JPH09261971A - インバ−タ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】より低い変調度にてより高い出力電圧が得ら
れ、直流電圧に対してより広い範囲の交流電圧を波形歪
や制御の不安定なく得られるインバ−タ制御装置を提供
するものである。 【解決手段】三相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部
をリミットし、かつリミット動作により減少した分を他
の二相の正弦波に加減算したバイアス手段を設けてなる
ものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源よりまた
は交流電源より得られた直流電圧より三相交流電圧を負
荷に供給するインバ−タに係わり、特にその制御部の変
調方式が改善されたインバ−タ装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】一般に、電動機駆動装置あるいは無停電
電源装置（いわゆるＵＰＳ）等の電力変換装置は、交流
電源電圧からコンバ−タにより直流電圧を得、再度、イ
ンバ−タにより所望の周波数の交流電圧に変換して、負
荷に電力を供給している。この際、出力される交流電圧
は、極力歪の少ない波形が望ましい。電動機駆動装置で
は、高調波は逆トルクを発生したり，トルクリップルの
原因になるなど、好ましくない。出力電圧波形が正弦波
であることを望まれるＵＰＳでは、インバ−タに高調波
歪が含まれることは、フィルタ回路の責務を増大させる
ことになって装置の小型化を阻害する。また、ＵＰＳで
は商用電源停電時の直流電源として蓄電池が使用されて
いる。その蓄電池を有効に使用するためには、均等充電
電圧、あるいは浮動充電電圧から終止電圧までの大きな
直流電圧の変動に対しても安定した動作は勿論、良質な
電力，歪の少ない電圧波形を出力する必要がある。

【０００３】図５はＵＰＳに適用されたインバ−タ装置
の従来例を示し、１は三相の交流電源、２はコンバ−タ
部、３はインバ−タ部、４はフィルタ部、５は負荷、６
は制御部である。すなわち、コンバ−タ部２は交流電源
１を得て交流−直流変換を行う電力用半導体素子からな
るコンバ−タ回路21，コンバ−タ回路21に並列接続され
た蓄電池22および直流平滑コンデンサ23より成る。イン
バ−タ部３は、ここで制御部６により制御される電力用
半導体素子からなるインバ−タ回路31および電流検出器
32より成る。フィルタ部４は、出力トランス41，交流リ
アクトル42およびコンデンサ43からなり、負荷５に電力
供給する。制御部６は、電圧制御部61および電流制御部
63からなる電圧電流制御部，波形発生部62，搬送波発生
器64，ＰＷＭ発生部65およびゲ−ト増幅部66から構成さ
れている。この動作は、つぎの如くである。

【０００４】制御部６の電圧制御部61において、電圧検
出回路 612はＵＰＳの三相交流出力電圧の実効値あるい
は平均値を検出する。電圧制御部61では、加減算器63と
演算増幅器64により、出力電圧設定器 611出力の電圧と
電圧検出回路 612出力との差を演算増幅し、出力電流指
令Ｉｏ＊を得て電流制御部63に出力する。波形発生部62
内の基準正弦波発生器 621は、三相交流を形成する三つ
の基準正弦波波形Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを電流制御部63に出
力する。電流制御部63においては、掛け算器 631は、三
つの基準正弦波波形Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの各々と出力電流
指令Ｉｏ＊との乗算を行い、振幅が出力電流指令であっ
て三相交流を形成する各相正弦波波形のインバ−タ電流
指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊を発生する。加減算器 632
と演算増幅器 633は、インバ−タ電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ
＊，Ｉｗ＊と電流検出器32から得られた各相インバ−タ
電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの誤差を演算増幅し、インバ−
タ電圧指令Ｖiu＊，Ｖiv＊，Ｖiw＊を発生する。またＰ
ＷＭ発生部65は、その比較器部分にてインバ−タ電流指
令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊と搬送波発生器64からの搬送
波ＴＷとを比較し、各相毎のＰＷＭ波形ＰＷｕ，ＰＷ
ｖ，ＰＷｗを出力する。このＰＷＭ波形がゲ−ト増幅部
66を介してインバ−タ回路31の各電力用半導体素子に送
られ、したがって、ＵＰＳは三相正弦波交流電圧を発生
する。

