JP3296065B2 - Ｐｗｍコンバータの制御回路 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの制御回路Info
- Publication number
- JP3296065B2 JP3296065B2 JP00550494A JP550494A JP3296065B2 JP 3296065 B2 JP3296065 B2 JP 3296065B2 JP 00550494 A JP00550494 A JP 00550494A JP 550494 A JP550494 A JP 550494A JP 3296065 B2 JP3296065 B2 JP 3296065B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- value
- command value
- voltage
- pwm converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、パルス幅変調制御に
より交流を直流に、又は直流を交流に変換するＰＷＭコ
ンバータの制御回路に関する。
より交流を直流に、又は直流を交流に変換するＰＷＭコ
ンバータの制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電力を直流電力に変換して負荷へ供
給する電力変換装置として、従来からダイオードのブリ
ッジ接続で構成した整流回路が多用されている。しかし
ダイオードブリッジによる整流回路は力率が悪く、交流
側の電流に多量の高調波を含んでしまうし、負荷側から
回生される電力を交流電源側へ返還することができない
等の不具合点を有する。
給する電力変換装置として、従来からダイオードのブリ
ッジ接続で構成した整流回路が多用されている。しかし
ダイオードブリッジによる整流回路は力率が悪く、交流
側の電流に多量の高調波を含んでしまうし、負荷側から
回生される電力を交流電源側へ返還することができない
等の不具合点を有する。
【０００３】そこでこのような各種の不具合を解消でき
る装置として、トランジスタやＩＧＢＴ（絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ）などの自己消弧形半導体スイッ
チ素子で電力変換装置を構成し、これらの半導体スイッ
チ素子をパルス幅変調制御するＰＷＭコンバータが実用
化されている。このＰＷＭコンバータは、負荷の大小に
関係なく直流電圧を一定に保ちながら、交流電源から負
荷へ電力を供給し、或いは負荷から交流電源へ電力を回
生することができるし、しかも電源電流を正弦波状に制
御し、且つ入力力率が１の状態で運転することもでき
る。
る装置として、トランジスタやＩＧＢＴ（絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ）などの自己消弧形半導体スイッ
チ素子で電力変換装置を構成し、これらの半導体スイッ
チ素子をパルス幅変調制御するＰＷＭコンバータが実用
化されている。このＰＷＭコンバータは、負荷の大小に
関係なく直流電圧を一定に保ちながら、交流電源から負
荷へ電力を供給し、或いは負荷から交流電源へ電力を回
生することができるし、しかも電源電流を正弦波状に制
御し、且つ入力力率が１の状態で運転することもでき
る。
【０００４】図６は電圧形ＰＷＭコンバータの全体構成
の従来例を示した回路図である。この図６の従来例回路
において、交流電源１と、電圧を低減する入力変圧器３
３と、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ１０
とで構成したフィルタ、及び交流リアクトル３とがＰＷ
Ｍコンバータ６の交流側に接続され、このＰＷＭコンバ
ータ６の直流側には平滑コンデンサ７を介してＰＷＭイ
ンバータ１４が接続されているが、ＰＷＭインバータ１
４にはその負荷となる電動機９を接続している。ここで
ＰＷＭコンバータ６は自己消弧形半導体スイッチ素子で
あるトランジスタにダイオードを逆並列接続し、この逆
並列接続回路をブリッジ接続して構成している。
の従来例を示した回路図である。この図６の従来例回路
において、交流電源１と、電圧を低減する入力変圧器３
３と、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ１０
とで構成したフィルタ、及び交流リアクトル３とがＰＷ
Ｍコンバータ６の交流側に接続され、このＰＷＭコンバ
ータ６の直流側には平滑コンデンサ７を介してＰＷＭイ
ンバータ１４が接続されているが、ＰＷＭインバータ１
４にはその負荷となる電動機９を接続している。ここで
ＰＷＭコンバータ６は自己消弧形半導体スイッチ素子で
あるトランジスタにダイオードを逆並列接続し、この逆
並列接続回路をブリッジ接続して構成している。
【０００５】ＰＷＭコンバータ６を構成しているトラン
ジスタは高い周波数でスイッチング動作を行うので、こ
のスイッチングの際に発生する交流側の高調波電流を低
減するために、フィルタリアクトル２とフィルタコンデ
ンサ１０（但しこのコンデンサには抵抗も付属してい
る）とでなるＬＣＲフィルタを設置している。ＰＷＭコ
ンバータ６を制御する制御回路８へは、Ｒ相電流検出器
４とＴ相電流検出器５とで検出するＲ相電流検出値ＩR
とＴ相電流検出値ＩT と、Ｒ相電圧検出器１１とＴ相電
圧検出器１２とで検出するＲ相電圧位相信号ＶSRとＴ相
電圧位相信号ＶSTと、直流電圧検出器１３で検出する直
流電圧検出値ＶD とを入力している。
ジスタは高い周波数でスイッチング動作を行うので、こ
のスイッチングの際に発生する交流側の高調波電流を低
減するために、フィルタリアクトル２とフィルタコンデ
ンサ１０（但しこのコンデンサには抵抗も付属してい
る）とでなるＬＣＲフィルタを設置している。ＰＷＭコ
ンバータ６を制御する制御回路８へは、Ｒ相電流検出器
４とＴ相電流検出器５とで検出するＲ相電流検出値ＩR
とＴ相電流検出値ＩT と、Ｒ相電圧検出器１１とＴ相電
圧検出器１２とで検出するＲ相電圧位相信号ＶSRとＴ相
電圧位相信号ＶSTと、直流電圧検出器１３で検出する直
流電圧検出値ＶD とを入力している。
【０００６】図７はＰＷＭコンバータの一相分の等価回
路を示した等価回路図であって、ｅACは交流電源１が発
生する電圧、ｅ6 はＰＷＭコンバータ６が発生する電
圧、Ｌは交流リアクトル３のインダクタンスをそれぞれ
が示しており、交流電源１は交流リアクトル３を介して
ＰＷＭコンバータ６へ電流ｉACを供給している。図８は
図７に図示の等価回路の電圧ベクトルと電流ベクトルを
表したベクトル図である。図８のベクトル図において、
インダクタンスがＬである交流リアクトル３に流れる電
流ｉACにより生じる交流リアクトル電圧ベクトルωＬｉ
