JP2674402B2 - 交流出力変換器の並列運転制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータのような交流
出力変換器を複数台並列接続し、共通の負荷に対して並
列運転する電源システムにおいて、変換器間の電流バラ
ンスを制御する手段に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１０は、例えば特公昭53-36137及び特
公昭56-13101に示された従来の交流出力変換器の並列運
転システムを示す構成図である。

【０００３】図において１号インバータ装置１は同じ構
成の２号インバータ装置２と出力母線３を通じて並列運
転しつつ負荷４へ電力を供給している。１号インバータ
装置１はインバータ本体100 、フィルタ用リアクトル10
1 、同コンデンサ102 を主要構成要素とし、直流電源５
の電力を交流に変換し、出力開閉器103aを通じて出力母
線３へ接続されている。インバータ装置１と２が並列運
転するためには、１号インバータ装置の出力電流Ｉ₁ か
らＣＴ200aにより検出信号Ｉ_1aを得、同じく２号インバ
ータ装置２から得られた検出信号Ｉ_2aとの差、即ち横流
に相当する信号ΔＩ₁ を横流検出回路151 により得る。
次に移相器150 より、直交する２つの電圧ベクトルＥ_A
とＥ_B を作り、ΔＩ₁ 信号から演算回路152 、153 によ
りそれぞれ無効電力対応成分ΔＱと有効電力対応成分Δ
Ｐを得る。インバータは電圧設定回路７と電圧帰還回路
300 の信号にもとづき、電圧制御回路403 が、パルス幅
変調回路（以下ＰＷＭ回路）400 を介して、インバータ
本体100 のパルス巾変調を行ない、内部発生電圧を制御
する。

【０００４】前述の無効電流対応成分ΔＱは電圧制御回
路403 へ補助信号的に与えられ、インバータ本体100 の
内部発生電圧を数％程度調節することにより、ΔＱを零
にするように動作する。

【０００５】一方前述の有効電力対応成分ΔＰはＰＬＬ
（フェーズロックドループ）回路を構成するアンプ154
を通し、基準発振器155 の周波数の微調整を行うことに
よりインバータ本体100 の内部発生電圧の位相を制御
し、ΔＰを零にするように動作する。

【０００６】このようにして、ΔＱとΔＰをともに零と
するように、電圧と位相を制御するので、２台のインバ
ータ間の横流がなくなり、安定な負荷の分担が行なわれ
る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の並列運
転システムは以上のように構成されているので、次の三
つの問題点があった。第一の問題点は、インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って、分担電流をバランスさせるために、制御の応答速
度を向上することが難しく、特に瞬時の横流は制御でき
ないことである。第二の問題点は、横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである。このためインバータの出力
を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御などの
高速電圧制御系には適用限界がある。第三の問題点は、
変換器と他の電源とを並列運転することが難しく、特に
変換器と電力系統とを並列運転しようとしても横流を制
御することは難しい。

【０００８】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、分担電流を高速にバランスさせ
る交流出力変換器の並列運転制御装置を提供するもので
ある。

【０００９】また、インバータに限らず、他の瞬時制御
形交流出力変換器の並列運転にも汎用的に適用できる手
段を提供することを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明に係る交流出力
変換器の並列運転制御装置は、出力変換器と別の交流電
源との間に流れる横流分に所定の仮想インピーダンスを
乗じた仮想電圧を求める仮想電圧算出手段と、共通の母
線の母線電圧より仮想インピーダンスのインピーダンス
角だけ遅らせた仮想電圧ベクトルに対して垂直な横流分
の垂直成分を求める垂直成分算出手段と、垂直成分に基
づき第１の電圧指令の周波数を変化させる第１の電圧指
令手段と、第１の電圧指令を仮想電圧により修正して第
２の電圧指令を発する第２の電圧指令手段と、第２の電
圧指令と出力変換器の出力電圧帰還信号との偏差に応じ
て出力変換器の出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制
御回路とを設けたものである。

