JPH0251360A - Pwm昇圧コンバータの制御装置 - Google Patents
Pwm昇圧コンバータの制御装置Info
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- 241001508691 Martes zibellina Species 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
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- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
-
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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- Inverter Devices (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的・〕
(産業上の利用分野)
本発明は交流電源にリアクトルを介して接続された電源
回生可能なPWM昇圧コンバータと、このPWM昇圧コ
ンバータの直流出力側に接続された力行−回生運転を行
う直流負荷とを有しているシステムに用いられ、前記直
流負荷に印加される直流電圧が設定値となるように前記
PWM昇圧コンバータの位相を制御するPWM昇圧コン
バータの制御装置に関する。
回生可能なPWM昇圧コンバータと、このPWM昇圧コ
ンバータの直流出力側に接続された力行−回生運転を行
う直流負荷とを有しているシステムに用いられ、前記直
流負荷に印加される直流電圧が設定値となるように前記
PWM昇圧コンバータの位相を制御するPWM昇圧コン
バータの制御装置に関する。
(従来の技術)
交流電源を直流に変換する電源側変換器と電動機に可変
電圧可変周波数の交流を供給する電動機側変換器を共に
電圧形パルス幅変調方式変換器とし、両者を直流側で互
いに接続して、電源力率の向上と力行−回生電力の授受
を行なうことができるシステムが提案され、実用化され
ている。
電圧可変周波数の交流を供給する電動機側変換器を共に
電圧形パルス幅変調方式変換器とし、両者を直流側で互
いに接続して、電源力率の向上と力行−回生電力の授受
を行なうことができるシステムが提案され、実用化され
ている。
このシステムの主回路構成を第3図に示す。
符号1は商用電源、符号2は交流リアクトル、符号3は
自己消弧素子であるパワートランジスタを用いて構成し
たPWM(電圧形パルス幅変調方式)昇圧コンバータ(
以下、PWMコンバータともいう)、符号4は平滑コン
デンサ、符号5はPWMコンバータ3と同じ構成のPW
M昇圧インバータ(以下、PWMインバータともいう)
、符号6は誘導電動機である。
自己消弧素子であるパワートランジスタを用いて構成し
たPWM(電圧形パルス幅変調方式)昇圧コンバータ(
以下、PWMコンバータともいう)、符号4は平滑コン
デンサ、符号5はPWMコンバータ3と同じ構成のPW
M昇圧インバータ(以下、PWMインバータともいう)
、符号6は誘導電動機である。
このシステムは直流回路が所定電圧値となるように制御
しながら電源回生も可能であって、電源力率が高い制御
も可能な優れたシステムである。
しながら電源回生も可能であって、電源力率が高い制御
も可能な優れたシステムである。
回路構成上直流回路電圧は、商用電源電圧の波高値より
も高く設定され交流リアクトル2とPWMコンバータ3
により昇圧制御を行い、直流回路を所定電圧値に制御す
る。
も高く設定され交流リアクトル2とPWMコンバータ3
により昇圧制御を行い、直流回路を所定電圧値に制御す
る。
第4図にこのPWMコンバータ3の制御回路を示す。
符号8は直流回路の電圧基準V*を設定する電圧基準設
定器、符号9は直流回路の平滑コンデンサ4の両端電圧
を検出する電圧検出器である。符号10は電圧基準V*
と電圧検出器の検出値Vの偏差に基づいてこの偏差が零
となるPWMコンバータ3の電流振幅基準1■*1を出
力する電圧制御器である。そして符号11は商用電源1
の電圧を絶縁して取り出すための変圧器であって、交流
電源1の各相電圧と同位相の信号を発生する。符号12
は変圧器11の出力である、交流電源1の各相電圧と同
位相の信号に基づいてこの信号に同期した正弦波基準を
デジタルで出力する正弦波基準発生器である。
定器、符号9は直流回路の平滑コンデンサ4の両端電圧
を検出する電圧検出器である。符号10は電圧基準V*
