbを制御する。なお、図６においてＰＷＭ信号によ
る制御期間は縦線を付けて示されている。また、図６の
ＳＷは縦線が付けられた区間のスイッチのオン・オフ動
作を示している。また、図６は原理的に示されている
が、実際には基準相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に対して６個
のスイッチＱua〜Ｑwbの制御信号の位相のずれが生じ
る。第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（Ｓ
Ｗ）動作期間は、図６の基準相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に
基づいて決定される。３相の各相電流ｉu 、ｉv 、ｉw
の間にはｉu ＝ｉv ＋ｉw の関係があるので、第１〜第
６のスイッチＱua〜Ｑwbの３相の全てを制御しないで、
２相分を制御すればよい。図６においては第１〜第６の
主スイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）制御を同一
期間に２相分のみ行っている。勿論、３相を同時に制御
しても差し支えない。今、基準相電圧Ｖu を基準にして
スイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）動作を説明す
ると、０〜６０度の第１の期間Ｔ1 では第２及び第６の
スイッチＱub、Ｑwbをオン・オフ動作させる。６０〜１
２０度の第２の期間Ｔ2 では第３及び第５のスイッチＱ
va、Ｑwaをオン・オフ動作させる。また、１２０〜１８
０度の第３の期間Ｔ3 では第２及び第４のスイッチＱu
b、Ｑvbをオン・オフ動作させる。また、１８０〜２４
０度の第４の期間Ｔ4 では第１及び第５のスイッチＱu
a、Ｑwaをオン・オフ動作させる。また、２４０〜３０
０度の第５の期間Ｔ5 では第４及び第６のスイッチＱv
b、Ｑwbをオン・オフ動作させる。また、３００〜３６
０度の第６の期間Ｔ6 では第１及び第３のスイッチＱu
a、Ｑvaをオン・オフ動作させる。なお、３相スイッチ
ング方式を採用する場合には、上記に追加して第１のス
イッチＱuaを第５の期間Ｔ5 でオン・オフ動作、第２の
スイッチＱubを第２の期間Ｔ2 でオン・オフ動作、第３
のスイッチＱvaを第１の期間Ｔ1 でオン・オフ動作、第
４のスイッチＱvbを第４の期間Ｔ4 でオン・オフ動作、
第５のスイッチＱwaを第３の期間Ｔ3 でオン・オフ動
作、第６のスイッチＱwbを第６の期間Ｔ6 でオン・オフ
動作させる。第１及び第２のスイッチＱua、Ｑubをオン
・オフさせるためのＰＷＭ信号はＵ相ＰＷＭ信号形成回
路５ｕの出力であり、第３及び第４のスイッチＱva、Ｑ
vbをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＶ相ＰＷＭ信
号形成回路５ｖの出力であり、第５及び第６のスイッチ
Ｑwa、Ｑwbをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＷ相
ＰＷＭ信号形成回路５ｗの出力である。
相及びＷ相ＰＷＭ信号形成回路５ｕ、５ｖ、５ｗの出力
を図６に示すように分配して第１〜第６のスイッチＱua
〜Ｑwbを制御する。なお、図６においてＰＷＭ信号によ
る制御期間は縦線を付けて示されている。また、図６の
ＳＷは縦線が付けられた区間のスイッチのオン・オフ動
作を示している。また、図６は原理的に示されている
が、実際には基準相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に対して６個
のスイッチＱua〜Ｑwbの制御信号の位相のずれが生じ
る。第１〜第６のスイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（Ｓ
Ｗ）動作期間は、図６の基準相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に
基づいて決定される。３相の各相電流ｉu 、ｉv 、ｉw
の間にはｉu ＝ｉv ＋ｉw の関係があるので、第１〜第
６のスイッチＱua〜Ｑwbの３相の全てを制御しないで、
２相分を制御すればよい。図６においては第１〜第６の
主スイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）制御を同一
期間に２相分のみ行っている。勿論、３相を同時に制御
しても差し支えない。今、基準相電圧Ｖu を基準にして
スイッチＱua〜Ｑwbのオン・オフ（ＳＷ）動作を説明す
ると、０〜６０度の第１の期間Ｔ1 では第２及び第６の
スイッチＱub、Ｑwbをオン・オフ動作させる。６０〜１
２０度の第２の期間Ｔ2 では第３及び第５のスイッチＱ
va、Ｑwaをオン・オフ動作させる。また、１２０〜１８
０度の第３の期間Ｔ3 では第２及び第４のスイッチＱu
b、Ｑvbをオン・オフ動作させる。また、１８０〜２４
０度の第４の期間Ｔ4 では第１及び第５のスイッチＱu
a、Ｑwaをオン・オフ動作させる。また、２４０〜３０
０度の第５の期間Ｔ5 では第４及び第６のスイッチＱv
b、Ｑwbをオン・オフ動作させる。また、３００〜３６
０度の第６の期間Ｔ6 では第１及び第３のスイッチＱu
a、Ｑvaをオン・オフ動作させる。なお、３相スイッチ
ング方式を採用する場合には、上記に追加して第１のス
イッチＱuaを第５の期間Ｔ5 でオン・オフ動作、第２の
スイッチＱubを第２の期間Ｔ2 でオン・オフ動作、第３
のスイッチＱvaを第１の期間Ｔ1 でオン・オフ動作、第
４のスイッチＱvbを第４の期間Ｔ4 でオン・オフ動作、
第５のスイッチＱwaを第３の期間Ｔ3 でオン・オフ動