【００１１】

【作用】この発明における並列運転制御装置による交流
出力変換器の並列運転制御装置においては、第１の電圧
指令を仮想電圧により修正することにより、出力変換器
と別の交流電源との間に実際には挿入されていないが、
横流分に対してのみ作用する仮想インピーダンスがあた
かも挿入されているかのように制御を行い、横流分の瞬
時値が過大にならないように制限する。このように仮想
インピーダンスによって横流分を制限することにより、
例えば電圧センサ等の誤差やばらつきにより出力電圧帰
還信号に誤差やばらつきがあっても、これが原因で横流
分の制御が乱されることがなくなる。さらに、横流分の
うち仮想電圧ベクトルに対して垂直な垂直成分は出力変
換器の第１の電圧指令と別の交流電源の電圧との位相差
に起因する成分に等しいことに着目して、横流分の垂直
成分に基づき第１の電圧指令の周波数を変化させること
により、出力変換器の第１の電圧指令と別の交流電源の
電圧との位相差を無くし、位相差に起因する横流が流れ
ないようにする。

【００１２】

【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図１において、１号インバータ装置１
は、図示簡略した同じ構成の２号インバータ装置２と出
力母線３を通じて並列運転しつつ、負荷４へ電力を供給
している。５は１号インバータ装置１に接続されている
直流電源、６は２号インバータ装置２に接続されている
直流電源である。そのほか、前述の図１０と対応する機
能については同じ番号をつけているが、図１０は出力電
圧の平均値を制御する形式のインバータ装置であるのに
対し、図１は出力電圧の瞬時値および平均値を制御する
形式のインバータ装置であるので、同一番号でも必ずし
も同じ機能の回路ではない。

【００１３】100 番以降の番号は、インバータ装置の構
成要素であり、添え字のない番号と添え字がａの番号は
１号インバータ装置１の構成要素、添え字がｂの番号は
２号インバータ装置２の構成要素である。

【００１４】100 はインバータ本体であり、例えば高周
波スイッチングの可能なトランジスタやMOSFETなどの自
己消弧形素子により構成され、図２（ａ）のような３相
ブリッジインバータや図２（ｂ）のような単相ブリッジ
インバータのそれぞれのアームが出力周波数（例えば60
Hz）の10倍から数100 倍程度の高周波でスイッチングす
るもので、直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形波状
の高周波交流電圧に変換する。101 ，102 は低域通過フ
ィルタを構成するリアクトルとコンデンサであり、イン
バータ本体100 の発生した矩形波状の高周波交流電圧か
ら高調波を除去し、正弦波の出力電圧を得て、出力開閉
器103aを通じて出力母線３へ接続されている。

【００１５】200aは１号インバータ装置の出力電流Ｉ₁
を、201 はインバータ本体100 の出力電流Ｉ_A1を検出す
る電流センサである。300 はコンデンサ102 の電圧（並
列運転時は出力母線電圧となる。）を検出する電圧セン
サである。

【００１６】400 はインバータ本体100 のスイッチング
のタイミングを決めるＰＷＭ回路であり、例えばインバ
ータ本体100 が出力すべき基本波分の電圧指令信号と三
角波キャリアの交点でインバータ本体100 をスイッチン
グさせる三角波比較形ＰＷＭ回路である。401 はインバ
ータ本体100 の出力電流Ｉ_A1を制御する瞬時電流制御回
路である。402 はインバータ本体100 の出力電流指令値
を制限するリミッタ回路である。403 はコンデンサ102
の電圧を制御する瞬時電圧制御回路である。404 は所望
の出力電圧を発生する為にコンデンサ102 に流すべき電
流値を出力するコンデンサ電流基準発生回路である。40
5 は１号インバータ装置１と２号インバータ装置２の間
に仮想的にインピーダンスＺを挿入し、横流を制限する
ように動作させる為の横流制限用仮想インピーダンス回
路である。406 は１号インバータ装置１が出力している
横流と分担すべき負荷電流値を検出する電流検出回路で
ある。

【００１７】407 は１号インバータ装置１の出力すべき
電圧の瞬時電圧指令値を作成する掛算器である。408 は
１号インバータ１の出力電圧の平均値を制御する平均値
電圧制御回路である。409 は電圧制御回路に平均値の指
令値を与える電圧設定器である。410 は電圧検出器300
の出力からコンデンサ102 の電圧の平均値を導出する平
均値回路である。411 は電流検出回路406 で検出された
横流の電圧位相差に起因する成分を検出する変換器であ
る。412 は411 の検出信号により発振周波数が変化する
電圧制御発振機である。