ACはコンバータ電流ベクトルｉACとは直交しており、Ｐ
ＷＭコンバータ６に発生するコンバータ電圧ベクトルｅ
6 は交流電源電圧ベクトルｅACに対して角度θだけ遅れ
ている。又、コンバータ電流ベクトルｉACは交流電源電
圧ベクトルｅACと同相である。即ち力率１である。これ
ら各ベクトルの大きさの関係は下記の数１と数２で表さ
れる。
路を示した等価回路図であって、ｅACは交流電源１が発
生する電圧、ｅ6 はＰＷＭコンバータ６が発生する電
圧、Ｌは交流リアクトル３のインダクタンスをそれぞれ
が示しており、交流電源１は交流リアクトル３を介して
ＰＷＭコンバータ６へ電流ｉACを供給している。図８は
図７に図示の等価回路の電圧ベクトルと電流ベクトルを
表したベクトル図である。図８のベクトル図において、
インダクタンスがＬである交流リアクトル３に流れる電
流ｉACにより生じる交流リアクトル電圧ベクトルωＬｉ
ACはコンバータ電流ベクトルｉACとは直交しており、Ｐ
ＷＭコンバータ６に発生するコンバータ電圧ベクトルｅ
6 は交流電源電圧ベクトルｅACに対して角度θだけ遅れ
ている。又、コンバータ電流ベクトルｉACは交流電源電
圧ベクトルｅACと同相である。即ち力率１である。これ
ら各ベクトルの大きさの関係は下記の数１と数２で表さ
れる。
【０００７】
【数１】
【０００８】
【数２】
【０００９】ここでコンバータ電圧ベクトルｅ6 の大き
さと、交流電源電圧ベクトルｅACに対する位相θを制御
することにより、交流電源１に流れる電流ｉACを交流電
源電圧ｅACと同相、即ち力率１にすることができる。図
９は図６の従来例回路に記載の制御回路の構成を示した
制御ブロック図であるが、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の制御回路は
ほぼ同一であるから、この図９ではＲ相を主体にして図
示して、他の相の図示は省略している部分もある。
さと、交流電源電圧ベクトルｅACに対する位相θを制御
することにより、交流電源１に流れる電流ｉACを交流電
源電圧ｅACと同相、即ち力率１にすることができる。図
９は図６の従来例回路に記載の制御回路の構成を示した
制御ブロック図であるが、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の制御回路は
ほぼ同一であるから、この図９ではＲ相を主体にして図
示して、他の相の図示は省略している部分もある。
【００１０】この図９において、直流電圧検出器１３を
介して直流電圧検出値ＶD を検出する一方で、直流電圧
設定器１８が直流電圧指令値ＶD * を設定している。加
算器３０はこれら直流電圧検出値ＶD と直流電圧指令値
ＶD * とを入力して、両者の差である直流電圧偏差δD
を出力する。この直流電圧偏差δD を直流電圧調節器１
７は比例増幅するか、又は定常偏差を零にするために比
例積分増幅して、ＰＷＭコンバータ６が流すべき電流ｉ
ACに比例したＲ相電流指令値ＩR * の電流波高値指令値
ＩE となる。
介して直流電圧検出値ＶD を検出する一方で、直流電圧
設定器１８が直流電圧指令値ＶD * を設定している。加
算器３０はこれら直流電圧検出値ＶD と直流電圧指令値
ＶD * とを入力して、両者の差である直流電圧偏差δD
を出力する。この直流電圧偏差δD を直流電圧調節器１
７は比例増幅するか、又は定常偏差を零にするために比
例積分増幅して、ＰＷＭコンバータ６が流すべき電流ｉ
ACに比例したＲ相電流指令値ＩR * の電流波高値指令値
ＩE となる。
【００１１】一方、交流電源１の電圧位相を検出するた
めに、Ｒ相電圧検出器１１がＲ相電圧位相信号ＶSR検出
してこれを電源周波数同期回路１５へ与える。電源周波
数同期回路１５は電源周波数に同期した同期信号を単位
正弦波発生回路１６へ送出する。この同期信号から、単
位正弦波発生回路１６は電源周波数に同期した正弦波信
号 sinωt を作成する。この正弦波信号 sinωt はＰＷ
Ｍコンバータ６が流すべき電流ｉACの指令値であるＲ相
電流指令値ＩR * の波形指令信号となる。ＰＷＭコンバ
ータ６はこの波形指令信号に相似の電流を流すように制
御される。
めに、Ｒ相電圧検出器１１がＲ相電圧位相信号ＶSR検出
してこれを電源周波数同期回路１５へ与える。電源周波
数同期回路１５は電源周波数に同期した同期信号を単位
正弦波発生回路１６へ送出する。この同期信号から、単
位正弦波発生回路１６は電源周波数に同期した正弦波信
号 sinωt を作成する。この正弦波信号 sinωt はＰＷ
Ｍコンバータ６が流すべき電流ｉACの指令値であるＲ相
電流指令値ＩR * の波形指令信号となる。ＰＷＭコンバ
ータ６はこの波形指令信号に相似の電流を流すように制
御される。
【００１２】前述した電流波高値指令値ＩE と正弦波信
号 sinωt は、有効電流指令値演算回路１９へ入力して
電流波高値指令値ＩE と正弦波信号 sinωt との乗算が
行われ、ＰＷＭコンバータ６が流すべき電流ｉACに比例
したＲ相電流指令値ＩR * が作成される。ここでＲ相電
流指令値ＩR * は下記の数３で表される。
号 sinωt は、有効電流指令値演算回路１９へ入力して
電流波高値指令値ＩE と正弦波信号 sinωt との乗算が
行われ、ＰＷＭコンバータ６が流すべき電流ｉACに比例
したＲ相電流指令値ＩR * が作成される。ここでＲ相電
流指令値ＩR * は下記の数３で表される。
【００１３】
【数３】 ＩR * ＝ＩE ・ sinωt 更に、Ｒ相電流指令値ＩR * と実際のＲ相電流ＩR との
差であるＲ相電流偏差δR が加算器３１で演算され、Ｒ
相電流調節器２３はこのＲ相電流偏差δR を入力してこ
れを比例増幅、又は比例積分増幅し、ＰＷＭコンバータ
６が発生すべき電圧ｅ6 の指令信号、即ちＲ相電圧指令
信号ｅR となり、ＰＷＭ変調回路２７へ送出される。
差であるＲ相電流偏差δR が加算器３１で演算され、Ｒ
相電流調節器２３はこのＲ相電流偏差δR を入力してこ
れを比例増幅、又は比例積分増幅し、ＰＷＭコンバータ
６が発生すべき電圧ｅ6 の指令信号、即ちＲ相電圧指令
信号ｅR となり、ＰＷＭ変調回路２７へ送出される。
【００１４】かくしてＰＷＭコンバータ６のＲ相電圧指
令信号ｅR が決定されるが、Ｔ相についても図示はして
いないが同様に、Ｔ相電流調節器２４によってＴ相電圧
指令信号ｅT を決定する。Ｓ相電圧指令信号ｅS はＲ相
電圧指令信号ｅR とＴ相電圧指令信号ｅT との和を反転
させれば良いから、加算器３２で和を演算し、反転増幅
器２６が反転動作を行ってＳ相電圧指令信号ｅS を得
る。これら各相電圧指令信号はパルス幅変調を行うため
にＰＷＭ変調回路２７へ送出される。
令信号ｅR が決定されるが、Ｔ相についても図示はして
いないが同様に、Ｔ相電流調節器２４によってＴ相電圧