作、第６のスイッチＱwbを第６の期間Ｔ6 でオン・オフ
動作させる。第１及び第２のスイッチＱua、Ｑubをオン
・オフさせるためのＰＷＭ信号はＵ相ＰＷＭ信号形成回
路５ｕの出力であり、第３及び第４のスイッチＱva、Ｑ
vbをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＶ相ＰＷＭ信
号形成回路５ｖの出力であり、第５及び第６のスイッチ
Ｑwa、Ｑwbをオン・オフさせるためのＰＷＭ信号はＷ相
ＰＷＭ信号形成回路５ｗの出力である。
【００２０】例えばスイッチＱvaのＰＷＭ信号での駆動
期間中におけるオン期間には１−８ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｑ
va−Ｌv −８ｖの閉回路で補償電流が流れ、この後のス
イッチＱvaのオフ期間には１−８ｕ−ｌu −Ｄua−Ｄ1
−Ｃ1 −Ｄvb−Ｌv −８ｖの回路でコンデンサＣ1 が昇
圧充電される。従って、電源１の電圧が例えば２００Ｖ
の場合にはコンデンサＣ1 の電圧は約３５０〜４００Ｖ
に昇圧充電される。今、スイッチＱvaのオン・オフ期間
による補償電流の供給及びコンデンサＣ1 の充電につい
て述べたが、他のスイッチのオン・オフ期間にも同様な
動作が生じる。
期間中におけるオン期間には１−８ｕ−Ｌｕ−Ｄua−Ｑ
va−Ｌv −８ｖの閉回路で補償電流が流れ、この後のス
イッチＱvaのオフ期間には１−８ｕ−ｌu −Ｄua−Ｄ1
−Ｃ1 −Ｄvb−Ｌv −８ｖの回路でコンデンサＣ1 が昇
圧充電される。従って、電源１の電圧が例えば２００Ｖ
の場合にはコンデンサＣ1 の電圧は約３５０〜４００Ｖ
に昇圧充電される。今、スイッチＱvaのオン・オフ期間
による補償電流の供給及びコンデンサＣ1 の充電につい
て述べたが、他のスイッチのオン・オフ期間にも同様な
動作が生じる。
【００２１】この実施例ではコンデンサＣ1 の電圧が一
定に制御されている。従って、補償電流供給回路４即ち
変換器自身の損失分を除き、変換器への基本波の有効電
力（電流）の流入及び流出がなくなるように制御されて
いることになる。なお、基本波有効電流が流入すると、
コンデンサＣ1 が充電され、この電圧が上昇し、逆に流
出すると、コンデンサＣ1 が放電され、この電圧が低下
する。これにより、コンデンサＣ1 の電圧が一定に制御
されていれば、基本波有効電流（電力）の流入及び流出
が平均値的に見て無くなることになる。この結果、補償
電流供給回路４は負荷２の電流に含まれている高調波電
流と基本波無効電流とを打ち消すための補償電流供給源
として機能し、図７（Ｃ）に示す減算手段２２から出力
される補償電流指令値に対応した図７（Ｄ）に示す補償
電流出力が得られる。なお、比例積分器２０の応答周波
数は基本周波数（電源周波数）以下に設定されているの
で、有効電流の中の高調波成分が補償され、基本波有効
電流が補償電流に含まれない。
定に制御されている。従って、補償電流供給回路４即ち
変換器自身の損失分を除き、変換器への基本波の有効電
力（電流）の流入及び流出がなくなるように制御されて
いることになる。なお、基本波有効電流が流入すると、
コンデンサＣ1 が充電され、この電圧が上昇し、逆に流
出すると、コンデンサＣ1 が放電され、この電圧が低下
する。これにより、コンデンサＣ1 の電圧が一定に制御
されていれば、基本波有効電流（電力）の流入及び流出
が平均値的に見て無くなることになる。この結果、補償
電流供給回路４は負荷２の電流に含まれている高調波電
流と基本波無効電流とを打ち消すための補償電流供給源
として機能し、図７（Ｃ）に示す減算手段２２から出力
される補償電流指令値に対応した図７（Ｄ）に示す補償
電流出力が得られる。なお、比例積分器２０の応答周波
数は基本周波数（電源周波数）以下に設定されているの
で、有効電流の中の高調波成分が補償され、基本波有効
電流が補償電流に含まれない。
【００２２】上述から明らかなように本実施例によれば
比較的簡単な回路構成によって高調波成分の除去即ち波
形改善及び無効成分の除去即ち力率改善を良好に達成す
ることができる。
比較的簡単な回路構成によって高調波成分の除去即ち波
形改善及び無効成分の除去即ち力率改善を良好に達成す
ることができる。
【００２３】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ＰＷＭ信号形成回路５ｕ、５ｖ、５ｗの一部又
は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・
シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によっ
て構成してもよい。 （２） 電源１を単相電源とし、補償電流供給回路４を
第１〜第４のダイオードＤua〜ＤvbとスイッチＱua〜Ｑ
vbを含む回路とすることができる。 （３） 図２において、例えば下半分のスイッチＱub、
Ｑvb、Ｑwbを省くことができる。 （４） スイッチＱua〜ＱwbをＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の別
の半導体スイッチにすることができる。また、ダイオー
ドＤua〜ＤwbをスイッチＱua〜Ｑwbに内蔵させることが
できる。 （５） 図１の整流回路２３、図３の整流回路３１、３
２、３３、及び図５の整流回路４０を省き、交流波形を
入力させることができる。 （６） 電流検出器６u 、６v 、６w 、ＣＴu 、ＣＴv
、ＣＴw をホ−ル素子（磁電変換素子）等を使用した
電流検出器にすることができる。 （７） 補償電流供給回路４は補償電流を供給すること
ができればどの様な回路でもよく、降圧型変換回路とす