と電圧検出器の検出値Vの偏差に基づいてこの偏差が零
となるPWMコンバータ3の電流振幅基準1■*1を出
力する電圧制御器である。そして符号11は商用電源1
の電圧を絶縁して取り出すための変圧器であって、交流
電源1の各相電圧と同位相の信号を発生する。符号12
は変圧器11の出力である、交流電源1の各相電圧と同
位相の信号に基づいてこの信号に同期した正弦波基準を
デジタルで出力する正弦波基準発生器である。
符号13は正弦波基準発生器12の出力である正弦波基
準信号と電流振幅基準である電圧制御器10の出力1■
*1に基づいて電流基準I *をアナログで出力する乗
算形D/A変換器、符号14はPWMコンバータ3の起
動時の突入電流を抑制するための電源電圧補償の基準を
設定する電源電圧補償基準設定器である。符号15は正
弦波基準信号と電源電圧補償基準設定器14の設定値に
基づいて電源電圧補償V。M、を出力する乗算形D/A
変換器、符号16はPWMコンバータ3の交流入力電流
(瞬時値)を検出する電流検出器、符号ネ 17は電流基準■、と電流検出器16の検出値■ の偏
差に基づいて電圧指令VAを出力する電流調御器である
。符号18Aは電流制御器17の出力V と電源電圧補
償V。M、をベクトル加算する加算器、符号19は3角
波の搬送波信号を発生する発振器、符号20は搬送波信
号と加算器18Aの出力VBを比較しパルス幅変調信号
を出力するPWMコンパレータ、符号21はPWMコン
バータ3のパワートランジスタのゲートを制御するベー
スドライブ回路である。
準信号と電流振幅基準である電圧制御器10の出力1■
*1に基づいて電流基準I *をアナログで出力する乗
算形D/A変換器、符号14はPWMコンバータ3の起
動時の突入電流を抑制するための電源電圧補償の基準を
設定する電源電圧補償基準設定器である。符号15は正
弦波基準信号と電源電圧補償基準設定器14の設定値に
基づいて電源電圧補償V。M、を出力する乗算形D/A
変換器、符号16はPWMコンバータ3の交流入力電流
(瞬時値)を検出する電流検出器、符号ネ 17は電流基準■、と電流検出器16の検出値■ の偏
差に基づいて電圧指令VAを出力する電流調御器である
。符号18Aは電流制御器17の出力V と電源電圧補
償V。M、をベクトル加算する加算器、符号19は3角
波の搬送波信号を発生する発振器、符号20は搬送波信
号と加算器18Aの出力VBを比較しパルス幅変調信号
を出力するPWMコンパレータ、符号21はPWMコン
バータ3のパワートランジスタのゲートを制御するベー
スドライブ回路である。
なお、3相コンバータは、U、V、W相をそれぞれ制御
する必要があるが、第4図では説明を簡単にするためU
相だけに注目して表示しである。
する必要があるが、第4図では説明を簡単にするためU
相だけに注目して表示しである。
次に、その動作を説明する。なお第5図に制御装置各部
の信号のベクトル図を示す。通常、昇圧を行わない場合
、電源電圧補償■。M、の正弦波波高値が発振器19か
ら出力される3角波のピーク値となるように設定器14
により設定される。これに対して昇圧を開始すると、電
圧基準設定器8からの電圧基準V*と電圧検出器9から
の検出電圧Vとの差に基づいて電流振幅基準II*lが
電圧制御器10から出力される。そして電圧制御器10
の出力信号である電流振幅基準II*、lと正弦波基準
発生器12の出力である正弦波基準とに* 基づいてD/A変換器13によって電流基準■U* が出力される。さらにこの電流基準IUと実際の電流検
出値1uがつき合わされ、この偏差に基づいて電圧指令
VAが電流制御器17から出力される。この電圧指令V
は電源電圧補償V。M、と位^ 相180°異なっている(第5図参照)。電圧指令■い
と電源電圧補償V。M、のベクトル和VBが加算器18
Aによって演算される。そして加算器18Aの出力VB
と、発振器19の出力である3角波の搬送波信号とがP
WMコンパレータ20によって比較され、パルス幅変調
信号がPWMコンパレータ20から出力される。このパ
ルス幅変調信号に基づいてベースドライブ回路21によ
ってPWMコンバータ3のパワートランジスタのゲート
が制御され、昇圧制御が行われる。
の信号のベクトル図を示す。通常、昇圧を行わない場合
、電源電圧補償■。M、の正弦波波高値が発振器19か
ら出力される3角波のピーク値となるように設定器14
により設定される。これに対して昇圧を開始すると、電
圧基準設定器8からの電圧基準V*と電圧検出器9から
の検出電圧Vとの差に基づいて電流振幅基準II*lが
電圧制御器10から出力される。そして電圧制御器10