指令信号ｅT を決定する。Ｓ相電圧指令信号ｅS はＲ相
電圧指令信号ｅR とＴ相電圧指令信号ｅT との和を反転
させれば良いから、加算器３２で和を演算し、反転増幅
器２６が反転動作を行ってＳ相電圧指令信号ｅS を得
る。これら各相電圧指令信号はパルス幅変調を行うため
にＰＷＭ変調回路２７へ送出される。
【００１５】これら各相電圧指令信号ｅR ，ｅS ，ｅT
とキャリア信号発生回路２５が出力するキャリア信号CA
R との大小をＰＷＭ変調回路２７において比較すること
により、電圧指令信号はパルス幅変調される。図１０は
ＰＷＭ変調回路でのパルス幅変調動作を示した動作波形
図であって、図１０はＰＷＭ変調回路２７へ入力する
Ｒ相電圧指令信号ｅR とキャリア信号CAR の変化、図１
０はＰＷＭ変調回路２７が出力するオン・オフ信号Ｇ
U の変化を、それぞれが表している。
とキャリア信号発生回路２５が出力するキャリア信号CA
R との大小をＰＷＭ変調回路２７において比較すること
により、電圧指令信号はパルス幅変調される。図１０は
ＰＷＭ変調回路でのパルス幅変調動作を示した動作波形
図であって、図１０はＰＷＭ変調回路２７へ入力する
Ｒ相電圧指令信号ｅR とキャリア信号CAR の変化、図１
０はＰＷＭ変調回路２７が出力するオン・オフ信号Ｇ
U の変化を、それぞれが表している。
【００１６】図１０の動作波形図で、Ｒ相電圧指令信号
ｅR の振幅とキャリア信号CAR の振幅との比を制御率λ
とすると、この制御率λ，コンバータ直流電圧ＶDC，及
びコンバータ電圧ｅ6 との関係は下記の数４となる。
ｅR の振幅とキャリア信号CAR の振幅との比を制御率λ
とすると、この制御率λ，コンバータ直流電圧ＶDC，及
びコンバータ電圧ｅ6 との関係は下記の数４となる。
【００１７】
【数４】
【００１８】パルス幅変調されたＲ相電圧指令信号ｅR
はパルス変調信号ＧU ，ＧV ，ＧWとなって駆動信号分
配器２８へ入力する。ベース駆動回路２９は駆動信号分
配器２８からの信号を増幅し、ＰＷＭコンバータ６を構
成している６組のトランジスタをオン・オフ動作させ
る。かくしてＰＷＭコンバータ６は直流出力電圧が一定
で、且つ交流電圧と電流が正弦波状になるように制御さ
れる。尚、平滑コンデンサ７を介してこの直流電力を入
力するＰＷＭインバータ１４が電動機９を駆動する動作
は本発明とは直接の関係が無いので、その動作説明は省
略する。
はパルス変調信号ＧU ，ＧV ，ＧWとなって駆動信号分
配器２８へ入力する。ベース駆動回路２９は駆動信号分
配器２８からの信号を増幅し、ＰＷＭコンバータ６を構
成している６組のトランジスタをオン・オフ動作させ
る。かくしてＰＷＭコンバータ６は直流出力電圧が一定
で、且つ交流電圧と電流が正弦波状になるように制御さ
れる。尚、平滑コンデンサ７を介してこの直流電力を入
力するＰＷＭインバータ１４が電動機９を駆動する動作
は本発明とは直接の関係が無いので、その動作説明は省
略する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】図１１は従来の制御方
法のＰＷＭコンバータの負荷が増大した場合の電圧・電
流の変化を示したベクトル図であって、実線は軽負荷の
場合を示し、点線は重負荷の場合を示している。重負
荷，即ち直流電流が大きい場合はコンバータ電流ベクト
ルｉACが増加するので、交流リアクトル３に生じる交流
リアクトル電圧ベクトルωＬｉACも大きくなる。よって
交流電源電圧ベクトルｅACと交流リアクトル電圧ベクト
ルωＬｉACとのベクトル和であるコンバータ電圧ベクト
ルｅ6 も増大する。
法のＰＷＭコンバータの負荷が増大した場合の電圧・電
流の変化を示したベクトル図であって、実線は軽負荷の
場合を示し、点線は重負荷の場合を示している。重負
荷，即ち直流電流が大きい場合はコンバータ電流ベクト
ルｉACが増加するので、交流リアクトル３に生じる交流
リアクトル電圧ベクトルωＬｉACも大きくなる。よって
交流電源電圧ベクトルｅACと交流リアクトル電圧ベクト
ルωＬｉACとのベクトル和であるコンバータ電圧ベクト
ルｅ6 も増大する。
【００２０】一方、ＰＷＭコンバータ６が発生すべきコ
ンバータ電圧ｅ6 は前述した数１や数４で表されるの
で、コンバータ電圧ｅ6 を大きくするには制御率λを大
きくする（数４参照）か、又は交流電源電圧ｅACを小さ
くする（数１参照）必要がある。しかしながら制御率λ
を１以上に大きくすると過変調になって電源電流の歪み
が悪化したり、制御不能になったりするので、図６に図
示しているように交流電源１とＰＷＭコンバータ６との
間に電圧を低減するための入力変圧器３３を設置する。
尚、この入力変圧器３３は入出力間を絶縁する必要はな
いので、単巻変圧器を使用することができる。
ンバータ電圧ｅ6 は前述した数１や数４で表されるの
で、コンバータ電圧ｅ6 を大きくするには制御率λを大
きくする（数４参照）か、又は交流電源電圧ｅACを小さ
くする（数１参照）必要がある。しかしながら制御率λ
を１以上に大きくすると過変調になって電源電流の歪み
が悪化したり、制御不能になったりするので、図６に図
示しているように交流電源１とＰＷＭコンバータ６との
間に電圧を低減するための入力変圧器３３を設置する。
尚、この入力変圧器３３は入出力間を絶縁する必要はな
いので、単巻変圧器を使用することができる。
【００２１】図１２は従来の制御方法のＰＷＭコンバー
タの電源電圧を低減した場合に負荷の増大に伴う電圧・
電流の変化を示したベクトル図であって、実線は電源電
圧を低減しない場合を示し、点線は電源電圧を低減する
場合を示している。入力変圧器３３の使用により交流電
源電圧をｅACからｅAC # へ低減するならば、コンバータ
電流ｉACが同じ値であるために交流リアクトル３での電
圧降下，即ち交流リアクトル電圧ベクトルωＬｉACが同
じであっても、コンバータ電圧ベクトルｅ6 は図示のｅ
6 # まで小さくできる。しかしながら入力変圧器３３を
使用することで装置が大形化して重量が増加するし、価
格も上昇する不都合がある。
タの電源電圧を低減した場合に負荷の増大に伴う電圧・
電流の変化を示したベクトル図であって、実線は電源電
圧を低減しない場合を示し、点線は電源電圧を低減する
場合を示している。入力変圧器３３の使用により交流電
源電圧をｅACからｅAC # へ低減するならば、コンバータ
電流ｉACが同じ値であるために交流リアクトル３での電
圧降下，即ち交流リアクトル電圧ベクトルωＬｉACが同
じであっても、コンバータ電圧ベクトルｅ6 は図示のｅ
6 # まで小さくできる。しかしながら入力変圧器３３を
使用することで装置が大形化して重量が増加するし、価
格も上昇する不都合がある。
【００２２】そこでこの発明の目的は、ＰＷＭコンバー
タの負荷が増大した場合でも、電源電圧を低減するため