ることができる。 図１０は降圧型変換回路の１例を示す。図１０に示す降
圧型変換回路は、平成８年１１月２９日にサンケン電気
株式会社が発行した刊行物「サンケン技報」第２８巻第
１号の第５９頁〜第６６頁に記載されている降圧形三相
ＰＷＭコンバ−タと同一原理のものである。図１０にお
いて図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図１０ではダイオ−ドＤua、Ｄu
b、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、ＤwbがスイッチＱua、Ｑub、Ｑv
a、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbに対して直列に接続され、逆流阻
止として使用されている。入力段の交流側のリアクトル
Ｌ1、Ｌ2 、Ｌ3 、コンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw はスイ
ッチＱua〜Ｑwbのオン・オフによる高周波成分を除去す
るものである。上側スイッチＱua、Ｑva、Ｑwaの出力端
子１２とコンデンサＣ1 との間にリアクトルＬd が接続
されている。また、端子１２、１４間にダイオ−ドＤ1
が接続されている。図１０の降圧型変換回路では、同一
期間に上側のスイッチＱua、Ｑva、Ｑwaの内の１つと下
側のスイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbの内の一つのみがオンし
なければならない。図１１は図１０のスイッチＱua〜Ｑ
wbをオン・オフするための制御信号の形成の原理を示
す。図５及び図８で説明したと同様な原理で図１１
（Ａ）に示すようにキャリア即ち三角波電圧Ｖt と各相
の相電流指令値（誤差信号）Ｖe1、Ｖe2、Ｖe3とを比較
し、図１１（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示す相電流対応パルス
Ｓab、Ｓbc、Ｓcaを形成する。次に、図１１（Ｂ）
（Ｃ）（Ｄ）の相電流対応パルスＳab、Ｓbc、Ｓcaを図
１１（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に示す線電流対応パルスＳa 、
Ｓb 、Ｓc に変換する。これ等の相互関係はＳa ＝Ｓab
−Ｓca、Ｓb ＝Ｓbc−Ｓab、Ｓc ＝Ｓca−Ｓbcである。
図１１（Ｅ）のＳa は第１ア−ムのスイッチＱua、Ｑub
に対応し、図１１（Ｆ）のＳb は第２ア−ムのスイッチ
Ｑva、Ｑvbに対応し、図１１（Ｇ）のＳc は第３ア−ム
のスイッチＱwa、Ｑwbに対応する。Ｓa 、Ｓb 、Ｓc が
＋１の時には上側のスイッチＱua、Ｑva、Ｑwaがオンに
なり、Ｓa 、Ｓb 、Ｓc が−１の時には下側のスイッチ
Ｑub、Ｑvb、Ｑwbがオンななる。Ｓa、Ｓb 、Ｓc が０
の場合はスイッチＱua〜Ｑwbはオフである。図１１
（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）から明らかなように上側のスイッチ
Ｑua、Ｑva、Ｑwaが同時に２つ以上オンになることはな
い。また、下側のスイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbも同時に２
つ以上オンになることはない。なお、図１０の電流検出
器ＣＴu 、ＣＴv 、ＣＴw をリアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ
3 の出力側又はコンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw の出力側に
設けることもできる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ＰＷＭ信号形成回路５ｕ、５ｖ、５ｗの一部又
は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・
シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によっ
て構成してもよい。 （２） 電源１を単相電源とし、補償電流供給回路４を
第１〜第４のダイオードＤua〜ＤvbとスイッチＱua〜Ｑ
vbを含む回路とすることができる。 （３） 図２において、例えば下半分のスイッチＱub、
Ｑvb、Ｑwbを省くことができる。 （４） スイッチＱua〜ＱwbをＩＧＢＴ、ＦＥＴ等の別
の半導体スイッチにすることができる。また、ダイオー
ドＤua〜ＤwbをスイッチＱua〜Ｑwbに内蔵させることが
できる。 （５） 図１の整流回路２３、図３の整流回路３１、３
２、３３、及び図５の整流回路４０を省き、交流波形を
入力させることができる。 （６） 電流検出器６u 、６v 、６w 、ＣＴu 、ＣＴv
、ＣＴw をホ−ル素子（磁電変換素子）等を使用した
電流検出器にすることができる。 （７） 補償電流供給回路４は補償電流を供給すること
ができればどの様な回路でもよく、降圧型変換回路とす
ることができる。 図１０は降圧型変換回路の１例を示す。図１０に示す降
圧型変換回路は、平成８年１１月２９日にサンケン電気
株式会社が発行した刊行物「サンケン技報」第２８巻第
１号の第５９頁〜第６６頁に記載されている降圧形三相
ＰＷＭコンバ−タと同一原理のものである。図１０にお
いて図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図１０ではダイオ−ドＤua、Ｄu
b、Ｄva、Ｄvb、Ｄwa、ＤwbがスイッチＱua、Ｑub、Ｑv
a、Ｑvb、Ｑwa、Ｑwbに対して直列に接続され、逆流阻