【００１８】500 、501 、502 、503 、504 、505 は加
減算器である。

【００１９】２号インバータ装置２は、１号インバータ
装置１と同一の構成で、出力が出力母線３を通じて１号
インバータ装置１と並列接続されており、103bは２号イ
ンバータ装置２の出力開閉器、200bは２号インバータ装
置２の出力電流Ｉ₂ を検出する電流センサである。

【００２０】図３は電流検出回路406 の詳細を示すブロ
ック図である。406s，406tは加減算器、406uは、インバ
ータ装置の並列台数をｎとして１／ｎのゲインを持つ増
幅回路である。加算器406sにて１号インバータ装置１の
出力電流Ｉ₁ と２号インバータ装置２の出力電流Ｉ₂ を
加算して負荷電流Ｉ_L を求め、この信号を増幅回路406u
に入力して、負荷電流Ｉ_L を並列台数ｎ（この場合はｎ
＝２）で割った値Ｉ_L／ｎを演算し、これを１号インバ
ータ装置１が分担すべき負荷電流Ｉ_L1 ^* として出力す
る。また、減算器406tにより、１号インバータ装置１の
出力電流Ｉ₁ と分担すべき電流Ｉ_L1 ^* の差、即ち、横流
ΔＩ₁ （＝Ｉ₁ −Ｉ_L1 ^* ）を演算出力する。なお、電流
検出回路406 、横流制限用仮想インピーダンス回路405
、変換器411 がそれぞれこの発明における横流分検出
手段、仮想電圧算出手段、垂直成分算出手段である。ま
た、電圧制御発振器412 及び掛算器407 、加減算器504
がそれぞれこの発明における第１の電圧指令手段、第２
の電圧指令手段であり、出力電圧指令値Ｖ ^* 及び１号イ
ンバータコンデンサ電圧指令値Ｖ ₁ ^* がそれぞれこの発明
における第１及び第２の電圧指令である。

【００２１】次に動作について説明する。

【００２２】このインバータ装置には電流マイナールー
プが設けられており、瞬時電流制御回路401 は、電流セ
ンサ201 によりフィードバックされたインバータ本体10
0 の出力電流Ｉ_A1がリミッタ回路402 からの電流指令Ｉ
_A1 ^* と一致するようにリアクトル101 に印加すべき電圧
の指令値を出力する。出力母線３にはコンデンサ102及
び２号インバータ装置２による電圧があるので、リアク
トル101 に所望の電圧を印加するには、インバータ本体
100 が出力母線３の電圧とリアクトル101 に印加すべき
電圧との和を発生する必要がある。従って、電圧検出器
300 で検出したコンデンサ102 の電圧と電流制御回路40
1 の出力とを加算器500 にて加算し、この信号を電圧指
令として三角波比較形ＰＷＭ回路400 に与える。

【００２３】コンデンサ電流基準発生回路404 は、コン
デンサに流れるべき電流として、コンデンサ102 の電圧
指令Ｖ₁ ^* より90度位相の進んだ正弦波電流基準をコン
デンサ102 の容量に応じて発生する。コンデンサ102 の
電圧指令Ｖ₁ ^* は減算器504の出力から得られることは
後述する。瞬時電圧制御回路403 は、コンデンサ102の
電圧指令Ｖ₁ ^* と電圧検出器300 で検出したコンデンサ
102 の電圧との偏差を減算器503 にて演算した信号を入
力とし、この偏差を少なくするためにインバータ本体10
0 が出力すべき補正電流信号を出力する。

【００２４】インバータ本体100 の出力電流指令値Ｉ_A1
^* は、コンデンサ電流基準発生回路404 、瞬時電圧制御
回路403 の出力と、電流検出回路406 が出力する１号イ
ンバータ装置１の負荷電流分担指令値Ｉ_L1 ^* を加算器50
2 にて演算し、その結果をリミッタ回路402 にて制限し
た信号である。従って、無負荷状態においては、インバ
ータ本体100 がコンデンサ102 に流れるべき電流を供給
することによって無負荷電圧を確立する。この場合、瞬
時電圧制御回路403 は電流制御の誤差やコンデンサ102
の容量の設計値と実際値との誤差により生じるコンデン
サ電流基準発生回路404 の出力の過不足分を補正する。
次に、負荷４が投入されると、負荷電流Ｉ_L の１／２を
分担するように電流検出回路406 から電流マイナールー
プへ指令（Ｉ_L1 ^* ）が与えられ、それぞれのインバータ
が負荷電流を１／２づつ分担することになる。ここでリ
ミッタ回路402 は負荷起動時における突入電流等の過電
流をインバータ本体100 が供給しないように、電流制御
回路401 への指令値をインバータ本体100 の電流許容値
以下に制限するものである。

【００２５】このように構成することによって、インバ
ータはそれ自身の電流マイナーループで過電流に対し保
護され、また、負荷電流の歪や急変に対して速やかに追
従することにより、出力電圧を常に正弦波に保つことが
できる。この方式の特徴はこのような制御がインバータ
の高周波ＰＷＭのスイッチングのたびに行われるため、
応答が非常に速いことである。例えば、10kHz のスイッ
チング周波数を用いると100 μsec 毎に制御が行われる
ので、負荷の急変などの外乱に対する過渡現象はおよそ
100 μsec の10倍程度で完了し、優れた制御性能を得る
ことができる。

【００２６】１号インバータ装置１と２号インバータ装
置２の電圧制御系の応答と精度が全く同一の場合は、以
上の制御系構成で横流は流れないが、実際には構成部品
の精度、制御ゲイン、主回路定数などのばらつきによ
り、このままでは横流の少ない安定した並列運転が困難
である。例えば、１号インバータ装置１と２号インバー
タ装置２の電圧センサが、それぞれ−0.5 ％、＋0.5 ％
の誤差を持っていたとすると、単独運転時の出力電圧差
ΔＶが１％となり、仮にインバータ間の配線インピーダ
ンスが１％以下だとすると、横流が100 ％以上流れるこ
とになる。

【００２７】本発明は、次のようにして、インバータ間
に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも存
在するように制御回路を構成することにより、横流を抑
制する。横流制限用仮想インピーダンス回路405 は、Δ
Ｉ₁ ×Ｚ（ΔＩ₁ は横流：Ｉ₁ −Ｉ_L1 ^* 、Ｚは仮想的な
インピーダンスの伝達関数）を演算し、この信号を減算
器504 により掛算器407 から出力される出力電圧指令値
Ｖ^* から減じ、これをコンデンサ102 の電圧指令Ｖ₁ ^*
とする。コンデンサ102 の電圧は前述の電圧制御系によ
り、電圧指令Ｖ₁ ^* に瞬時に追従する。

【００２８】ここで図４を用いて、横流制限用仮想イン
ピーダンス回路405 によりインバータが横流に関しての
みＺの出力インピーダンスを持ち、横流以外の電流成分
には低インピーダンスの電圧源として動作することを説
明する。図４は図１の瞬時横流制御部を簡略化したブロ
ック図であり、図において、700a、700bはそれぞれ１号
インバータ装置１、２号インバータ装置２の電圧指令値
Ｖ₁ ^* 及びＶ₂ ^* から出力電圧までの伝達関数を示し、
701a、701bはそれぞれ１号インバータ装置１、２号イン
バータ装置２の出力電圧基準Ｖ^* を作成する部分のブロ
ックを示す。その他の番号は前述の図１で既に説明済み
であり、同一機能については同一番号をつけている。既
に使用している記号もあるが、次の記号を改めて定義す
る。 Ｖ_B ：出力母線電圧 Ｖ^* ：出力電圧指令値 Ｖ₁ ^* ：１号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｖ₂ ^* ：２号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｉ_L ：負荷電流 Ｉ₁ ：１号インバータ出力電流 Ｉ₂ ：２号インバータ出力電流 ΔＩ₁ ：１号インバータ横流（＝Ｉ₁ −Ｉ_L ／２） ΔＩ₂ ：２号インバータ横流（＝Ｉ₂ −Ｉ_L ／２） Ｇ₁ ：１号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｇ₂ ：２号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｚ ：横流制限用仮想インピーダンス値 これらの記号を用いて、次に、横流制限用仮想インピー
ダンスの効果を示す関係式を導く。

【００２９】キルヒホッフの法則より、次式が成立す
る。 Ｉ_L ＝Ｉ₁ ＋Ｉ₂ （１） （１）式より、ΔＩ₁ 、ΔＩ₂ は次式となる。 ΔＩ₁ ＝Ｉ₁ −Ｉ_L ／２＝（Ｉ₁ −Ｉ₂ ）／２ （２） ΔＩ₂ ＝Ｉ₂ −Ｉ_L ／２＝（Ｉ₂ −Ｉ₁ ）／２ （３） ΔＩ₂ ＝−ΔＩ₁ （４） 図４及び（４）式より、Ｖ₁ ^* ，Ｖ₂ ^* は次式となる。 Ｖ₁ ^* ＝Ｖ^* −Ｚ×ΔＩ₁ （５） Ｖ₂ ^* ＝Ｖ^* −Ｚ×ΔＩ₂ ＝Ｖ^* ＋Ｚ×ΔＩ₁ （６） Ｇ₁ ，Ｇ₂ の定義より、次式が成立する。 Ｖ_B ＝Ｖ₁ ^* ×Ｇ₁ （７） Ｖ_B ＝Ｖ₂ ^* ×Ｇ₂ （８） （５）〜（８）式より、次式が成立する。 Ｖ_B ＝Ｖ^* ×Ｇ₁ −Ｚ×ΔＩ₁ ×Ｇ₁ （９） Ｖ_B ＝Ｖ^* ×Ｇ₂ ＋Ｚ×ΔＩ₁ ×Ｇ₂ （10） （９）−（10）式より、ΔＩ₁ を求めると次式となる。 （９）＋（10）式を求め、２で除すと、次式となる。

【００３０】（11）式より、横流は仮想インピーダンス
値Ｚにより抑制できることがわかる。即ち、Ｇ₁ 、Ｇ₂
は電圧制御系を前述のような瞬時電圧制御形などで構成
することにより、出力周波数においてゲインをほぼ１と
することができるので、（11）式は次式となる。 単独運転の場合の個々のインバータ装置の出力電圧差を
ΔＶとすると、（13）式は次式となる。 例えば、ΔＶが１％の場合は、Ｚ＝50％に選ぶと、横流
はΔＶ／（２×Ｚ）＝１％／100 ％＝１％となる。

【００３１】次に（12）式の右辺第２項は、（13）式を
代入すると次式となる。 ΔＶは１％程度と小さいので、（ΔＶ）² ≒０と考える
ことができる。従って、（12）式は右辺第１項のみとな
り、次式となる。 （16）式より、並列運転時の母線電圧Ｖ_B は、単独運転
時の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり、仮
想インピーダンス値Ｚの影響はない。

【００３２】Ｚは出力周波数において横流を制限する為
の適当なインピーダンス値を持っていれば、どのような
伝達関数でもよい。例えば、この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として、微分回路であればＺはリアクトルと
して、積分回路であればＺはコンデンサとして、比例、
積分、微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗、コンデ
ンサ、リアクトルの組み合わせた回路として動作する。
また、Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも、出力周波数において横流を制限する為の適
当なインピーダンス値さえ持っていれば、安定に横流を
制限することができる。

【００３３】以上の説明では単純化のため、電流、電圧
がベクトル量であることを無視した説明となっている
が、ベクトル量であっても同じ関係が成立する。

【００３４】ところで、１号および２号インバータ装置
が仮想インピーダンスＺだけによって並列運転している
とすると、前述のように両者の間には、両者の電圧差Δ
Ｖに対し、ΔＩ＝ΔＶ／（２×Ｚ）の横流が流れる。後
で詳細を述べるが、仮想インピーダンスＺがリアクタン
ス分を持つ場合は、この横流の有効電力成分は、インバ
ータにより可逆変換されるため、例えば２台のインバー
タが無負荷で並列運転している場合には、一方のインバ
ータの直流電源から他方のインバータの直流電源に対し
て有効電力が流れることになる。この有効電力横流分が
インバータの損失よりも大きくなり、かつ直流電源５、
６がサイリスタ整流器のように電力回生できないもので
ある場合、この有効電力の流入により直流電圧が上昇し
てしまい、過電圧になる恐れがある。なお、この実施の
形態１のように各々のインバータ装置１、２が個別に電
圧制御発振器412 を持っている場合、あるいは後述の図
６の発振器420 のように発振器が共通でも両インバータ
装置１、２の出力電圧に位相のずれがある場合は、電圧
差ΔＶが大きくなり横流ΔＩが過大となるおそれがあ
る。

【００３５】次に、このような発振器412 の周波数や位
相のずれ等による横流ΔＩの増大を抑制し、安定に並列
運転するための、ΔＩ_1Pによるインバータ周波数制御に
ついて説明する。

【００３６】（14）式より横流ΔＩ₁ は である。図５はＶ₁ ^* およびＶ₂ ^* の絶対値が完全に一
致しており、Ｖ₂ ^* の位相がＶ₁ ^* の位相よりもθだけ
遅れている場合のベクトル図を示す。ここで、仮想イン
ピーダンスＺの抵抗分をＲ、リアクタンス分をＸとする
と、Ｚ＝Ｒ＋ｊＸと表すことができ、そのインピーダン
ス角αを α＝ａｒｇＺ＝ｔａｎ^-1（Ｘ／Ｒ） （17） とする。Ｚがリアクタンス分のみを持つものとすると、
Ｒ＝０，α＝90°となる。

【００３７】図５から、各横流成分ΔＩ₁ およびΔＩ₂
のうち両電圧指令値Ｖ₁ ^* およびＶ₂ ^* の電圧位相差に
起因する成分は、負荷母線電圧ベクトルＶ_B をαだけ位
相を遅らせて得た仮想電圧ベクトルＥｒを基準とした各
横流成分ΔＩ₁ 、ΔＩ₂ の無効分（Ｅｒに垂直な成分）
に等しいことが分かる。

【００３８】図１に戻って説明を続ける。411 は電流検
出回路406 によって検出された横流ΔＩ₁ から仮想電圧
ベクトルＥｒに垂直な成分ΔＩ_1P（直流信号）を取り出
す変換器であり、例えば同期整流回路または掛算器と平
滑フィルタにより構成される。

【００３９】一方インバータ装置の出力電圧は、電圧検
出器300 、平均値回路410 を介して平均値のフィードバ
ック電圧として加減算器505 により電圧設定器409 から
出力される基準電圧から減算される。

【００４０】電圧制御発振機412 は、出力電圧の位相基
準となる正弦波信号ｓｉｎωｔを発生する。その発振周
波数ωｔは上記ΔＩ_1Pにより変化し、横流の有効電力成
分が正、すなわちインバータから有効電力が流出してい
る場合には周波数を下げる。すると、当該インバータの
出力電圧位相が相対的に遅れるので有効電力の流出が抑
制される。反対に、横流の有効電力成分が負、すなわち
インバータに有効電力が流入している場合には周波数を
上げることにより、有効電力の流入が抑制される。

【００４１】掛算器407 には平均値電圧制御回路408 か
ら出力される出力電圧基準の絶対値｜Ｖ^* ｜と電圧制御
発振機412 から出力される正弦波信号ｓｉｎωｔとが入
力され、出力電圧指令値Ｖ^* ＝｜Ｖ^* ｜・ｓｉｎωｔが
出力される。この信号Ｖ^* が指令値として減算器504 に
入力される。

【００４２】以上のように、横流ΔＩ₁ のインバータ相
互間の電圧絶対値差に起因する成分ΔＩ_1Pにより出力周
波数を制御出力電圧位相を制御することにより、横流が
少なくなるように制御する。なお、この制御は横流分が
有害にならない範囲で比較的ゆっくりと制御すればよ
い。

【００４３】以上説明した図１の制御方式は単相インバ
ータの例であるが、各相ごとにあるいは２相分に同様の
制御回路を設けることにより３相インバータにも適用で
きる。

【００４４】また以上の説明では簡単のために同じ容量
の２台のインバータで説明したが、異なる容量のｎ台の
変換器の並列運転にも適用できる。この場合は、全ての
変換器が容量に比例して負荷を分担するように構成すれ
ばよい。

【００４５】実施例２．次に、共通の発振機を持ち個別
の周波数調整機によって周波数制御する方式について、
図６によって説明する。

【００４６】図において、413 は変換器411 から出力さ
れる信号ΔＩ_1Pを周波数信号に変換する電圧−周波数変
換器である。成分ΔＩ_1Pは電流ΔＩ₁ の電圧Ｅｒに垂直
な成分である。

【００４７】420 は各インバータの出力周波数の基準と
なる共通の発振器であり、その出力は各インバータ装置
に送られている。411 は周波数加減算器であり、発振器
４２０の周波数信号に電圧−周波数変換器４１３ の出
力信号を加算または減算して、出力電圧の位相基準とな
る正弦波信号ｓｉｎωｔを作成する。この信号により掛
算器407 により出力電圧指令値Ｖ^* ＝｜Ｖ^* ｜・ｓｉｎ
ωｔが作成されるのは実施例１と同様である。

【００４８】従って、図６の実施例では１号インバータ
装置１と２号インバータ装置２出力周波数は共通の発振
器420 によって制御され、横流の制御のために加減算器
414によってわずかに変化させるので、並列インバータ
装置間の周波数差を一定の範囲内に保つとともに、出力
周波数の精度を向上させることができる。なお、この制
御も、比較的ゆっくりでよい。

【００４９】実施例３．次に、変換器と他の電源系統と
を並列運転するシステムに本発明を適用した例を図７に
より説明する。

【００５０】図７はインバータ装置１と交流電源系統８
とが出力母線３を介して並列運転しながら負荷４に電力
を供給している構成を示すブロック図である。なお、イ
ンバータ１の内部で図１もしくは図６とほぼ同様の部分
は簡略化して表現している。

【００５１】103sは交流電源系統側の開閉器、200sは交
流電源系統８の電流Ｉｓを検出する電流センサ、415 は
インバータ装置１の分担する電流を決める電流分担回
路、415s、415tは加減算器、415uはインバータ装置の分
担する電流の分担率β（０≦β≦１）を決めるゲインβ
を持つ増幅回路、416 は出力母線３に同期するＰＬＬ
（フェーズロックドループ）回路、417 はこのＰＬＬ回
路の出力に基づき正弦波信号ｓｉｎωｔを発生する発振
器である。

【００５２】電流分担回路415 ではインバータ装置１の
出力電流Ｉ₁ と交流電源系統８の電流Ｉｓとを加算器41
5sで加算して負荷電流Ｉ_L を求め、この信号を増幅回路
415uでβ倍してインバータ装置１の分担すべき負荷電流
Ｉ_L1 ^* として出力する。インバータ装置１は図１の実施
例と同様に電流分担回路415 の出力する指令値Ｉ_L1 ^* を
供給するように動作する。βはインバータ装置の容量と
負荷の容量との比率から決めればよく、また、外部から
の指令により連続的に変化させれば、インバータ装置と
交流電源系統との間で負荷電流の分担を緩やかに移行さ
せることもできる。

【００５３】この実施例でもインバータ装置と交流電源
系統の電圧の電圧差、位相差が無いように動作するの
で、横流ΔＩ₁ は実質的に零になり、仮想インピーダン
スＺによって制御される。

【００５４】以上、説明した実施例では、電流マイナー
ループの指令値に、インバータの出力フィルタの並列コ
ンデンサ102 に流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、図１におけるコンデン
サ電流基準発生回路404 は省略してもよい。これは電圧
制御回路403 が１号インバータ装置１の出力電圧を出力
電圧基準Ｖ₁ ^* に一致するように動作し、その結果コン
デンサ電流基準の信号に代わる信号を発生するので、正
弦波インバータの制御系として支障なく動作するからで
ある。この場合は、電圧制御回路403 の増巾率が充分大
きい方が電圧制御に偏差が少なくなる。

【００５５】また、以上の説明では、制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により、安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる。

【００５６】実施例４．以上の説明では本発明をインバ
ータの並列運転に用いる場合について説明したが、他の
変換器でもよく、例えば図８に示すような、高周波のイ
ンバータとサイクロコンバータを組合せ、直流から高周
波短形波さらに低周波正弦波に変換する高周波リンク形
変換器などの瞬時電圧制御の可能な変換器にも同じ原理
を適用できる。

【００５７】図８に示す変換器では、トランジスタＱ１
からＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に図
９（ａ）に示すような矩形波を得る。次に同図（ｂ）に
示すようにインバータのスイッチングと同期した鋸歯状
波を作り、それと図中に線Ｘ₁ −Ｘ₂ で示す出力電圧指
令信号との交点を同図（ｃ）のように求める。この信号
とインバータの電圧ＲＳの極性にもとづき、同図（ｅ）
のようにサイクロコンバータのスイッチを選択すること
により同図（ｄ）のように信号Ｘ₁ −Ｘ₂ に対応した電
圧を図８のＵＮ間に得ることができる。

【００５８】以上の説明から明らかなように、図８の回
路は図２の（ｂ）と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ることが
できる。さらに３相出力の場合は図８のトランスＴＲの
２次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換器を用
いるようにしてもよい。