【０００５】この種のインバ−タ装置において、インバ
−タ出力電圧に含まれる高調波には、基準正弦波に基ず
く基本波の他、搬送波とその搬送波および基本波に基ず
く側帯波が含まれる。その側帯波は搬送波の周波数に近
く高周波であるため、これは比較的小さなフィルタ回路
にて除去することができる。一方、基本波は、インバ−
タ電圧指令が正弦波波形であってその波高値が搬送波の
ピーク値以下の場合、すなわち変調率が１以下の場合に
は正弦波の大きさに比例して現れる。しかし、正弦波の
波高値が搬送波のピ−ク値を超えた状態、すなわち変調
率が１を超えた状態においては、基本波は正弦波の大き
さに対して線形には現れず、第３，５，７，９，11など
の低次の高調波が現れる。そして、これらの低次の高調
波を除去するためのフィルタ回路は、大きなものとな
る。また、変調率が１を境にして基本波の現れ方が変化
するということは、前述の正弦波に対する出力電圧のゲ
インが変化することを意味し、制御上も安定した制御を
阻害する要因となる。さらに、変調率が１の付近ではＰ
ＷＭ変調したパルス幅が極めて短くなり、電力用半導体
素子やゲート回路の応答がパルス幅に追従できなくな
り、インバ−タ装置の出力波形が一定しない状態が生
じ、歪の発生の原因となるとともに制御の不安定を誘起
する。

【０００６】このように、変調率が１を超える制御は出
力波形に低次の高調波歪が発生する点から、さらには、
制御上からも問題が多い。そして、変調率の上限を１以
下に制限すると、直流電圧Ｖdcと出力される交流電圧の
基本波電圧Ｖacとの関係は、つぎのように制限される。 Ｖac＜｛Ｖdc・（３／２）の（１／２）乗｝／２＝０．６１２Ｖdc ──（１） したがって、直流電圧が定められると、低次の高調波歪
のない正弦波電圧を出力できる範囲も、式（１）に制限
される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】かようにして従来技術
においては、変調率が１を超えるような動作ではインバ
−タ出力に低次の高調波が発生し、あるいは、変調率が
１付近ではインバ−タ素子のオンオフ動作が不規則にな
り、安定した制御を阻害したり，歪を発生するものであ
った。また変調率を１以下に制限すると、出力電圧の範
囲が狭められる。

【０００８】しかして本発明の目的とするところは、よ
り低い変調度にてより高い出力電圧が得られ、直流電圧
に対してより広い範囲の交流電圧を波形歪や制御の不安
定なく得られる格別なインバ−タ制御装置を提供する、
ことにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであって、つぎの如くに構成した
ものである。すなわち、第一に、直流電圧を三相交流電
圧に変換するインバ−タ部と、交流電圧および交流電流
を制御するための演算を行う電圧電流制御部分および電
圧電流制御部分出力に応じたＰＷＭ波形を発生するＰＷ
Ｍ発生部を少なくとも具備する制御部とを備え、ＰＷＭ
発生部出力を前記インバ−タ部に与えることにより交流
電圧および交流電流の制御を行うインバ−タ制御装置に
おいて、三相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部をリ
ミットするとともに、リミット動作により減少した分を
他の二相の正弦波に加減算した第１のバイアス波形を得
るバイアス手段を設け、バイアス波形と電圧電流制御部
分出力との和をＰＷＭ発生部に加えるようにしてなるる
ものである。第二に、前記第１のバイアス波形に代え、
三相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットす
るとともに、リミット動作により減少した分を他の二相
の正弦波に加減算した波形に対して交流電圧または直流
電圧もしくは交流電圧および直流電圧の双方に応じた係
数が乗算された第２のバイアス波形としてなるものであ
る。第三に、さらには三相正弦波の頭部のリミット値を
１未満でかつ0.866 （正弦波の電気角60度の値）以上に
設定してなるものである。