の出力信号である電流振幅基準II*、lと正弦波基準
発生器12の出力である正弦波基準とに* 基づいてD/A変換器13によって電流基準■U* が出力される。さらにこの電流基準IUと実際の電流検
出値1uがつき合わされ、この偏差に基づいて電圧指令
VAが電流制御器17から出力される。この電圧指令V
は電源電圧補償V。M、と位^ 相180°異なっている(第5図参照)。電圧指令■い
と電源電圧補償V。M、のベクトル和VBが加算器18
Aによって演算される。そして加算器18Aの出力VB
と、発振器19の出力である3角波の搬送波信号とがP
WMコンパレータ20によって比較され、パルス幅変調
信号がPWMコンパレータ20から出力される。このパ
ルス幅変調信号に基づいてベースドライブ回路21によ
ってPWMコンバータ3のパワートランジスタのゲート
が制御され、昇圧制御が行われる。
(発明が解決しようとする課題)
しかしこれは無負荷の場合を示したもので、これに負荷
が加わり負荷電流が流れると、交流リアクトル2によっ
て電圧降下が生じる。この電圧降下VLは、電源電圧の
位相に対して90″遅れとなり第5図に示す方向に生ず
る。これによりVAとV はそれぞれV ′及びv8′
の方向に移動B A する(第5図参照)。
が加わり負荷電流が流れると、交流リアクトル2によっ
て電圧降下が生じる。この電圧降下VLは、電源電圧の
位相に対して90″遅れとなり第5図に示す方向に生ず
る。これによりVAとV はそれぞれV ′及びv8′
の方向に移動B A する(第5図参照)。
すなわち、この状態で負荷電流が大きくなると、それに
比例してリアクトル2の電圧降下V、も増加するので同
じ直流電圧設定値を維持しようとするとv、v’はそれ
ぞれVA、Vnより大入 B きな値となる。これが、それぞれの制御器の制御器を越
えて飽和してしまうと、力行運転では直流電圧低下が生
じ、回生運転では、直流電圧上昇の制御異常が発生する
。
比例してリアクトル2の電圧降下V、も増加するので同
じ直流電圧設定値を維持しようとするとv、v’はそれ
ぞれVA、Vnより大入 B きな値となる。これが、それぞれの制御器の制御器を越
えて飽和してしまうと、力行運転では直流電圧低下が生
じ、回生運転では、直流電圧上昇の制御異常が発生する
。
本発明は上記事情を考慮してなされたものであって、負
荷電流が流れている場合でも安定した制御を行うことの
できるPWM昇圧コンバータの制御装置を提供すること
を目的とする。
荷電流が流れている場合でも安定した制御を行うことの
できるPWM昇圧コンバータの制御装置を提供すること
を目的とする。
(課題を解決するための手段)
本発明は、交流電源にリアクルトを介して接続された電
源回生可能なPWM昇圧コンバータと、このPWM昇圧
コンバータの直流出力側に接続された力行−回生運転を
行う直流負荷とを有しているシステムに用いられ、直流
負荷に印加される直流電圧が設定値となるように前記P
WM昇圧コンバータの位相を制御するPWM昇圧コンバ
ータの制御装置において、直流電圧の設定値と検出値と
の偏差に基づいてこの偏差が零となるPWM昇圧コンバ
ータの電流振幅基準を出力する電圧制御手段と、交流電
源から供給される交流電力の各相電圧と同位相の同期信
号を発生する第1の信号発生手段と、この同期信号より
も90°進んだ信号を発生する第2の信号発生手段と、
電圧制御手段の出力および第1の信号発生手段の出力に
基づいてPWM昇圧コンバータの電流基準を出力する電
流基準出力手段と、この電流基準と電流検出値との偏差
に基づいてこの偏差が零となる電圧指令を出力する電流
制御手段と、電圧制御手段の出力および第2の信号発生
手段の出力に基づいてリアクトルの電圧降下分を補償す
る電圧補償指令を出力する電圧補償指令発生手段と、電
流制御手段の出力と電圧補償指令発生手段の出力のベク
トル和を演算する加算手段と、この加算手段の出力であ
るベクトル和に基づいてPWMコンバータの位相を制御
するコンバータ制御手段とを備えていることを特徴とす
る。
源回生可能なPWM昇圧コンバータと、このPWM昇圧
コンバータの直流出力側に接続された力行−回生運転を
行う直流負荷とを有しているシステムに用いられ、直流
負荷に印加される直流電圧が設定値となるように前記P
WM昇圧コンバータの位相を制御するPWM昇圧コンバ
ータの制御装置において、直流電圧の設定値と検出値と
の偏差に基づいてこの偏差が零となるPWM昇圧コンバ
ータの電流振幅基準を出力する電圧制御手段と、交流電
源から供給される交流電力の各相電圧と同位相の同期信
号を発生する第1の信号発生手段と、この同期信号より