【００５９】図１、図６、図７に示した原理を実現する
には、アナログ演算増巾器等を用いたディスクリート回
路でもよいし、マイクロプロセッサやディジタルシグナ
ルプロセッサなどによるディジタル制御でソフトウェア
処理により実現することもできる。なお、図１、図４、
図６におけるインバータ装置２及び図７における交流電
源系統８がこの発明における別の交流電源である。

【００６０】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、出力変
換器と別の交流電源との間に流れる横流分に所定の仮想
インピーダンスを乗じた仮想電圧を求める仮想電圧算出
手段と、共通の母線の母線電圧より仮想インピーダンス
のインピーダンス角だけ遅らせた仮想電圧ベクトルに対
して垂直な横流分の垂直成分を求める垂直成分算出手段
と、垂直成分に基づき第１の電圧指令の周波数を変化さ
せる第１の電圧指令手段と、第１の電圧指令を仮想電圧
により修正して第２の電圧指令を発する第２の電圧指令
手段と、第２の電圧指令と出力変換器の出力電圧帰還信
号との偏差に応じて出力変換器の出力電圧の瞬時値を制
御する瞬時電圧制御回路とを設けたので、第１の電圧指
令を仮想電圧により修正することにより、あたかも出力
変換器と別の交流電源との間に仮想インピーダンスが挿
入されているかのように制御され、横流分の瞬時値が過
大にならないように制限される。このように仮想インピ
ーダンスによって横流分を制限することにより、電圧セ
ンサ等の誤差やばらつきにより出力電圧帰還信号に誤差
やばらつきがあっても、横流分の制御が乱されることが
なくなる。さらに、横流分の垂直成分に基づき第１の電
圧指令の周波数を変化させることにより出力変換器の第
１の電圧指令と別の交流電源の電圧との位相差が無くな
り、位相差に起因する横流分が流れないようになる。こ
れらにより、横流を速やかに抑制できるとともに安定に
並列運転を行うことができる。

【００６１】また、有効電力の横流によりインバータ直
流側電圧が上昇することを避けることができるという効
果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１を示すブロック図である。

【図２】この発明に用いる変換器の一例を示す回路図で
ある。

【図３】図１の電流検出回路のブロック図である。

【図４】図１を簡略化したブロック図である。

【図５】この発明を説明するベクトル図である。

【図６】この発明の実施例２を示すブロック図である。

【図７】この発明の実施例３を示すブロック図である。

【図８】この発明の実施例４の変換器を示す回路図であ
る。

【図９】この発明の実施例４の変換器の動作説明図であ
る。

【図１０】従来方式の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ １号インバータ装置 ２ ２号インバータ装置 ３ 出力母線 ４ 負荷 ５、６ 直流電源 ８ 交流電源系統 403 瞬時電圧制御回路 404 コンデンサ電流基準信号発生回路 405 横流制限用仮想インピーダンス回路 406 電流検出回路 408 平均値電圧制御回路 411 変換器 412 電圧制御発振器 413 電圧−周波数変換器 414 周波数加減算器 415 電流分担回路 416 ＰＬＬ回路 417 、420 発振器

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 各相のアームが１サイクルの間に複数回
   のスイッチングを行うことにより出力電圧の瞬時値が制
   御される出力変換器と、別の交流電源とを共通の母線に
   接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する交流出力変
   換器の並列運転制御装置において、上記出力変換器と上
   記別の交流電源との間に流れる横流分を検出する横流分
   検出手段と、この検出された横流分に所定の仮想インピ
   ーダンスを乗じた仮想電圧を求める仮想電圧算出手段
   と、上記共通の母線の母線電圧より上記仮想インピーダ
   ンスのインピーダンス角だけ遅らせた仮想電圧ベクトル
   に対して垂直な上記横流分の垂直成分を求める垂直成分
   算出手段と、上記垂直成分に基づき第１の電圧指令の周
   波数を変化させる第１の電圧指令手段と、上記第１の電
   圧指令を上記仮想電圧により修正して第２の電圧指令を
   発する第２の電圧指令手段と、上記第２の電圧指令と上
   記出力変換器の出力電圧帰還信号との偏差に応じて上記
   出力変換器の出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電圧制御
   回路とを備えたことを特徴とする交流出力変換器の並列
   運転制御装置。