止として使用されている。入力段の交流側のリアクトル
Ｌ1、Ｌ2 、Ｌ3 、コンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw はスイ
ッチＱua〜Ｑwbのオン・オフによる高周波成分を除去す
るものである。上側スイッチＱua、Ｑva、Ｑwaの出力端
子１２とコンデンサＣ1 との間にリアクトルＬd が接続
されている。また、端子１２、１４間にダイオ−ドＤ1
が接続されている。図１０の降圧型変換回路では、同一
期間に上側のスイッチＱua、Ｑva、Ｑwaの内の１つと下
側のスイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbの内の一つのみがオンし
なければならない。図１１は図１０のスイッチＱua〜Ｑ
wbをオン・オフするための制御信号の形成の原理を示
す。図５及び図８で説明したと同様な原理で図１１
（Ａ）に示すようにキャリア即ち三角波電圧Ｖt と各相
の相電流指令値（誤差信号）Ｖe1、Ｖe2、Ｖe3とを比較
し、図１１（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示す相電流対応パルス
Ｓab、Ｓbc、Ｓcaを形成する。次に、図１１（Ｂ）
（Ｃ）（Ｄ）の相電流対応パルスＳab、Ｓbc、Ｓcaを図
１１（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に示す線電流対応パルスＳa 、
Ｓb 、Ｓc に変換する。これ等の相互関係はＳa ＝Ｓab
−Ｓca、Ｓb ＝Ｓbc−Ｓab、Ｓc ＝Ｓca−Ｓbcである。
図１１（Ｅ）のＳa は第１ア−ムのスイッチＱua、Ｑub
に対応し、図１１（Ｆ）のＳb は第２ア−ムのスイッチ
Ｑva、Ｑvbに対応し、図１１（Ｇ）のＳc は第３ア−ム
のスイッチＱwa、Ｑwbに対応する。Ｓa 、Ｓb 、Ｓc が
＋１の時には上側のスイッチＱua、Ｑva、Ｑwaがオンに
なり、Ｓa 、Ｓb 、Ｓc が−１の時には下側のスイッチ
Ｑub、Ｑvb、Ｑwbがオンななる。Ｓa、Ｓb 、Ｓc が０
の場合はスイッチＱua〜Ｑwbはオフである。図１１
（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）から明らかなように上側のスイッチ
Ｑua、Ｑva、Ｑwaが同時に２つ以上オンになることはな
い。また、下側のスイッチＱub、Ｑvb、Ｑwbも同時に２
つ以上オンになることはない。なお、図１０の電流検出
器ＣＴu 、ＣＴv 、ＣＴw をリアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ
3 の出力側又はコンデンサＣu 、Ｃv 、Ｃw の出力側に
設けることもできる。
【図１】本発明の実施例の電力補償装置を示すブロック
図である。
図である。
【図２】図１の補償電流供給装置を詳しく示す回路図で
ある。
ある。
【図３】図１の基準正弦波発生回路を詳しく示す回路図
である。
である。
【図４】図１の比例積分器を詳しく示す回路図である。
【図５】図１の電流制御回路を詳しく示す回路図であ
る。
る。
【図６】図２の基準相電圧と各スイッチのオン・オフ状
態を原理的に示す図である。
態を原理的に示す図である。
【図７】図１及び図５の各部の電圧状態を示す波形図で
ある。
ある。
【図８】図５のコンパレータの入力及び出力を示す波形
図である。
図である。
【図９】ＰＷＭ信号形成回路の変形例を示すブロック図
である。
である。
【図１０】変形例の降圧型変換回路を示す回路図であ
る。
る。
【図１１】図１０のスイッチの制御信号の形成を示す波
形図である。
形図である。
４ 補償電流供給回路 ５ｕ、５ｖ、５ｗ ＰＷＭ信号形成回路 Ｃ1 直流負荷コンデンサ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年７月１６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】乗算器２１は基準正弦波発生回路１７から
得られた基準正弦波電圧に比例積分器２０から得られた
電圧制御信号を乗算した信号を形成する。この乗算器２
１の出力は基準正弦波電圧の振幅を電圧制御信号で変調
するものであり、図７（Ａ）に示す絶対値の正弦波電圧
となる。
得られた基準正弦波電圧に比例積分器２０から得られた
電圧制御信号を乗算した信号を形成する。この乗算器２
１の出力は基準正弦波電圧の振幅を電圧制御信号で変調
するものであり、図７（Ａ）に示す絶対値の正弦波電圧
となる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２０】例えばスイッチＱｖａのＰＷＭ信号での駆
動期間中におけるオン期間には１−８ｕ−Ｌｕ−Ｄｕａ
−Ｑｖａ−Ｌｖ−８ｖの閉回路で補償電流が流れ、この
後のスイッチＱｖａのオフ期間には１−８ｕ−Ｌｕ−Ｄ
ｕａ−Ｃ１−Ｄｖｂ−Ｌｖ−８ｖの回路でコンデンサＣ
１が昇圧充電される。従って、電源１の電圧が例えば２
００Ｖの場合にはコンデンサＣ１の電圧は約３５０〜４
００Ｖに昇圧充電される。今、スイッチＱｖａのオン・
オフ期間による補償電流の供給及びコンデンサＣ１の充
電について述べたが、他のスイッチのオン・オフ期間に
も同様な動作が生じる。
動期間中におけるオン期間には１−８ｕ−Ｌｕ−Ｄｕａ
−Ｑｖａ−Ｌｖ−８ｖの閉回路で補償電流が流れ、この
後のスイッチＱｖａのオフ期間には１−８ｕ−Ｌｕ−Ｄ
ｕａ−Ｃ１−Ｄｖｂ−Ｌｖ−８ｖの回路でコンデンサＣ
１が昇圧充電される。従って、電源１の電圧が例えば２
００Ｖの場合にはコンデンサＣ１の電圧は約３５０〜４
００Ｖに昇圧充電される。今、スイッチＱｖａのオン・