も90°進んだ信号を発生する第2の信号発生手段と、
電圧制御手段の出力および第1の信号発生手段の出力に
基づいてPWM昇圧コンバータの電流基準を出力する電
流基準出力手段と、この電流基準と電流検出値との偏差
に基づいてこの偏差が零となる電圧指令を出力する電流
制御手段と、電圧制御手段の出力および第2の信号発生
手段の出力に基づいてリアクトルの電圧降下分を補償す
る電圧補償指令を出力する電圧補償指令発生手段と、電
流制御手段の出力と電圧補償指令発生手段の出力のベク
トル和を演算する加算手段と、この加算手段の出力であ
るベクトル和に基づいてPWMコンバータの位相を制御
するコンバータ制御手段とを備えていることを特徴とす
る。
(作 用)
このように構成された本発明によるPWM昇圧コンバー
タの制御装置によれば、電圧制御手段の出力および第2
の信号発生手段の出力に基づいて、リアクトルの電圧降
下を補償する電圧補償指令が電圧補償指令発生手段によ
って出力される。この電圧補償指令と電流制御手段の出
力である電圧指令とが加算手段においてベクトル加算さ
れる。そして電圧指令と電圧補償指令とのベクトル和に
基づいてPWMコンバータの位相がコンバータ制御手段
によって、直流負荷に印加される直流電圧が設定値とな
るように制御されることにより、負荷電流が流れた場合
でも安定した制御を行うことができる。
タの制御装置によれば、電圧制御手段の出力および第2
の信号発生手段の出力に基づいて、リアクトルの電圧降
下を補償する電圧補償指令が電圧補償指令発生手段によ
って出力される。この電圧補償指令と電流制御手段の出
力である電圧指令とが加算手段においてベクトル加算さ
れる。そして電圧指令と電圧補償指令とのベクトル和に
基づいてPWMコンバータの位相がコンバータ制御手段
によって、直流負荷に印加される直流電圧が設定値とな
るように制御されることにより、負荷電流が流れた場合
でも安定した制御を行うことができる。
(実施例)
第1図に本発明によるPWM昇圧コンバータの制御装置
の実施例を示す。この実施例の制御装置は電圧基準設定
器8と、電圧検出器9と、電圧制御器10と、変圧器1
1と、正弦波基準発生器12と、D/A変換器13と、
電源電圧補償基準設定器14と、D/A変換器15と、
電流制御器17と、加算器18と、発振器19と、PW
M:17ンバレータ20と、ベースドライブ回路21と
、正弦波基準発生器22と、D/A変換器23とを備え
ている。
の実施例を示す。この実施例の制御装置は電圧基準設定
器8と、電圧検出器9と、電圧制御器10と、変圧器1
1と、正弦波基準発生器12と、D/A変換器13と、
電源電圧補償基準設定器14と、D/A変換器15と、
電流制御器17と、加算器18と、発振器19と、PW
M:17ンバレータ20と、ベースドライブ回路21と
、正弦波基準発生器22と、D/A変換器23とを備え
ている。
加算器18、正弦波発生基準22、およびD/A変換器
23以外は従来技術の項で説明済のため説明を省略する
。正弦波基準発生器22は、変圧器11の出力である交
流電源(図示せず)の各相゛電圧と同位相の信号に対し
て90°進んだ正弦波基準をデジタルで出力する。
23以外は従来技術の項で説明済のため説明を省略する
。正弦波基準発生器22は、変圧器11の出力である交
流電源(図示せず)の各相゛電圧と同位相の信号に対し
て90°進んだ正弦波基準をデジタルで出力する。
D/A変換器23は正弦波基準発生器22の出力に電圧
制御器の出力11*lを乗算した波形■LCMPをアナ
ログで出力する。
制御器の出力11*lを乗算した波形■LCMPをアナ
ログで出力する。
加算器18は電流制御器17の出力VAと、D/A変換
器23の出力V、。□、と、D/A変換器15の出力v
cMPとをベクトル加算し、そのベクトル和VBをPW
Mコンパレータに送出する。
器23の出力V、。□、と、D/A変換器15の出力v
cMPとをベクトル加算し、そのベクトル和VBをPW
Mコンパレータに送出する。
次に作用を説明する。なお第2図に本実施例の制御装置
の各部の信号のベクトル図を示す。負荷電流を流した場
合に生ずるリアクトル2の電圧降下分VLは電源電圧に
対し、位相が90″遅れている。そして、正弦波基準発
生器22の出力信号は電源電圧に対して90°進んだ波
形であり、D/A変換器23によって正弦波基準発生器
22の出力と電圧制御器の出力1■*1が乗算されてそ
の積である電圧補償指令vLCMPが加算器18に送ら
れる。この電圧補償指令vLCMPはV、。、、−一■
となっている。電流制御器17の出力VAと、D/A
変換器23の出力■LCMPと、D/A変換器15の出
力■cMPとが加算器18においてベクトル加算される
。すると第2図に示すように負荷電流が流れてもリアク
トル2の電圧降下分vLは電圧補償指令vLCMPによ
って打消されることになる。そして加算器18の出力V
nに基づいてPWMコンパレータ2oおよびベースドラ
イブ回路21を介してPWM昇圧コンバータの位相が制
御される。これにより負荷電流が流れた場合でも無負荷
の場合と同様の安定した制御を行うことができる。
の各部の信号のベクトル図を示す。負荷電流を流した場
合に生ずるリアクトル2の電圧降下分VLは電源電圧に
対し、位相が90″遅れている。そして、正弦波基準発
生器22の出力信号は電源電圧に対して90°進んだ波
形であり、D/A変換器23によって正弦波基準発生器
22の出力と電圧制御器の出力1■*1が乗算されてそ
の積である電圧補償指令vLCMPが加算器18に送ら
れる。この電圧補償指令vLCMPはV、。、、−一■
となっている。電流制御器17の出力VAと、D/A
変換器23の出力■LCMPと、D/A変換器15の出
力■cMPとが加算器18においてベクトル加算される
。すると第2図に示すように負荷電流が流れてもリアク
トル2の電圧降下分vLは電圧補償指令vLCMPによ
って打消されることになる。そして加算器18の出力V
nに基づいてPWMコンパレータ2oおよびベースドラ
イブ回路21を介してPWM昇圧コンバータの位相が制
御される。これにより負荷電流が流れた場合でも無負荷
の場合と同様の安定した制御を行うことができる。
以上説明したように、本発明によれば負荷電流が流れた
場合でも安定した制御を行うことができる。
場合でも安定した制御を行うことができる。
を示すブロック図、第5図は第4図に示す1り御装置の
各部の信号の制御ベクトル図である。
各部の信号の制御ベクトル図である。
2・・・リアクトル、3・・・PWM昇圧コンバータ、
4・・・平滑コンデンサ、8・・・電圧基準設定器、9
・・・電圧検出器、10・・・電圧制御器、11・・・
変圧器、12.22・・・正弦波基準発生器、13,1
5゜23・・・D/A変換器、14・・・電源電圧補償
基準設定器、17・・・電流制御器、18・・・加算器
、19・・・発振器、20・・・PWMコンパレータ、
21・・・ベースドライブ回路。
4・・・平滑コンデンサ、8・・・電圧基準設定器、9
・・・電圧検出器、10・・・電圧制御器、11・・・
変圧器、12.22・・・正弦波基準発生器、13,1
5゜23・・・D/A変換器、14・・・電源電圧補償
基準設定器、17・・・電流制御器、18・・・加算器
、19・・・発振器、20・・・PWMコンパレータ、
21・・・ベースドライブ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 交流電源にリアクトルを介して接続された電源回生可能
なPWM昇圧コンバータと、このPWM昇圧コンバータ
の直流出力側に接続された力行−回生運転を行う直流負
荷とを有しているシステムに用いられ、前記直流負荷に
印加される直流電圧が設定値となるように前記PWM昇
圧コンバータの位相を制御するPWM昇圧コンバータの
制御装置において、 前記直流電圧の設定値と検出値との偏差に基づいてこの
偏差が零となる前記PWM昇圧コンバータの電流振幅基
準を出力する電圧制御手段と、前記交流電源から供給さ
れる交流電力の各相電圧と同位相の同期信号を発生する
第1の信号発生手段と、この同期信号よりも90°進ん
だ信号を発生する第2の信号発生手段と、前記電圧制御
手段の出力および第1の信号発生手段の出力に基づいて
前記PWM昇圧コンバータの電流基準を出力する電流基
準出力手段と、この電流基準と電流検出値との偏差に基
づいてこの偏差が零となる電圧指令を出力する電流制御
手段と、前記電圧制御手段の出力および前記第2の信号
発生手段の出力に基づいて前記リアクトルの電圧降下分
を補償する電圧補償指令を出力する電圧補償指令発生手
段と、前記電流制御手段の出力と電圧補償指令発生手段
の出力のベクトル和を演算する加算手段と、この加算手
段の出力であるベクトル和に基づいて前記PWMコンバ
ータの位相を制御するコンバータ制御手段とを備えてい
ることを特徴とするPWM昇圧コンバータの制御装置。
Priority Applications (7)
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---|---|---|---|
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