の変圧器を設置せずに、且つ制御率も大きくせずに、当
該ＰＷＭコンバータを安定に制御できるようにすること
にある。
タの負荷が増大した場合でも、電源電圧を低減するため
の変圧器を設置せずに、且つ制御率も大きくせずに、当
該ＰＷＭコンバータを安定に制御できるようにすること
にある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めにこの発明のＰＷＭコンバータの制御回路は、交流側
には交流リアクトルを介して交流電源を接続し、且つ直
流側には平滑コンデンサを接続して、パルス幅変調制御
により交流を直流に変換し、又は直流を交流に変換する
ＰＷＭコンバータにおいて、前記ＰＷＭコンバータの直
流側電圧検出値と直流側電圧指令値との偏差を入力して
電流波高値指令値を出力する直流電圧調節手段と、この
電流波高値指令値と前記正弦波信号とを入力して電流波
高値指令値に対応した振幅の有効電流成分指令値を出力
する有効電流演算手段と、前記ＰＷＭコンバータの変換
する電力またはこれに関係した電流がある値までは無効
電流成分指令値を零にし、ある値以上に増加したところ
からこれに対応した無効電流成分指令値を演算する無効
電流演算手段と、この無効電流演算手段から与えられる
無効電流成分指令値と前記有効電流演算手段から与えら
れる有効電流成分指令値から当該ＰＷＭコンバータの交
流電流指令値を合成する交流電流合成手段とを備え、こ
の交流電流指令値に対応した力率で当該ＰＷＭコンバー
タを運転するものとする。
めにこの発明のＰＷＭコンバータの制御回路は、交流側
には交流リアクトルを介して交流電源を接続し、且つ直
流側には平滑コンデンサを接続して、パルス幅変調制御
により交流を直流に変換し、又は直流を交流に変換する
ＰＷＭコンバータにおいて、前記ＰＷＭコンバータの直
流側電圧検出値と直流側電圧指令値との偏差を入力して
電流波高値指令値を出力する直流電圧調節手段と、この
電流波高値指令値と前記正弦波信号とを入力して電流波
高値指令値に対応した振幅の有効電流成分指令値を出力
する有効電流演算手段と、前記ＰＷＭコンバータの変換
する電力またはこれに関係した電流がある値までは無効
電流成分指令値を零にし、ある値以上に増加したところ
からこれに対応した無効電流成分指令値を演算する無効
電流演算手段と、この無効電流演算手段から与えられる
無効電流成分指令値と前記有効電流演算手段から与えら
れる有効電流成分指令値から当該ＰＷＭコンバータの交
流電流指令値を合成する交流電流合成手段とを備え、こ
の交流電流指令値に対応した力率で当該ＰＷＭコンバー
タを運転するものとする。
【００２４】
【作用】図１３は本発明の原理を説明するベクトル図で
あって、実線は従来の制御方法の場合を示し、点線は本
発明の制御方法を適用した場合を示しており、本発明で
はＰＷＭコンバータ６のコンバータ電流ベクトルｉACの
位相をφだけ遅らせるのがポイントである。従来はコン
バータ電流ベクトルｉACと交流電源電圧ベクトルｅACと
は同相，即ち力率１の運転をするように制御していた
が、本発明では負荷がある程度よりも重くなれば無効分
電流を発生させることにより、コンバータ電流ベクトル
ｉACの位相をφだけ遅らせる。即ち力率を低下させる。
これにより交流リアクトル３で発生する交流リアクトル
電圧ベクトルωＬｉACの位相もφだけずれる。従って、
これらωＬｉACとｅACとのベクトル和であるコンバータ
電圧ベクトルｅ6 は、変圧器で低減しなくても下記の数
５に示すごとくに小さくなる。但しφの値は０度≦φ≦
90度の範囲とする。
あって、実線は従来の制御方法の場合を示し、点線は本
発明の制御方法を適用した場合を示しており、本発明で
はＰＷＭコンバータ６のコンバータ電流ベクトルｉACの
位相をφだけ遅らせるのがポイントである。従来はコン
バータ電流ベクトルｉACと交流電源電圧ベクトルｅACと
は同相，即ち力率１の運転をするように制御していた
が、本発明では負荷がある程度よりも重くなれば無効分
電流を発生させることにより、コンバータ電流ベクトル
ｉACの位相をφだけ遅らせる。即ち力率を低下させる。
これにより交流リアクトル３で発生する交流リアクトル
電圧ベクトルωＬｉACの位相もφだけずれる。従って、
これらωＬｉACとｅACとのベクトル和であるコンバータ
電圧ベクトルｅ6 は、変圧器で低減しなくても下記の数
５に示すごとくに小さくなる。但しφの値は０度≦φ≦
90度の範囲とする。
【００２５】
【数５】
【００２６】本発明では、コンバータ電流ベクトルｉAC
の位相をφだけ遅らせるために、このコンバータ電流ｉ
ACを有効電力分と無効電力分とに分解し、これらの差を
演算する。即ちコンバータ電流ｉACを下記の数６で表
す。
の位相をφだけ遅らせるために、このコンバータ電流ｉ
ACを有効電力分と無効電力分とに分解し、これらの差を
演算する。即ちコンバータ電流ｉACを下記の数６で表
す。
【００２７】
【数６】 ｉAC＝Ａ・ sinωt −Ｂ・ cosωt この数６で、Ａ・ sinωt が有効電力分、Ｂ・ cosωt
が無効電力分を表すから、両者の差を演算した結果は下
記の数７と数８である。
が無効電力分を表すから、両者の差を演算した結果は下
記の数７と数８である。
【００２８】
【数７】
【００２９】
【数８】
【００３０】即ち数８に示しているφの値の位相が電源
電圧に対して遅れの方向にシフトされることになる。よ
ってＡの値に対応してＢの値を調節することにより、電
流の位相φ，即ちＰＷＭコンバータ６の力率を制御でき
る。
電圧に対して遅れの方向にシフトされることになる。よ
ってＡの値に対応してＢの値を調節することにより、電
流の位相φ，即ちＰＷＭコンバータ６の力率を制御でき
る。
【００３１】
【実施例】図１は本発明の第１実施例を表した制御ブロ
ック図であるが、この図１の第１実施例回路は、図９で
既述の従来例回路にコンバータ電力演算回路４１と無効
電流指令値演算回路４２及び電流指令値合成回路４３を
追加しているのが異なるところであり、この追加分以外
の各機器の名称・用途・機能は、図９の従来例回路で説
明済であるから、これらの説明は省略する。
ック図であるが、この図１の第１実施例回路は、図９で
既述の従来例回路にコンバータ電力演算回路４１と無効
電流指令値演算回路４２及び電流指令値合成回路４３を
追加しているのが異なるところであり、この追加分以外
の各機器の名称・用途・機能は、図９の従来例回路で説
明済であるから、これらの説明は省略する。
【００３２】図１の第１実施例回路において、直流電圧
指令値ＶD * と直流電圧検出値ＶDとの偏差である直流
電圧偏差δD は、直流電圧調節器１７によって比例増幅
され、或いは定常偏差を零にする場合は比例積分増幅さ
れて、ＰＷＭコンバータ６が流すべきコンバータ電流ｉ
ACに比例したＲ相電流指令値ＩR * の有効分の電流波高