【００１０】かかる解決手段により、三相各相の基準バ
イアス波形の振幅を正弦波の0.866倍（＝sin 60°）に
制限することによって、従来技術における制御部の電圧
電流制御部分出力に現れていたインバータ電圧指令に比
べて、バイアス波形の最大値は約13％小さく抑えられ、
広い範囲の直流電圧，交流出力電圧に対して過変調にな
らなく制御できる。よって、ＰＷＭ波形のパルス幅は広
くなり、電力用半導体素子やゲ−ト回路の動作も安定
し、出力や制御も安定できる。ここで、三相バイアス波
形は頭部が平らな波形であるため、電源電圧の中性点か
らみた各相の電圧は、頂部が平らな波形となって正弦波
とはならないが、三相の相互の差の波形は、従来の電圧
電流制御部の出力と同等の正弦波となっているため、線
間電圧としては正弦波となって波形の歪率を損なうこと
もない。

【００１１】

【発明の実施の形態】具体的には、制御部の波形発生部
分に設けられたバイアス手段と、そのバイアス手段出力
と制御部の電圧電流制御部分出力の和をとる加減算手段
とを、具備して構成したものである。そのバイアス手段
は、三つの基準正弦波に対して正弦波の最大である相の
波形をピーク値の0.866 倍（＝sin 60°）に制限すると
ともに、最大である相の波形が0.866 倍を超えた分を他
の二相の基準正弦波形から加減算した基準バイアス波形
を得るものである。これを、実施例図面を参照して、詳
細説明する。

【００１２】図１は本発明によるＵＰＳに適用した場合
の一例を図５に類して示したものであって、６’は制御
部である。制御部６’は、電圧制御部61’，波形発生部
62’，電流制御部63’，搬送波発生器64’，ＰＷＭ発生
部65’，ゲ−ト増幅部66’および加減算器67’よりな
る。すなわち、図５に示される制御部６に対して、制御
部６’は波形発生部62’部分のバイアス回路62Ｂ’と加
減算器67’とが加えられて成るものである。さらには、
バイアス回路62Ｂ’において、 622’は基準バイアス波
形発生器、623’はバイアス変調率算出器、 624’は掛
け算器である。

【００１３】バイアス回路62Ｂ’においては、基準バイ
アス波形発生器 622’は、基準正弦波発生器 621’出力
のの基準正弦波波形Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの入力に後述の処
理を加えて、基準バイアス波形Ｓbu，ＳbV，ＳbWを発生
する。これを、図２を用いて説明する。図２は図１の基
準正弦波発生器出力と基準バイアス波形発生器出力例を
示し、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは基準正弦波発生器 621’出力
の基準正弦波波形、Ｓbu，ＳbV，ＳbWは基準バイアス波
形発生器 622’出力の基準バイアス波形、Ｔｅは期間で
ある。すなわち、図示の期間Ｔｅでは、基準正弦波波形
Ｓｕは、他の基準正弦波波形Ｓｖ，Ｓｗと比べて最も大
きい絶対値となっている。ここで、基準正弦波波形Ｓｕ
が最も大きい絶対値を有する60度の期間Ｔｅは、基準バ
イアス波形Ｓbuは0.866 （＝sin 60°）一定とする。さ
らに、この期間Ｔｅ中に基準バイアス波形Ｓbuが基準正
弦波波形Ｓｕより低下した分だけ、基準バイアス波形Ｓ
bV，ＳbWを基準正弦波波形Ｓｖ，Ｓｗより減少（絶対値
としては増加）させる。これは、他の60°の期間におい
ても、その期間中に絶対値が最大の基準正弦波波形の相
の基準バイアス波形を0.866 に固定するとともに、その
相の基準バイアス波形と基準正弦波波形との差を他の二
相の基準正弦波波形から加減算したものを、基準バイア
ス波形とする。なお、このような基準バイアス波形は、
電子回路によるリミッタ回路や加減算回路によっても実
現できるが、マイコンを使用した制御回路ではメモリ−
テ−ブルを設けることにより簡単に実現できる。