オフ期間による補償電流の供給及びコンデンサＣ１の充
電について述べたが、他のスイッチのオン・オフ期間に
も同様な動作が生じる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２３】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ＰＷＭ信号形成回路５ｕ、５ｖ、５ｗの一部又
は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・
シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によっ
て構成してもよい。 （２） 電源１を単相電源とし、補償電流供給回路４を
第１〜第４のダイオードＤｕａ〜ＤｖｂとスイッチＱｕ
ａ〜Ｑｖｂを含む回路とすることができる。 （３） 図２において、例えば下半分のスイッチＱｕ
ｂ、Ｑｖｂ、Ｑｗｂを省くことができる。 （４） スィッチＱｕａ〜ＱｗｂをＩＧＢＴ、ＦＥＴ等
の別の半導体スイッチにすることができる。また、ダイ
オードＤｕａ〜ＤｗｂをスイッチＱｕａ〜Ｑｗｂに内蔵
させることができる。 （５） 図１の整流回路２３、図３の整流回路３１、３
２、３３、及び図５の整流回路４０を省き、交流波形を
入力させることができる。 （６） 電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗ、ＣＴｕ、ＣＴ
ｖ、ＣＴｗをホール素子（磁電変換素子）等を使用した
電流検出器にすることができる。 （７） 補償電流供給回路４は補償電流を供給すること
ができればどの様な回路でもよく、降圧型変換回路とす
ることができる。 図１０は降圧型変換回路の１例を示す。図１０に示す降
圧型変換回路は、平成８年１１月２９日にサンケン電気
株式会社が発行した刊行物「サンケン技報」第２８巻第
１号の第５９頁〜第６６頁に記載されている降圧形三相
ＰＷＭコンバータと同一原理のものである。図１０にお
いて図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図１０ではダイオードＤｕａ、Ｄ
ｕｂ、Ｄｖａ、Ｄｖｂ、Ｄｗａ、ＤｗｂがスイッチＱｕ
ａ、Ｑｕｂ、Ｑｖａ、Ｑｖｂ、Ｑｗａ、Ｑｗｂに対して
直列に接続され、逆流阻止として使用されている。入力
段の交流側のリアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、コンデンサ
Ｃｕ、Ｃｖ、ＣｗはスイッチＱｕａ〜Ｑｗｂのオン・オ
フによる高調波成分を除去するものである。上側スイッ
チＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａの出力端子１２とコンデンサ
Ｃ１との間にリアクトルＬｄが接続されている。また、
端子１２、１４間にダイオードＤ１が接続されている。
図１０の降圧型変換回路では、同一期間に上側のスイッ
チＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａの内の１つと下側のスイッチ
Ｑｕｂ、Ｑｖｂ、Ｑｗｂの内の一つのみがオンしなけれ
ばならない。図１１は図１０のスイッチＱｕａ〜Ｑｗｂ
をオン・オフするための制御信号の形成の原理を示す。
図５及び図８で説明したと同様な原理で図１１（Ａ）に
示すようにキャリア即ち三角波電圧Ｖｔと各相の相電流
指令値（誤差信号）Ｖｅ１、Ｖｅ２、Ｖｅ３とを比較
し、図１１（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示す相電流対応パルス
Ｓａｂ、Ｓｂｃ、Ｓｃａを形成する。次に、図１１
（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の相電流対応パルスＳａｂ、Ｓｂ
ｃ、Ｓｃａを図１１（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に示す線電流対
応パルスＳａ、Ｓｂ、Ｓｃに変換する。これ等の相互関
係はＳａ＝Ｓａｂ−Ｓｃａ、Ｓｂ＝Ｓｂｃ−Ｓａｂ、Ｓ
ｃ＝Ｓｃａ−Ｓｂｃである。図１１（Ｅ）のＳａは第１
アームのスイッチＱｕａ、Ｑｕｂに対応し、図１１
（Ｆ）のＳｂは第２アームのスイッチＱｖａ、Ｑｖｂに
対応し、図１１（Ｇ）のＳｃは第３アームのスイッチＱ
ｗａ、Ｑｗｈに対応する。Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが＋１の時
には上側のスイッチＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａがオンにな
り、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが−１の時には下側のスイッチＱ
ｕｂ、Ｑｖｂ、Ｑｗｂがオンななる。Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ
が０の場合はスイッチＱｕａ〜Ｑｗｂはオフである。図
１１（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）から明らかなように上側のスイ
ッチＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａが同時に２つ以上オンにな
ることはない。また、下側のスイッチＱｕｂ、Ｑｖｂ、
Ｑｗｂも同時に２つ以上オンになることはない。なお、
図１０の電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗをリアクト
ルＬ１、Ｌ２、Ｌ３の出力側又はコンデンサＣｕ、Ｃ