値指令値ＩE となるが、これは数７でのＡに相当する。
指令値ＶD * と直流電圧検出値ＶDとの偏差である直流
電圧偏差δD は、直流電圧調節器１７によって比例増幅
され、或いは定常偏差を零にする場合は比例積分増幅さ
れて、ＰＷＭコンバータ６が流すべきコンバータ電流ｉ
ACに比例したＲ相電流指令値ＩR * の有効分の電流波高
値指令値ＩE となるが、これは数７でのＡに相当する。
【００３３】一方、無効電流指令値演算回路４２は、コ
ンバータ電力演算回路４１から入力するコンバータ電力
の大小に対応して、入力値がある値以上に増加したとこ
ろから入力値に対応した無効電流指令値を出力する。電
流指令値合成回路４３は有効電流指令値演算回路１９か
ら入力する有効電流指令値と、無効電流指令値演算回路
４２から入力する無効電流指令値との合成によりＲ相電
流指令値ＩR * を出力し、これとＲ相電流検出器４が検
出するＲ相電流検出値ＩR との差であるＲ相電流偏差δ
R を、Ｒ相電流調節器２３へ与える。
ンバータ電力演算回路４１から入力するコンバータ電力
の大小に対応して、入力値がある値以上に増加したとこ
ろから入力値に対応した無効電流指令値を出力する。電
流指令値合成回路４３は有効電流指令値演算回路１９か
ら入力する有効電流指令値と、無効電流指令値演算回路
４２から入力する無効電流指令値との合成によりＲ相電
流指令値ＩR * を出力し、これとＲ相電流検出器４が検
出するＲ相電流検出値ＩR との差であるＲ相電流偏差δ
R を、Ｒ相電流調節器２３へ与える。
【００３４】図２は本発明の第２実施例を表した制御ブ
ロック図であるが、この図２の第２実施例回路は、図９
で既述の従来例回路に余弦波振幅演算回路２０と単位余
弦波発生回路２１及び無効電流成分演算手段としての余
弦波成分演算回路２２を追加しているのが異なるところ
であり、この追加分以外の各機器の名称・用途・機能
は、図９の従来例回路で説明済であるから、これらの説
明は省略する。
ロック図であるが、この図２の第２実施例回路は、図９
で既述の従来例回路に余弦波振幅演算回路２０と単位余
弦波発生回路２１及び無効電流成分演算手段としての余
弦波成分演算回路２２を追加しているのが異なるところ
であり、この追加分以外の各機器の名称・用途・機能
は、図９の従来例回路で説明済であるから、これらの説
明は省略する。
【００３５】図２の第２実施例回路において、直流電圧
調節器１７が出力する電流波高値指令値ＩE と単位正弦
波発生回路１６が出力する電源周波数に同期した正弦波
信号sinωt とを入力して、有効電流指令値演算回路１
９はＰＷＭコンバータ６が流すべきコンバータ電流ｉAC
に比例したＲ相電流指令値ＩR * の有効分を出力するの
は、図１で既述の第１実施例回路の場合と同じである
が、この第２実施例回路では、電源周波数同期回路１５
が出力する同期信号を入力する単位余弦波発生回路２１
が、 cosωt なる余弦波信号を発生する。
調節器１７が出力する電流波高値指令値ＩE と単位正弦
波発生回路１６が出力する電源周波数に同期した正弦波
信号sinωt とを入力して、有効電流指令値演算回路１
９はＰＷＭコンバータ６が流すべきコンバータ電流ｉAC
に比例したＲ相電流指令値ＩR * の有効分を出力するの
は、図１で既述の第１実施例回路の場合と同じである
が、この第２実施例回路では、電源周波数同期回路１５
が出力する同期信号を入力する単位余弦波発生回路２１
が、 cosωt なる余弦波信号を発生する。
【００３６】ところで、ＰＷＭコンバータ６の出力電力
は直流電圧調節器１７の出力である電流波高値指令値Ｉ
E に比例していることは既に述べたが、この電流波高値
指令値ＩE は余弦波振幅演算回路２０へも入力してお
り、余弦波振幅演算回路２０はこれを電流波高値指令値
ＩE # に変換して出力する。図５は図２の第２実施例回
路に記載の余弦波振幅演算回路の入出力特性の例を表し
たグラフであって、横軸が入力する電流波高値指令値Ｉ
E を表し、縦軸が出力する電流波高値指令値ＩE # を表
している。この図５に図示の例は、ＰＷＭコンバータ６
の出力電力がある点までは出力するＩE # は零である
が、電力がその点を越えるとその値に比例したＩE # を
所定の傾きで出力するように設定している。但し入力と
出力の関係がこの図５とは異なった関係（例えば２次関
数関係）にすることもできる。
は直流電圧調節器１７の出力である電流波高値指令値Ｉ
E に比例していることは既に述べたが、この電流波高値
指令値ＩE は余弦波振幅演算回路２０へも入力してお
り、余弦波振幅演算回路２０はこれを電流波高値指令値
ＩE # に変換して出力する。図５は図２の第２実施例回
路に記載の余弦波振幅演算回路の入出力特性の例を表し
たグラフであって、横軸が入力する電流波高値指令値Ｉ
E を表し、縦軸が出力する電流波高値指令値ＩE # を表
している。この図５に図示の例は、ＰＷＭコンバータ６
の出力電力がある点までは出力するＩE # は零である
が、電力がその点を越えるとその値に比例したＩE # を
所定の傾きで出力するように設定している。但し入力と
出力の関係がこの図５とは異なった関係（例えば２次関
数関係）にすることもできる。
【００３７】従って図２に記載の余弦波振幅演算回路２
０が出力する変換後の電流波高値指令値ＩE # と単位余
弦波発生回路２１が出力する余弦波信号 cosωt とを余
弦波成分演算回路２２において乗算演算することによ
り、前述した数７の左辺第２項である無効分電流指令信
号Ｂ・ cosωt が得られる。加算器３１はこの無効分電
流指令信号と前述した有効分電流指令信号とを加算し
て、ＰＷＭコンバータ６が流すべきＲ相電流指令値ＩR
* を得る。このＲ相電流指令値ＩR * は下記の数９で表
される。
０が出力する変換後の電流波高値指令値ＩE # と単位余
弦波発生回路２１が出力する余弦波信号 cosωt とを余
弦波成分演算回路２２において乗算演算することによ
り、前述した数７の左辺第２項である無効分電流指令信
号Ｂ・ cosωt が得られる。加算器３１はこの無効分電
流指令信号と前述した有効分電流指令信号とを加算し
て、ＰＷＭコンバータ６が流すべきＲ相電流指令値ＩR
* を得る。このＲ相電流指令値ＩR * は下記の数９で表
される。
【００３８】
【数９】
【００３９】即ち、Ｒ相電流指令値ＩR * の位相はφだ
け遅れるが、このφの値は下記の数１０である。
け遅れるが、このφの値は下記の数１０である。
【００４０】
【数１０】
【００４１】このようにして得られたＲ相電流指令値Ｉ
R * とＲ相電流検出値ＩR との差であるＲ相電流偏差δ
R をＲ相電流調節器２３へ入力すれば、ＰＷＭ変調回路
２７はＲ相電流調節器２３の出力信号とキャリア信号CA
R とのパルス幅変調によりオン・オフ信号ＧU が得ら