【００１４】バイアス回路62Ｂ’において、バイアス変
調率算出器 623’は、直流電圧Ｖdcと出力電圧設定器 6
11’出力の出力電圧指令Ｖ＊から、バイアス変調率Ｋｂ
を算定する。具体的には、出力交流電圧の実効値Ｖrms
（あるいは平均値）と直流電圧Ｖdcから、出力交流電圧
と直流電圧が平衡するようなバイアス変調率Ｋｂは、
（Ｋｂ＝Ｖrms ／Ｖdc）に比例した値となる。また掛け
算器 624’は、基準バイアス波形Ｓbu，ＳbV，ＳbWとバ
イアス変調率Ｋｂとの積をとり、バイアス波形Ｖbu＊，
Ｖbv＊，Ｖbw＊を出力する。このバイアス波形Ｖbu＊，
Ｖbv＊，Ｖbw＊は、基準バイアス波形Ｓbu，ＳbV，ＳbW
と同じ形状をし、かつ、波高値がバイアス変調率Ｋｂの
0.866 倍の波形である。

【００１５】さらに図１においては、加減算器67’は、
バイアス回路62Ｂ’出力のバイアス波形Ｖbu＊，Ｖbv
＊，Ｖbw＊と電圧電流制御部の電流制御部63’出力のイ
ンバ−タ電圧指令Ｖiu＊，Ｖiv＊，Ｖiw＊との二入力を
加算し、その和をインバ−タ電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，
Ｖｗ＊としてＰＷＭ発生部65’に与える。また、ＰＷＭ
発生部65’は加減算器67’出力と搬送波発生器64’出力
との比較よってＰＷＭ波形を発生し、そのＰＷＭ波形に
よりゲ−ト増幅部66’を介してインバ−タ回路31を駆動
する。

【００１６】かかる構成においては、バイアス波形Ｖbu
＊，Ｖbv＊，Ｖbw＊が直流電圧Ｖdcから出力電圧設定器
611’で指令される出力交流電圧を出力する変調率をも
つため、電流制御部63’出力のインバ−タ電圧指令Ｖiu
＊，Ｖiv＊，Ｖiw＊は、制御すべきインバータ出力電流
によってフィルタ部４に発生する電圧降下分のみを制御
すればよく、電圧電流制御部出力の振幅はバイアス波形
に対しては極小さくなって、変調度はほぼバイアス波形
で決まる。また、基準バイアス波形およびバイアス波形
は、波高値が従来の電圧電流制御部出力よりも13％低い
状態でも、三相の基準バイアス波形およびバイアス波形
の相互の差は 100％の波高値の正弦波となっているた
め、線間電圧には従来通りの電圧が出力される。すなわ
ち、従来よりも13％低い変調度にて従来通りの線間電圧
を出力することができ、しかも、線間電圧波形は正弦波
が保たれる。このことは、同じ直流電圧で従来よりも13
％高い交流線間電圧を、歪なく出力できることを意味す
る。

【００１７】なお、かくの如き制御部は、電圧電流制御
部によりインバータ出力電流や電圧を制御するル−プを
構成している場合によるものであるが、電流制御ル−プ
を内部にもち交流電流を電流指令に一致させるように制
御する構成の制御回路や、電圧制御ループを内部にもち
交流電圧を電圧指令に一致させるように制御構成の制御
回路に対して適用でき、さらには 電流指令・電圧指令
の形状や発生手段にかかわらず適用できる。つぎに、図
３および図４の例を示す。

【００１８】さて、電源補償装置として、アクティブフ
ィルタ（以下ＡＦと称する）が慣用されている。ＡＦ
は、負荷に並列接続されて、基本的に負荷が発生する歪
電流波形から歪電流成分を検出し、その歪電流成分を発
生して負荷に供給することにより、電源には歪の無い正
弦波電流のみが流れるようにするものである。図３は本
発明によるＡＦに適用した場合の一例を示し、７は交流
電源、８は負荷、９はＡＦ、10はＡＦの制御を行う制御
部である。

【００１９】図３においては、交流電源７に歪電流を発
生する負荷８が接続され、交流電源７の系統に、負荷８
にＡＦ９が並列接続されて成る。ＡＦ９において、91は
コンバ−タ回路、92はコンバ−タ回路91の直流側に設け
られたコンデンサ、93はコンバ−タ回路91の入力側に設
けられた交流リアクトル、94，95は負荷電流検出器，Ａ
Ｆ電流検出器である。制御部10において、 101は電圧制
御部、 102は波形発生部、 103は電流制御部、104は搬
送波発生器、 105はＰＷＭ発生部、 106はゲ−ト増幅
部、 107は加減算器である。さらには、その波形発生部
102において、 102Ｂはバイアス回路である。ここで
は、図３における主回路接続構成は周知であるので、説
明を省略する。すなわち、制御部10においては、電圧電
流制御部は電圧制御部 101および電流制御部 103からな
り、波形発生部 102は基準正弦波発生器1021およびバイ
アス回路 102Ｂからなり、加減算器 107を具備して成る
ものである。

【００２０】電圧制御部 101では、加減算器1013および
演算増幅器1014により、ＡＦ直流の出力電圧設定器1011
の出力とＡＦ直流電圧との差を演算増幅し、直流電流指
令Ｉｄ＊を出力する。波形発生部 102の基準正弦波発生
器1021は、電源電圧に同期した三相交流を形成する三つ
の基準正弦波波形Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔを出力する。また、
バイアス回路 102Ｂは、図１に示されるバイアス回路62
Ｂ’と同様に、効用されるものである。バイアス回路 1
02Ｂにおいて基準バイアス波形発生器1022では、三相交
流を形成する基準正弦波波形から、最大値の現れている
相の基準バイアス波形を基準正弦波のピーク値の0.866
倍に制限し、また、制限により低下した量を他の二相の
基準正弦波に加減算した基準バイアス波形Ｓbr，Ｓbs，
Ｓbtを得る。バイアス変調率算出器1023では、電源電圧
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと出力電圧設定器1011出力のＶｄ＊と
から、電源電圧とＡＦ直流電圧が平衡するようなバイア
ス変調率Ｋbcを算出する。掛け算器1024は、基準バイア
ス波形Ｓbr，Ｓbs，Ｓbtとバイアス変調率Ｋbcとを乗算
して、バイアス波形Ｖbr＊，Ｖbs＊，Ｖbt＊を得る。

【００２１】電流制御部 103では、掛け算器1031にて、
電圧制御部 101出力の直流電流指令Ｉｄ＊と、三つの基
準正弦波波形Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔとを乗算し、各相用の三
つの電流指令Ｉdr＊，Ｉds＊，Ｉdt＊を得る。この電流
指令は、ＡＦ直流電圧を一定に制御するため必要な信号
である。高調波検出器1034は、負荷電流検出器94により
検出された負荷８の電流から高調電流のみを検出して、
高調波補正指令Ｉhr＊，Ｉhs＊，Ｉht＊を発生する。加
減算器1035は、電流指令Ｉdr＊，Ｉds＊，Ｉdt＊と高調
波補正指令Ｉhr＊，Ｉhs＊，Ｉht＊とを加算し、交流電
流指令Ｉcr＊，Ｉcs＊，Ｉct＊を発生する。加減算器10
32および演算増幅器1033は、交流電流指令Ｉcr＊，Ｉcs
＊，Ｉct＊とＡＦ電流検出器95の出力との誤差増幅を得
て、電圧指令Ｖir＊，Ｖis＊，Ｖit＊を出力する。

【００２２】そして、加減算器 107にて、電圧指令Ｖir
＊，Ｖis＊，Ｖit＊はバイアス波形Ｖbr＊，Ｖbs＊，Ｖ
bt＊に重畳され、各相のコンバ−タ電圧指令Ｖｒ＊，Ｖ
ｒ＊，Ｖｒ＊としてＰＷＭ発生部 105に送られる。これ
は、さらにＰＷＭ発生部 105にて搬送波発生器 104から
の搬送波ＴＷと比較される。したがって、ＰＷＭ発生部
105出力により、ゲ−ト増幅器 106を介してＡＦのコン
バ−タ回路91を、駆動できる。かようにＡＦの電源電流
は、コンデンサ92の電圧を一定にするための電流に加え
て、負荷８に流れる高調波電流を重畳させた電流に制御
される。よって、負荷８への高調波補償電流の供給よ
り、交流電源７には高調波が流れない。

【００２３】かようにして図３例においても、バイアス
回路 102Ｂにより得られるバイアス波形の機能により、
電圧電流制御部出力の電圧指令Ｖir＊，Ｖis＊，Ｖit
は、負荷８の発生する歪電流による交流リアクトル93に
生じる電圧降下分のみを制御できる極小さな信号となっ
て、変調率はほぼバイアス波形Ｖbr＊，Ｖbs＊，Ｖbt＊
により決まる。しかも、バイアス波形Ｖbr＊，Ｖbs＊，
Ｖbt＊は、前述の如くに正弦波信号に比べ13％低い変調
率にて必要な線間電圧を発生し得る波形であるため、よ
り大きな線間電源電圧に対しても歪を発生せずに制御す
ることができる。

【００２４】図４は本発明によるＵＰＳに適用した場合
の他の例を図１に類して示したものであって、６”は制
御部である。制御部６”は、電圧制御部61”，波形発生
部62”，搬送波発生器64”，ＰＷＭ発生部65”，ゲ−ト
増幅部66”および加減算器67”よりなる。すなわち、制
御部６”にあっては電圧電流制御部が電圧制御部61”の
みで構成されており、電流制御部を有しない。また、波
形発生部62”部分のバイアス回路62Ｂ”と加減算器67”
とが加えられて成るものである。

【００２５】電圧制御部61”は、出力電圧設定器 61
1”，掛け算器 631”，ノッチフィルタ612”，加減算器
613”および演算増幅器 614”から構成される。その掛
け算器 631”は、出力電圧設定器 611”出力の出力電圧
指令Ｖ＊と波形発生部62”の基準正弦波発生器 621”か
ら出力され三相交流を形成する三つの基準正弦波波形Ｓ
ｕ，Ｓｖ，Ｓｗとを乗算し、交流出力波形指令Ｓｕ＊，
Ｓｖ＊，Ｓｗ＊を出力する。加減算器 613”および演算
増幅器 614”により、交流出力波形指令Ｓｕ＊，Ｓｖ
＊，Ｓｗ＊とノッチフィルタ 612”を介して検出された
出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの誤差演算を行い、電圧偏
差Ｖdu，Ｖdv，Ｖdwが得られる。なお、ッチフィルタ 6
12”は、電圧制御系の共振を防ぐために設けられてお
り、電圧制御系の共振周波数を減衰させる特性を有す
る。

【００２６】また、図１と同様に、波形発生部62”のバ
イアス回路62Ｂ”からのバイアス波形Ｖbu＊，Ｖbv＊，
Ｖbw＊と電圧制御部61”からの電圧偏差Ｖdu，Ｖdv，Ｖ
dwとの和を、加減算器67”にて得てＰＷＭ発生部65”に
送られる。かようにして、電圧制御部にて得た交流出力
波形指令Ｓｕ＊，Ｓｖ＊，Ｓｗ＊と出力電圧との偏差
を、バイアス波形Ｖbu＊，Ｖbv＊，Ｖbw＊に重畳させて
なるものである。

【００２７】かくの如くに、電圧電流制御部は、交流電
圧を制御しさらに交流電流を制御するマイナ−ル−プを
もつ場合、直流電圧を制御しさらに交流電流を制御する
ル−プをもつ場合、交流電圧を制御ループのみの例を示
した。しかして、本発明は上記の場合に限らず、交流電
源と直流電源との間の電力変換において、電流制御ル−
プや電圧制御ル−プを内部にもち、任意の形状の電流に
制御する場合に適用できる。すなわち、三相交流を形成
する三つの基準正弦波波形信号に対して、最大値の現れ
ている相の値を基準正弦波のピ−ク値の0.866 倍に制限
し、その制限により低下した量を他の二相に加減算した
基準バイアス波形を得て、この基準バイアス波形の振幅
を、直流電圧または交流電圧もしくはその両方から、算
出したバイアス変調率により変化させたバイアス指令
に、電圧制御ル−プや電流制御ル−プの出力を重畳させ
た信号にて、ＰＷＭ信号を得るようにするものである。
さらには、基準バイアス波形の波高値を0.866 倍（＝si
n 60°）の場合について説明したが、この波高値は適用
に応じて、１未満の0.866 以上の任意の値に設定して
も、効果が得られることは明らかである。また、インバ
−タの制御に限らず、ＡＦの例からも明らかなように、
コンバ−タの制御においても有効なことは勿論である。

【００２８】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、従
来よりも低い変調率にて所望の制御し得るため、直流電
圧や交流電圧のより広い変化に対しても歪のない制御が
可能になり、また変調率が１より小さくなるため、過変
調に基ずく歪をなくしかつ変調率１付近で発生するゲー
ト信号や電力用半導体素子の不安定な動作に基ずく制御
の不安定や波形歪をなくすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明によるＵＰＳに適用した場合の一
例を示す回路図である。

【図２】図２は図１の基準正弦波発生器出力と基準バイ
アス波形発生器出力例を示す波形図である。

【図３】図３は本発明によるＡＦに適用した場合の一例
を示す回路図である。

【図４】図４は本発明によるＵＰＳに適用した場合の他
の例を示す回路図である。

【図５】図５はＵＰＳに適用した場合の従来例を示す回
路図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ コンバ−タ部 21 コンバ−タ回路 22 蓄電池 23 直流平滑コンデンサ ３ インバ−タ部 31 インバ−タ回路 ４ フィルタ部 41 出力トランス 42 交流リアクトル 43 コンデンサ ５ 負荷 ６’ 制御部 61’ 電圧制御部 611’ 出力電圧設定器 612’ 電圧検出回路 62’ 波形発生部 621’ 基準正弦波発生器 62Ｂ’ バイアス回路 622’ 基準バイアス波形発生器 623’ バイアス変調率算出器 63’ 電流制御部 64’ 搬送波発生器 65’ ＰＷＭ発生部 66’ ゲ−ト増幅部 ６” 制御部 61” 電圧制御部 62Ｂ” バイアス回路 612” ノッチフィルタ ７ 交流電源 ８ 負荷 ９ アクティブフィルタ（ＡＦ） 91 コンバ−タ回路 92 コンデンサ 93 交流リアクトル 10 制御部 101 電圧制御部 1011 出力電圧設定器 1012 電圧発生回路 102 波形発生部 102Ｂ バイアス回路 103 電流制御部 1034 高調波検出器 105 ＰＷＭ発生部 Ｖ＊ 出力電圧指令 Ｉｏ＊ 出力電流指令 Ｓｕ 基準正弦波波形 Ｉｕ＊ インバ−タ電流指令 Ｉｕ インバ−タ電流 Ｖiu＊ インバ−タ電圧指令 ＴＷ 搬送波 ＰＷｕ ＰＷＭ波形 Ｖdc 直流電圧 Ｓbu 基準バイアス波形 Ｋｂ バイアス変調率 Ｖbu＊ バイアス波形 Ｖｕ＊ インバ−タ電圧指令 Ｉｄ＊ 直流電流指令 Ｖｒ 電源電圧 Ｓｒ 基準正弦波波形 Ｉdr＊ 電流指令 Ｉhr＊ 高調波補正指令 Ｓｕ＊ 交流出力波形指令 Ｖｕ 出力電圧 Ｉcr＊ 交流電流指令 Ｖir＊ 電圧指令 Ｓbr 基準バイアス波形 Ｋbc バイアス変調率 Ｖbr＊ バイアス波形 Ｖｒ＊ コンバ−タ電圧指令 Ｖdu 電圧偏差

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧を三相交流電圧に変換するイン
   バ−タ部と、交流電圧および交流電流を制御するための
   演算を行う電圧電流制御部分および該電圧電流制御部分
   出力に応じたＰＷＭ波形を発生するＰＷＭ発生部を少な
   くとも具備する制御部とを備え、該ＰＷＭ発生部出力を
   前記インバ−タ部に与えることにより交流電圧および交
   流電流の制御を行うインバ−タ制御装置において、 前記三相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミッ
   トするとともに、該リミット動作により減少した分を他
   の二相の正弦波に加減算した第１のバイアス波形を得る
   バイアス手段を設け、該バイアス波形と前記電圧電流制
   御部分出力との和をＰＷＭ発生部に加えるようにしたこ
   とを特徴とするインバ−タ制御装置。
2. 【請求項２】 前記第１のバイアス波形に代え、前記三
   相交流電圧に同期した三相正弦波の頭部をリミットする
   とともに、該リミット動作により減少した分を他の二相
   の正弦波に加減算した波形に対して交流電圧または直流
   電圧もしくは交流電圧および直流電圧の双方に応じた係
   数が乗算された第２のバイアス波形とした請求項１記載
   のインバ−タ制御装置。