ｖ、Ｃｗの出力側に設けることもできる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ＰＷＭ信号形成回路５ｕ、５ｖ、５ｗの一部又
は全部をマイクロコンピュータやＤＳＰ（ディジタル・
シグナル・プロセッサ）等のディジタル演算手段によっ
て構成してもよい。 （２） 電源１を単相電源とし、補償電流供給回路４を
第１〜第４のダイオードＤｕａ〜ＤｖｂとスイッチＱｕ
ａ〜Ｑｖｂを含む回路とすることができる。 （３） 図２において、例えば下半分のスイッチＱｕ
ｂ、Ｑｖｂ、Ｑｗｂを省くことができる。 （４） スィッチＱｕａ〜ＱｗｂをＩＧＢＴ、ＦＥＴ等
の別の半導体スイッチにすることができる。また、ダイ
オードＤｕａ〜ＤｗｂをスイッチＱｕａ〜Ｑｗｂに内蔵
させることができる。 （５） 図１の整流回路２３、図３の整流回路３１、３
２、３３、及び図５の整流回路４０を省き、交流波形を
入力させることができる。 （６） 電流検出器６ｕ、６ｖ、６ｗ、ＣＴｕ、ＣＴ
ｖ、ＣＴｗをホール素子（磁電変換素子）等を使用した
電流検出器にすることができる。 （７） 補償電流供給回路４は補償電流を供給すること
ができればどの様な回路でもよく、降圧型変換回路とす
ることができる。 図１０は降圧型変換回路の１例を示す。図１０に示す降
圧型変換回路は、平成８年１１月２９日にサンケン電気
株式会社が発行した刊行物「サンケン技報」第２８巻第
１号の第５９頁〜第６６頁に記載されている降圧形三相
ＰＷＭコンバータと同一原理のものである。図１０にお
いて図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図１０ではダイオードＤｕａ、Ｄ
ｕｂ、Ｄｖａ、Ｄｖｂ、Ｄｗａ、ＤｗｂがスイッチＱｕ
ａ、Ｑｕｂ、Ｑｖａ、Ｑｖｂ、Ｑｗａ、Ｑｗｂに対して
直列に接続され、逆流阻止として使用されている。入力
段の交流側のリアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、コンデンサ
Ｃｕ、Ｃｖ、ＣｗはスイッチＱｕａ〜Ｑｗｂのオン・オ
フによる高調波成分を除去するものである。上側スイッ
チＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａの出力端子１２とコンデンサ
Ｃ１との間にリアクトルＬｄが接続されている。また、
端子１２、１４間にダイオードＤ１が接続されている。
図１０の降圧型変換回路では、同一期間に上側のスイッ
チＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａの内の１つと下側のスイッチ
Ｑｕｂ、Ｑｖｂ、Ｑｗｂの内の一つのみがオンしなけれ
ばならない。図１１は図１０のスイッチＱｕａ〜Ｑｗｂ
をオン・オフするための制御信号の形成の原理を示す。
図５及び図８で説明したと同様な原理で図１１（Ａ）に
示すようにキャリア即ち三角波電圧Ｖｔと各相の相電流
指令値（誤差信号）Ｖｅ１、Ｖｅ２、Ｖｅ３とを比較
し、図１１（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示す相電流対応パルス
Ｓａｂ、Ｓｂｃ、Ｓｃａを形成する。次に、図１１
（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）の相電流対応パルスＳａｂ、Ｓｂ
ｃ、Ｓｃａを図１１（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に示す線電流対
応パルスＳａ、Ｓｂ、Ｓｃに変換する。これ等の相互関
係はＳａ＝Ｓａｂ−Ｓｃａ、Ｓｂ＝Ｓｂｃ−Ｓａｂ、Ｓ
ｃ＝Ｓｃａ−Ｓｂｃである。図１１（Ｅ）のＳａは第１
アームのスイッチＱｕａ、Ｑｕｂに対応し、図１１
（Ｆ）のＳｂは第２アームのスイッチＱｖａ、Ｑｖｂに
対応し、図１１（Ｇ）のＳｃは第３アームのスイッチＱ
ｗａ、Ｑｗｈに対応する。Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが＋１の時
には上側のスイッチＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａがオンにな
り、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃが−１の時には下側のスイッチＱ
ｕｂ、Ｑｖｂ、Ｑｗｂがオンななる。Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ
が０の場合はスイッチＱｕａ〜Ｑｗｂはオフである。図
１１（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）から明らかなように上側のスイ
ッチＱｕａ、Ｑｖａ、Ｑｗａが同時に２つ以上オンにな
ることはない。また、下側のスイッチＱｕｂ、Ｑｖｂ、
Ｑｗｂも同時に２つ以上オンになることはない。なお、
図１０の電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗをリアクト
ルＬ１、Ｌ２、Ｌ３の出力側又はコンデンサＣｕ、Ｃ
ｖ、Ｃｗの出力側に設けることもできる。
Claims (8)
- 【請求項１】 単相又は多相の正弦波交流電源に接続さ
れた単相又は多相の負荷に基づいて発生する高調波電流
又は無効電流を補償するための装置であって、 前記負荷に対して並列に接続され、且つ前記交流電源の
電圧を直流電圧に変換するように構成されており、且つ
スイッチをＰＷＭ信号でオン・オフすることによって高
調波電流又は無効電流を供給することができるように構
成されている補償電流供給回路と、 前記交流電源の電圧に同期して基準正弦波電圧を発生す