れ、これが駆動信号分配器２８とベース駆動回路２９と
を介してＰＷＭコンバータ６を制御するのは、図９で既
述の従来例回路の場合と同じである。
R * とＲ相電流検出値ＩR との差であるＲ相電流偏差δ
R をＲ相電流調節器２３へ入力すれば、ＰＷＭ変調回路
２７はＲ相電流調節器２３の出力信号とキャリア信号CA
R とのパルス幅変調によりオン・オフ信号ＧU が得ら
れ、これが駆動信号分配器２８とベース駆動回路２９と
を介してＰＷＭコンバータ６を制御するのは、図９で既
述の従来例回路の場合と同じである。
【００４２】図３は本発明の第３実施例を表した制御ブ
ロック図であるが、この図３の第３実施例回路は、直流
電流検出器５１で検出する直流電流検出値ＩD と、直流
電圧検出器１３が検出する直流電圧検出値ＶD とを入力
して直流電力検出値ＰD を演算する直流電力演算回路５
２を備えて、この直流電力検出値ＰD を余弦波振幅演算
回路２０へ入力させているところが、図２で既述の第２
実施例回路と異なる点であり、それ以外は全て同じであ
るから、同じ部分の説明は省略する。
ロック図であるが、この図３の第３実施例回路は、直流
電流検出器５１で検出する直流電流検出値ＩD と、直流
電圧検出器１３が検出する直流電圧検出値ＶD とを入力
して直流電力検出値ＰD を演算する直流電力演算回路５
２を備えて、この直流電力検出値ＰD を余弦波振幅演算
回路２０へ入力させているところが、図２で既述の第２
実施例回路と異なる点であり、それ以外は全て同じであ
るから、同じ部分の説明は省略する。
【００４３】余弦波振幅演算回路２０は前述した図５と
同様の入出力特性（前述した図５の説明の但し書きの入
出力特性にすることも可能）を備えており、入力した直
流電力検出値ＰD をＰD # に変換して余弦波成分演算回
路２２へ出力する。図４は図３に図示している本発明の
第３実施例を適用した場合の電圧形ＰＷＭコンバータの
全体構成を表した回路図である。図６に図示の従来例で
設置していた入力変圧器３３を省略できることが、この
図４から分かる。尚、図３の第３実施例回路では直流電
流検出器５１を設置しているが、これは入力変圧器３３
に比べれば遙かに小形・軽量であるし、図２の第２実施
例回路ならばこの直流電流検出器５１も不要である。
同様の入出力特性（前述した図５の説明の但し書きの入
出力特性にすることも可能）を備えており、入力した直
流電力検出値ＰD をＰD # に変換して余弦波成分演算回
路２２へ出力する。図４は図３に図示している本発明の
第３実施例を適用した場合の電圧形ＰＷＭコンバータの
全体構成を表した回路図である。図６に図示の従来例で
設置していた入力変圧器３３を省略できることが、この
図４から分かる。尚、図３の第３実施例回路では直流電
流検出器５１を設置しているが、これは入力変圧器３３
に比べれば遙かに小形・軽量であるし、図２の第２実施
例回路ならばこの直流電流検出器５１も不要である。
【００４４】
【発明の効果】従来のＰＷＭコンバータは負荷が大きく
なるとコンバータ電圧も大きくなるので制御率λを大き
くせざるを得ない。制御率λが１以上の過変調になると
制御が不安定になることから、入力変圧器を備えてＰＷ
Ｍコンバータの入力電圧を低減して、制御率λを小さく
しなければならなかった。本発明では、当該ＰＷＭコン
バータの負荷がある程度以上に大きくなったところから
負荷に対応してコンバータ電流の位相が遅れ方向にシフ
トされるようになるので、負荷が大きくなった場合でも
コンバータ電圧が大きくなるのを抑制できるので、入力
電圧を低減させなくても過変調を回避できる。従って入
力変圧器を設置しなくても良いので、装置の寸法や重量
が大きくなるのを抑制することができて価格の上昇を防
止できる効果が得られるし、過変調状態にならないので
制御が安定する効果も得られる。
なるとコンバータ電圧も大きくなるので制御率λを大き
くせざるを得ない。制御率λが１以上の過変調になると
制御が不安定になることから、入力変圧器を備えてＰＷ
Ｍコンバータの入力電圧を低減して、制御率λを小さく
しなければならなかった。本発明では、当該ＰＷＭコン
バータの負荷がある程度以上に大きくなったところから
負荷に対応してコンバータ電流の位相が遅れ方向にシフ
トされるようになるので、負荷が大きくなった場合でも
コンバータ電圧が大きくなるのを抑制できるので、入力
電圧を低減させなくても過変調を回避できる。従って入
力変圧器を設置しなくても良いので、装置の寸法や重量
が大きくなるのを抑制することができて価格の上昇を防
止できる効果が得られるし、過変調状態にならないので
制御が安定する効果も得られる。
【図１】本発明の第１実施例を表した制御ブロック図
【図２】本発明の第２実施例を表した制御ブロック図
【図３】本発明の第３実施例を表した制御ブロック図
【図４】図３に図示している本発明の第３実施例を適用
した場合の電圧形ＰＷＭコンバータの全体構成を表した
回路図
した場合の電圧形ＰＷＭコンバータの全体構成を表した
回路図
【図５】図２の第２実施例回路に記載の余弦波振幅演算
回路の入出力特性の例を表したグラフ
回路の入出力特性の例を表したグラフ
【図６】電圧形ＰＷＭコンバータの全体構成の従来例を
示した回路図
示した回路図
【図７】ＰＷＭコンバータの一相分の等価回路を示した
等価回路図
等価回路図
【図８】図７に図示の等価回路の電圧ベクトルと電流ベ
クトルを表したベクトル図
クトルを表したベクトル図
【図９】図６の従来例回路に記載の制御回路の構成を示
した制御ブロック図
した制御ブロック図
【図１０】ＰＷＭ変調回路でのパルス幅変調動作を示し
た動作波形図
た動作波形図
【図１１】従来の制御方法のＰＷＭコンバータの負荷が
増大した場合の電圧・電流の変化を示したベクトル図
増大した場合の電圧・電流の変化を示したベクトル図
【図１２】従来の制御方法のＰＷＭコンバータの電源電
圧を低減した場合に負荷の増大に伴う電圧・電流の変化
を示したベクトル図
圧を低減した場合に負荷の増大に伴う電圧・電流の変化
を示したベクトル図
【図１３】本発明の原理を説明するベクトル図
１ 交流電源 ２ フィルタリアクトル ３ 交流リアクトル ４ Ｒ相電流検出器 ６ ＰＷＭコンバータ ８ 制御回路 ９ 電動機 １０ フィルタコンデンサ １１ Ｒ相電圧検出器 １３ 直流電圧検出器 １４ ＰＷＭインバータ １５ 電源周波数同期回路 １６ 単位正弦波発生回路 １７ 直流電圧調節器 １８ 直流電圧設定器 １９ 有効電流指令値演算回路 ２０ 余弦波振幅演算回路 ２１ 単位余弦波発生回路 ２２ 無効電流成分演算手段としての余弦波成分