る基準正弦波電圧発生手段と、 前記負荷に流れる電流を検出する負荷電流検出手段と、 前記補償電流供給回路の直流出力電圧を検出する直流電
圧検出手段と、 基準電圧源と、 前記直流電圧検出手段から得られた検出電圧と前記基準
電圧源の基準電圧との差の出力を得るための第１の減算
手段と、 前記第１の減算手段で求めた差の出力を比例積分する比
例積分手段と、 前記基準正弦波電圧発生手段から得られた基準正弦波電
圧と前記比例積分手段の出力とを乗算する乗算手段と、 前記乗算手段の出力と前記負荷電流検出手段の出力との
差に対応する出力を補償電流指令値としてを得るための
第２の減算手段と、 前記補償電流供給回路で供給している補償電流を検出す
るための補償電流検出手段と、 前記第２の減算手段から得られた前記補償電流指令値と
前記補償電流検出手段の出力との差を求めるための第３
の減算手段と、 前記交流電源の正弦波交流電圧の周期よりも十分に短い
周期で三角波電圧を繰返して発生する三角波発生手段
と、 前記三角波発生手段から発生した三角波電圧と前記第３
の減算手段の出力とを比較してＰＷＭ信号を出力するコ
ンパレータと、 前記コンパレータから得られたＰＷＭ信号に基づいて前
記スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御駆
動回路とを備えていることを特徴とする電力補償装置。 - 【請求項２】 前記補償電流供給回路は、前記交流電源
に接続された少なくとも第１及び第２の整流入力端子
と、 第１及び第２の整流出力端子と、 前記第１の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第１のダイオードと、 前記第１の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第２のダイオードと、 前記第２の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第３のダイオードと、 前記第２の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第４のダイオードと、 少なくとも前記第１及び第３のダイオード又は第２及び
第４のダイオードにそれぞれ並列に接続された第１及び
第２のスイッチと、 前記交流電源と少なくとも前記第１の整流入力端子との
間又は前記第１及び第２の整流出力端子よりも電源側に
接続されたリアクトルと、 前記第１及び第２の整流出力端子間に接続されたコンデ
ンサとから成ることを特徴とする請求項１記載の電力補
償装置。 - 【請求項３】 更に、前記第１及び第２のスイッチが並
列に接続されなかった前記第２及び第４のダイオード又
は前記第１及び第３のダイオードに対してそれぞれ並列
に接続された第３及び第４のスイッチを有し、且つ前記
スイッチ制御駆動回路は前記第３及び第４のスイッチを
前記第１及び第２のスイッチと同様にオン・オフするよ
うに形成されていることを特徴とする請求項２記載の電
力補償装置。 - 【請求項４】 交流電源は３相交流電源であり、 前記負荷は３相負荷であり、 前記補償電力供給回路は、 前記交流電源に接続された第１、第２及び第３の整流入
力端子と、 第１及び第２の整流出力端子と、 前記第１の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第１のダイオードと、 前記第１の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第２のダイオードと、 前記第２の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第３のダイオードと、 前記第２の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第４のダイオードと、 前記第３の整流入力端子と前記第１の整流出力端子との
間に接続された第５のダイオードと、 前記第３の整流入力端子と前記第２の整流出力端子との
間に接続された第６のダイオードと、 少なくとも前記第１、第３及び第５のダイオード又は少
なくとも第２、第４及び第６のダイオードにそれぞれ並
列に接続された第１、第２及び第３のスイッチと、 前記交流電源と前記第１、第２及び第３の整流入力端子
との間又は前記第１及び第２の整流出力端子よりも電源
側に接続された第１、第２及び第３のリアクトルと、 前記第１及び第２の整流出力端子間に接続されたコンデ
ンサとから成ることを特徴とする請求項１記載の電力補
償装置。 - 【請求項５】 更に、前記第１、第２及び第３のスイッ
チが並列に接続されなかった前記第２、第４及び第６の
ダイオード又は前記第１、第３及び第５のダイオードに
対してそれぞれ並列に接続された第４、第５及び第６の
スイッチを有し、前記第４、第５及び第６のスイッチを
前記第１、第２及び第３のスイッチと同様にオン・オフ
するように形成されていることを特徴とする請求項４記
載の電力補償装置。 - 【請求項６】 前記基準正弦波電圧発生手段は第１、第
２及び第３の相の基準正弦波電圧を発生するものであ
り、 前記負荷電流検出手段は第１、第２及び第３の相の電流
を検出するものであり、 前記基準電圧源、前記第１の減算手段及び前記比例積分
手段は、第１、第２及び第３の相に対して個々に設けら
れているか、又は３相で共用するように設けられてお
り、 前記乗算手段は第１、第２及び第３の相の基準正弦波電
圧と前記比例積分手段の出力とを乗算して第１、第２及
び第３の補償電流指令値を得るものであり、 前記第２の減算手段は、前記乗算手段から得られた第
１、第２及び第３の相の出力と前記負荷電流検出手段か
ら得られた第１、第２及び第３の相の負荷電流検出信号