演算回路 ２３ Ｒ相電流調節器 ２５ キャリア信号発生回路 ２７ ＰＷＭ変調回路 ２８ 駆動信号分配器 ２９ ベース駆動回路 ３１ 加算器 ３３ 入力変圧器 ４１ コンバータ電力演算回路 ４２ 無効電流指令値演算回路 ４３ 電流指令値合成回路 ５１ 直流電流検出器 ５２ 直流電力演算回路 ｅAC 交流電源電圧 ｅ6 コンバータ電圧 ｉAC コンバータ電流 ＩE 電流波高値指令値 ＩE # 変換後電流波高値指令値 ＩR * Ｒ相電流指令値 ωＬｉAC 交流リアクトル電圧
演算回路 ２３ Ｒ相電流調節器 ２５ キャリア信号発生回路 ２７ ＰＷＭ変調回路 ２８ 駆動信号分配器 ２９ ベース駆動回路 ３１ 加算器 ３３ 入力変圧器 ４１ コンバータ電力演算回路 ４２ 無効電流指令値演算回路 ４３ 電流指令値合成回路 ５１ 直流電流検出器 ５２ 直流電力演算回路 ｅAC 交流電源電圧 ｅ6 コンバータ電圧 ｉAC コンバータ電流 ＩE 電流波高値指令値 ＩE # 変換後電流波高値指令値 ＩR * Ｒ相電流指令値 ωＬｉAC 交流リアクトル電圧
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−304725（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−235675（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−333953（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−367011（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/219 H02M 7/48
Claims (3)
- 【請求項１】交流側には交流リアクトルを介して交流電
源を接続し、且つ直流側には平滑コンデンサを接続し
て、パルス幅変調制御により交流を直流に変換し、又は
直流を交流に変換するＰＷＭコンバータにおいて、前記ＰＷＭコンバータの直流側電圧検出値と直流側電圧
指令値との偏差を入力して電流波高値指令値を出力する
直流電圧調節手段と、この電流波高値指令値と前記正弦
波信号とを入力して電流波高値指令値に対応した振幅の
有効電流成分指令値を出力する有効電流演算手段と 、前
記ＰＷＭコンバータの変換する電力またはこれに関係し
た電流がある値までは無効電流成分指令値を零にし、あ
る値以上に増加したところからこれに対応した無効電流
成分指令値を演算する無効電流演算手段と、この無効電
流演算手段から与えられる無効電流成分指令値と前記有
効電流演算手段から与えられる有効電流成分指令値から
当該ＰＷＭコンバータの交流電流指令値を合成する交流
電流合成手段とを備え、この交流電流指令値に対応した
力率で当該ＰＷＭコンバータを運転することを特徴とす
るＰＷＭコンバータの制御回路。 - 【請求項２】交流側には交流リアクトルを介して交流電
源を接続し、且つ直流側には平滑コンデンサを接続し
て、パルス幅変調制御により交流を直流に変換し、又は
直流を交流に変換するＰＷＭコンバータにおいて、 前記交流電源電圧に同期した正弦波信号を発生する正弦
波発生手段と、前記交流電源電圧に同期した余弦波信号
を発生する余弦波発生手段と、前記ＰＷＭコンバータの
直流側電圧検出値と直流側電圧指令値との偏差を入力し
て電流波高値指令値を出力する直流電圧調節手段と、こ
の電流波高値指令値と前記正弦波信号とを入力して電流
波高値指令値に対応した振幅の有効電流成分指令値を出
力する有効電流分演算手段と、前記電流波高値指令値を
入力して、その入力値がある値までは零を出力し、ある
値以上に増加したところからその入力値に対応した値を
出力する特性を有する振幅変換手段と、この振幅変換手
段の出力信号と前記余弦波信号とを入力して振幅変換手
段の出力信号に対応した振幅の無効電流成分指令値を出
力する無効電流成分演算手段と、これら有効電流成分指
令値と無効電流成分指令値とを合成して交流電流指令値
を合成する交流電流合成手段と、この交流電流指令値と
交流電流検出値との偏差を入力する交流電流調節手段と
を備え、この交流電流調節手段の出力信号に従って前記
ＰＷＭコンバータを制御することを特徴とするＰＷＭコ
ンバータの制御回路。 - 【請求項３】交流側には交流リアクトルを介して交流電
源を接続し、且つ直流側には平滑コンデンサを接続し
て、パルス幅変調制御により交流を直流に変換し、又は
直流を交流に変換するＰＷＭコンバータにおいて、 前記交流電源電圧に同期した正弦波信号を発生する正弦
波発生手段と、前記交流電源電圧に同期した余弦波信号
を発生する余弦波発生手段と、前記ＰＷＭコンバータの
直流側電圧検出値と直流側電圧指令値との偏差を入力し
て電流波高値指令値を出力する直流電圧調節手段と、こ
の電流波高値指令値と前記正弦波信号とを入力して電流
波高値指令値に対応した振幅の有効電流成分指令値を出
力する有効電流分演算手段と、前記ＰＷＭコンバータの
直流側電流検出値と直流側電圧検出値とを入力して直流
電力を演算する直流電力演算手段と、この直流電力演算
値を入力して、その入力値がある値までは零を出力し、
ある値以上に増加したところからその入力値に対応して
所定の値を出力する特性を有する振幅変換手段と、この
振幅変換手段出力信号と前記余弦波信号とを入力して振
幅変換手段出力信号に対応した振幅の無効電流成分指令
値を出力する無効電流成分演算手段と、これら有効電流
成分指令値と無効電流成分指令値とを合成して交流電流
指令値を合成する交流電流合成手段と、この交流電流指
令値と交流電流検出値との偏差を入力する交流電流調節
手段とを備え、この交流電流調節手段の出力信号に従っ
て前記ＰＷＭコンバータを制御することを特徴とするＰ
ＷＭコンバータの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00550494A JP3296065B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | Ｐｗｍコンバータの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00550494A JP3296065B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | Ｐｗｍコンバータの制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07213067A JPH07213067A (ja) | 1995-08-11 |
| JP3296065B2 true JP3296065B2 (ja) | 2002-06-24 |
Family
ID=11613042