との差を求めて第１、第２及び第３の相の補償電流指令
値を得るものであり、 前記補償電流検出手段は第１、第２及び第３の相の補償
電流を検出するものであり、 前記第３の減算手段は前記第１、第２及び第３の相の補
償電流指令値と前記第１、第２及び第３の相の補償電流
の検出値との差をそれぞれ求めるものであり、前記三角
波発生手段は第１、第２及び第３の相のために個々に三
角波電圧を発生するか、又は第１、第２及び第３の相で
共用するように１つの三角波電圧を発生するものであ
り、 前記コンパレータは第１、第２及び第３のＰＷＭ信号を
発生する第１、第２及び第３のコンパレータであり、 前記スイッチ制御駆動回路は、前記第１、第２及び第３
のＰＷＭ信号に基づいて前記第１、第２及び第３のスイ
ッチ、又は前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６
のスイッチを制御するものである請求項４又は５記載の
電力補償装置。 - 【請求項７】 請求項６に記載の電力補償装置におい
て、前記第３の補償電流指令値を得るための前記第３の
減算手段及びこの入力側の回路が省略されており、前記
第３の補償電流指令値を前記第１及び第２の補償電流指
令値の合成によって求める手段が設けられていることを
特徴とする電力補償装置。 - 【請求項８】 請求項６又は７に記載の電力補償装置に
おいて、前記第３の補償電流を検出する手段が省略され
ており、前記第３の補償電流を前記第１及び第２の補償
電流の検出値に基づいて求める手段が設けられているこ
とを特徴とする電力補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9166717A JPH10304568A (ja) | 1997-04-25 | 1997-04-25 | 電力補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9166717A JPH10304568A (ja) | 1997-04-25 | 1997-04-25 | 電力補償装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10304568A true JPH10304568A (ja) | 1998-11-13 |
Family
ID=15836459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9166717A Pending JPH10304568A (ja) | 1997-04-25 | 1997-04-25 | 電力補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10304568A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100755396B1 (ko) * | 2002-01-10 | 2007-09-04 | 엘지전자 주식회사 | 역률 보상 회로 |
| JP2011188737A (ja) * | 2010-03-09 | 2011-09-22 | Richard Landry Gray | 力率補償方法 |
| JP2012516134A (ja) * | 2009-01-26 | 2012-07-12 | ジュネーブ クリーンテック インコーポレイテッド | 歪み低減装置 |
| JP2012143094A (ja) * | 2011-01-04 | 2012-07-26 | Mitsubishi Electric Corp | 高調波電流補償装置 |
| JP2013518347A (ja) * | 2010-01-25 | 2013-05-20 | ジェネヴァ クリーンテック インコーポレイテッド | 歪み低減装置 |
| US9020769B2 (en) | 2009-01-26 | 2015-04-28 | Geneva Cleantech Inc. | Automatic detection of appliances |
-
1997
- 1997-04-25 JP JP9166717A patent/JPH10304568A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100755396B1 (ko) * | 2002-01-10 | 2007-09-04 | 엘지전자 주식회사 | 역률 보상 회로 |
| JP2012516134A (ja) * | 2009-01-26 | 2012-07-12 | ジュネーブ クリーンテック インコーポレイテッド | 歪み低減装置 |
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| JP2015167468A (ja) * | 2009-01-26 | 2015-09-24 | ジュネーブ クリーンテック インコーポレイテッド | 歪み低減装置 |
| JP2013518347A (ja) * | 2010-01-25 | 2013-05-20 | ジェネヴァ クリーンテック インコーポレイテッド | 歪み低減装置 |
| JP2011188737A (ja) * | 2010-03-09 | 2011-09-22 | Richard Landry Gray | 力率補償方法 |
| JP2012143094A (ja) * | 2011-01-04 | 2012-07-26 | Mitsubishi Electric Corp | 高調波電流補償装置 |
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