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00550494A Expired - Lifetime JP3296065B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-01-24 | Ｐｗｍコンバータの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3296065B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3252688B2 (ja) * | 1996-01-19 | 2002-02-04 | 富士電機株式会社 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 |
| SE518307C2 (sv) * | 1997-03-24 | 2002-09-24 | Abb Ab | Anordning för eliminering av övermodulation i elanläggning |
| DE10050947A1 (de) * | 2000-10-13 | 2002-04-25 | Daimlerchrysler Rail Systems | Einrichtung und Verfahren zur netzseitigen Regelung der Zwischenkreisspannung |
| JP2002315343A (ja) | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍコンバータ装置 |
| JP2005304156A (ja) * | 2004-04-09 | 2005-10-27 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP5854609B2 (ja) * | 2011-02-09 | 2016-02-09 | 株式会社日立産機システム | コンバータ装置およびその制御方法 |
| WO2015104886A1 (ja) * | 2014-01-09 | 2015-07-16 | 東芝キヤリア株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6550314B2 (ja) * | 2015-10-06 | 2019-07-24 | 東芝キヤリア株式会社 | 電力変換装置 |
-
1994
- 1994-01-24 JP JP00550494A patent/JP3296065B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07213067A (ja) | 1995-08-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2679411B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転制御装置 | |
| JPH0746917B2 (ja) | ３相変換器の制御装置 | |
| US5349522A (en) | Method and apparatus for controlling the output voltage of an AC electrical system | |
| JP3296065B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御回路 | |
| JPH0344508B2 (ja) | ||
| JP3236986B2 (ja) | 電力変換システム | |
| JPH0251360A (ja) | Ｐｗｍ昇圧コンバータの制御装置 | |
| JP2507387B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3236985B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御装置 | |
| JP2708648B2 (ja) | 並列運転制御装置 | |
| JP2005160257A (ja) | 単相／三相変換装置及びその制御方法 | |
| JP5115730B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータ装置 | |
| JP3323759B2 (ja) | パルス幅変調コンバータ装置 | |
| JP2674402B2 (ja) | 交流出力変換器の並列運転制御装置 | |
| JPH08322153A (ja) | 無効電力補償用三相電力変換装置の制御方法 | |
| JPH05111164A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0748951B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS5819169A (ja) | Ｐｗｍ制御変換器の制御方法 | |
| JP2874215B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御方法 | |
| KR19980054431A (ko) | 컨버터의 전류/전압 제어장치 | |
| JP3002625B2 (ja) | 三相電力変換器 | |
| JP2843220B2 (ja) | サイクロコンバータ装置 | |
| JPH01298959A (ja) | Ｐｗｍコンバータ装置 | |
| JP2924589B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH09261971A (ja) | インバ−タ制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080412 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090412 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100412 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110412 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120412 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130412 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130412 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140412 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |