JPH0744841B2

JPH0744841B2 - 電力変換器の制御回路

Info

Publication number: JPH0744841B2
Application number: JP62008473A
Authority: JP
Inventors: 隆夫川畑; 融真山本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1986-04-22
Filing date: 1987-01-17
Publication date: 1995-05-15
Anticipated expiration: 2010-05-15
Also published as: JPS63274374A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、変換器の出力電圧を高精度でかつ歪率の低
い正弦波電圧に制御する変換器の制御回路に関するもの
である。

〔従来の技術〕

第５図は例えばインテレック（Intelec）88（oct 18〜2
1,Tokyo）論文集、P.205〜212、「インバータアウトプ
ットボルテージウェーブフォームクローズドルー
プコントロールテクニーク（Inverter Output Voltag
e Waveform Closed Loop Control Technique）」に示さ
れた従来のインバータ制御回路を、本発明と同様の形式
に書き改めたブロック接続図であり、１はインバータ主
回路（あるいは変換主回路とも言う）、2,3は交流フィ
ルターを構成するリアクタンス（リアクトル、トランス
など）およびコンデンサ、４は直流電源、５は負荷、７
はインバータ主回路１用のドライブ回路、801は正弦波
の基準電圧を発生する交流基準電圧発生回路、861は増
巾器、808はPWM変調回路で比較回路808aおよび搬送波発
生回路808bとから構成されている。859は加減算器であ
る。

次に動作について説明する。

コンデンサ３の両端子間には、PWM変調回路808の制御出
力に応じた正弦波状の出力電圧が得られる。一方、交流
基準電圧発生回路801の正弦波電圧基準と出力電圧とが
一致するように、増巾器861とPWM変調回路808とがイン
バータのスイッチングを制御する。

また、PWM変調回路808は三角波状の搬送波を発生する搬
送波発生回路808bと比較回路808aとから構成されてお
り、増巾器861からの電圧偏差信号を増巾したほぼ正弦
波状の信号にもとづき、PWM変調のスイッチング時点を
決定している。実際には、増巾器861は安定性の点から
有限のゲインしか有していないため、基準電圧801に対
して、インバータの出力電圧は若干の偏差を持った状態
で上記基準電圧801に追従するように動作する。

また、インバータの別の方法として、電流マイナー制御
ループを設ける方法が特開昭58−43185号公報に開示さ
れている。これは出力電圧基準信号とインバータの出力
電圧との偏差信号を電流基準信号となし、電圧制御系の
内側に設けた電流制御系の制御増幅器に入力するととも
にインバータの出力電流を検出し、その実効値を演算し
て上記制御増幅器にフィードバックするものである。こ
のような制御系はその応答速度はせいぜい出力交流周波
数の程度であり、出力電流を平均値制御するものである
ので、インバータの出力に過電流が生じた場合の保護動
作が遅い。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のインバータ等の変換器の制御回路は以上のように
構成されているので、インバータはこれを出力側から見
たとき、非常に低インピーダンスの定電圧源であるかの
ように動作している。つまり、このインバータの負荷側
で短絡事故が生じたり、トランスの投入によるインラッ
シュ電流が流れたりしたときに出力電流が流れすぎて過
電流状態になりやすく、保護が困難になっていた。ま
た、負荷として整流器などの高調波を多く発生するもの
（即ち非線形負荷）を接続すると、上記のような制御の
原理上、電圧偏差が生じたことを検出した後にそれを補
正する制御動作を行っている、つまり動作が遅いため、
負荷高調波に応じた電圧歪がどうしても残るという問題
点があった。

また、カレントループを有するものではその応答が遅い
ため、結果的に保護が間に合わないと言う問題が生じて
いた。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、変換器の出力電圧の過渡応答が良く、線形負
荷、非線形負荷のどちらにも歪率の少ない正弦波電圧を
供給し、変換器の過電流に対する保護が容易、かつ確実
な変換器の制御回路を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る変換器の制御回路は、変換主回路とコン
デンサの間に設けた電流検出器から出力電流を電流制御
増幅器にフィードバックしその応答速度がスイッチング
周波数程度に応答する速さの電流制御系を構成し、フィ
ルタを通した後の交流出力電圧が、目的とする大きさ、
位相、波形の正弦波電圧となるために必要な変換器の出
力電流の指令値を、負荷電流に関する情報、フィルタの
並列インピーダンスに流すべき電流に関する情報、基準
電圧に対する出力電圧の誤差に関する情報などから生成
し、この電流指令値を上記電流制御系に指令値として入
力することによって、常に出力短絡などの過電流に対
し、スイッチング周波数程度に応答可能な高速の電流制
御系の電流制限機能で保護しつつ、正弦波を発生するよ
うに構成したものである。

〔作用〕

この発明における正弦波の変換器出力電圧を生じるため
の変換器電流指令値は、負荷に流すべき電流、フィルタ
ーの並列コンデンサに流すべき電流および電圧制御ルー
プにより生成された補正信号の和であり、この電流指令
値に出力電流が電流マイナーループによってスイッチン
グ周波数程度で応答することにより、変換器のフィルタ
ーコンデンサに、その時点での負荷の状況に応じて所定
の正弦波電圧を発生させる上で、その時々に応じて必要
な電流が流され、その結果、常に正弦波の出力電圧が得
られるように動作する。

〔発明の実施例〕

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック接続図であ
る。図において従来の図と同番号は同一または相当部分
を示し説明は省略する。１は直流を任意の電圧と周波数
の交流に変換するインバータ主回路（変換主回路）であ
って、例えば第４図（ａ），（ｂ）に示すような単相ま
たは３相のスイッチング素子S₁〜S₄,S₅〜S₁₀のフルブリ
ッジ構成のインバータを１〜2KHZ程度以上（商用周波出
力の場合）の三角波キャリアでPWM変調するものなどが
その例である。6aはインバータ主回路１の出力電流（以
後単にインバータ電流という）I_Aの検出器、6bは負荷電
流I_Lの検出器、6cはインバータ出力電圧V_Cを検出する電
圧検出器である。７はインバータスイッチング素子をド
ライブするドライブ回路である。

８は制御回路であり、図において800番台の番号は制御
回路８の構成要素であることを示す。すなわち、801は
交流基準電圧V_C ^＊を出力する交流基準電圧発生回路、80
2はこの交流基準電圧V_C ^＊を90゜進めた信号V_C ^＊90に変
換する90゜進み回路である。なお、実際には90゜進み回
路802の出力信号V_C ^＊90をもとにそれを遅らせてV_C ^＊を
作ることもできる。803は係数器、804は負荷電流I_Lの高
調波成分の内、インバータが追従できない高次成分を除
去するローパスフィルタ、805はインバータ電流指定値I
_A ^＊をインバータの許容電流以下に制限するリミッタ、8
06は電流制御増幅器、807はインバータ電流I_AのPWM変調
によるリップル分を除去するローパスフィルタである。
809は電圧偏差検出回路、810,811,812は積分増幅器、81
3,814は乗算器、851,863は加算器、859,862は加減算器
である。第２図は第１図の実施例に使用されるPWM変調
回路808のブロック接続図である。808aは比較回路、808
bは搬送波発生回路であり、例えば三角波などの搬送波
を出力する。第３図は電圧偏差検出回路809の動作説明
図である。

次に上記実施例の動作を第１図〜第３図を参照しながら
説明する。この実施例では、制御回路８はスイッチング
周波数程度で電流制御を行う電流マイナーループと、こ
れより十分に応答が遅い電圧制御ループとから構成され
ている。コンデンサ３が正弦波交流電圧を発生するため
にインバータが出力する必要のある電流指令値I_A ^＊Ｌを
求め、この指令値に対して電流マイナーループによりイ
ンバータ電流I_Aを瞬時（スイッチング周波数程度の応答
速度）に応答させ、交流基準電圧V_C ^＊に追従した正弦波
出力電圧Vcを得る。

すなわち、この電流マイナーループの動作は次の通りで
ある。インバータ電流I_Aは検出器6aで検出されて検出信
号I_A1となり、ローパスフィルタ807によってPWM変調に
よるリップル分を除去された検出信号I_A2となる。

インバータ主回路が交流基準電圧V_C ^＊に相当する電圧波
形を出力するために流すべき電流指令値I_A ^＊Ｌとインバ
ータ電流I_Aとの誤差電流IEOを電流制御増巾器806で増巾
し、この電流制御増巾器806の出力信号IE1がPWM変調回
路808の入力となり、この変調出力PWM0をドライブ回路
７を通して、出力PWM1とし、これをインバータに与えて
PWM制御する。この電流マイナーループは、遅れを小さ
くし、ゲインを高くすることによってスイッチング周波
数程度での応答速度で応答させることができる。

次に電流指令値I_A ^＊Ｌ（リミッタ825が働かない範囲で
はI_A ^＊Ｌ＝I_A ^＊である。）の求め方と電圧制御ループの
動作を説明する。インバータが出力すべき電流は、コン
デンサ３に流れる電流I_Cと負荷に流れる電流I_Lとの和で
ある。従って、インバータ電流指令値I_A ^＊はコンデンサ
電流指令値I_C ^＊と負荷電流指令値I_L ^＊との和に電圧偏差
を最小にするための僅かな補正分（以後補正電流分とい
う場合もある）J_Cを加えたものである。

まず、コンデンサ電流指令値I_C ^＊は、次のように求めら
れる。コンデンサの電圧V_Cと電流I_Cの関係は次式で表さ
れる。

但し、C_Pはコンデンサ３のキャパシタンス値である。

ここで、V_C＝Esin（ωｔ）であれば、となる。但し、Ｅはコンデンサ電圧V_Cのピーク値であ
る。従って、所定の正弦波電圧を得るためにコンデンサ
に流れるべき電流は、交流基準電圧V_C ^＊の位相を90゜進
め、大きさをωC_P倍した電流である。従って、コンデン
サ電流指令値I_C ^＊は、90゜進み回路802の出力に一定の
ゲインωC_Pを乗じて得ることができる。電圧基準よりこ
のようにして90゜進められた目標値を電流制御系が追従
することにより、無負荷状態でコンデンサの両端には定
格電圧を確立することができる。

このようにして無負荷電圧を確立させた状態では、イン
バータ全体は電流源に並列コンデンサを接続した状態で
動作しているため、通常の正弦波インバータに要求され
る低インピーダンスの電圧源としての特性を有していな
い。

つまり、非線形負荷に対して電圧が歪み易い。そこで、
この発明では、電流マイナーループを負荷の要求する歪
電流にも高速で追従するように構成することによって、
負荷から見て低インピーダンスの電圧源に見えるように
している。負荷の要求する電流は、整流器負荷などの非
線形負荷では多くの高調波を含んだ歪波形となる。この
歪電流波形を遅れなくインバータが出力することによっ
て、上記した電流源的に動作するインバータを見かけ上
電圧源になるように構成することができる。

しかし、負荷の歪電流のうち、例えば、出力交流周波数
の11次以上の高次の成分は、コンデンサ３から供給して
も、あまり大きな電圧歪の原因とはならないこと、ま
た、インバータ自身の電流マイナーループは、高次の成
分を出力するためには、極度の高速応答性と出力電圧余
裕を要求されるため不経済となることなどを考え合わ
せ、例えば、負荷電流のうち11次以上は、主として並列
コンデンサ３に分担させ、７次以下をインバータが分担
するように構成している。

即ち、負荷電流検出信号I_L1をローパスフィルタ804に
て、11次以上を減少させ、７次以下を通すことにより、
基本波から７次迄の負荷電流に対応する電流基準I_L ^＊を
作り、これにインバータ主回路を追従させることによ
り、非線形負荷に対しても電圧歪の増大しないインバー
タを得ることができる。

次に、補正分J_Cを出力する電圧制御ループの目的と動作
について説明する。以上に説明した制御系は、コンデン
サ電流I_Cを予定の正弦波電流I_C ^＊に追従させるフィード
バック制御に、負荷電流指令値I_L ^＊をフィードフォワー
ドしたものである。従って、コンデンサ電流I_Cは予定の
電流I_C ^＊に近似した電流になるが、コンデンサ３のキャ
パシタンス値の精度、電流マイナーループの定常誤差な
どにより、インバータ出力電圧V_Cは交流基準電圧V_C ^＊に
対して僅かな誤差VEを持つ。そこで、誤差VEを最小にす
る補正電流分の信号J_Cを作り、電流指令値に加算してイ
ンバータ電流指令値I_A ^＊を得る。

補正電流分J_Cは、次のようにして作られる。まず、電圧
誤差VEを電圧偏差検出回路809によって、インバータ電
流I_Aの有効電流によって補正される電圧誤差VPと、無効
電流によって補正される誤差VQとに分解する。インバー
タ電流I_Aに有効電流が増加すると、リアクトル２により
インバータ出力電圧V_Cの位相が進み、無効電流が増加す
るとインバータ出力電圧V_Cの振幅が増す。また、僅かな
直流電流を出力させることによって、インバータ出力電
圧の正負のアンバランスが補正できる。第３図は電圧偏
差検出回路809のこの動作例を説明する波形図である。

第３図の1aは基準電圧V_C ^＊に対し出力電圧V_Cに同相の電
圧振幅偏差がある場合を示している、1bは図1aのタイミ
ングを説明するための図である。この偏差はリアクトル
２に流れる無効電流の大小により変化するものであって
電圧波形の90゜と270゜の付近に偏差が大きく現れる。
従って、第３図1bに示すT₁とT₃のタイミングで偏差を検
出し、 VQ＝V_C1（T₁）−V_C ^＊（T₁）−V_C1（T₃）＋V_C ^＊（T₃）を求めることにより、振幅偏差信号VQを求めうる。

第３図の2aは基準電圧V_C ^＊に対し、出力電圧V_C ^＊に位相
の偏差がある場合を示している。この偏差はリアクトル
２に流れる有効電流の大小により変化するものであっ
て、基準電圧V_C ^＊の０゜と180゜の前後に偏差が大きく
現れる。従って、第３図のT₀とT₂のタイミングで偏差を
検出し、 VP＝V_C1（T₀）−V_C ^＊（T₀）−V_C1（T₂）＋V_C ^＊（T₂）を求めることにより、位相偏差信号VPを求めうる。

第３図の3aは基準電圧V_C ^＊に対し、直流成分の偏差があ
る場合を示している。この偏差は全周期にわたり一様に
生じるので、 VD＝V_C1（T₀）−V_C ^＊（T₀）＋V_C1（T₁）−V_C ^＊（T₁）＋V_C1（T₂）−V_C ^＊（T₂）＋V_C1（T₃）−V_C ^＊（T₃）を求めることにより、検出しうる。

ここで、検出信号VQは無効電流によって補正される振幅
誤差であり、VPは有効電流によって補正される位相誤差
であり、VDは直流電流によって補正される正負アンバラ
ンスによる誤差である。

これらの信号は、積分増幅器810,811,812と乗算器813,8
14により、補正有効電流IP,補正無効電流IQ,補正直流電
流IDに変換され、これらの和が補正電流分J_Cとなる。こ
の補正分J_Cは僅かな電圧偏差を補正するためのものであ
り、補正電流分J_Cの大きさはコンデンサ電流指令値I_C ^＊
より小さいものである。積分増幅器810,811,812は補正
電流分J_Cを制限するための飽和特性を持っている。補正
電流分J_Cはコンデンサ３の電圧と基準電圧との偏差が最
小になるようインバータ主回路の出力電流を微調整す
る。

なお、以上の例では、VQ,VP,VDの検出を電圧偏差検出回
路809が先述したタイミングでサンプリング方式により
行っているが、連続系により同様の信号を検出しうるこ
とはいうまでもない。

第１図において、以上のようにして求めた電流指令値I_C
^＊,I_L ^＊，およびJ_Cの和が、I_A ^＊となりリミッタ805を通
して電流基準信号I_A ^＊Ｌとなって、電流マイナーループ
の電流制御増幅器806へ与えられる。

I_A ^＊＝I_C ^＊＋I_L ^＊＋J_C このリミッタにより、いかなる過渡状態でも、インバー
タ主回路１の許容しうる瞬時電流以上の指令値は与えら
れないため、インバータ主回路１は常に過電流になるお
それがなく安全に動作する。

なお、負荷電流I_Lはインバータ主回路１の電流I_Aからコ
ンデンサ電流I_Cを引いたものであり、またコンデンサ電
流I_Cはその電圧を微分することにより得ることもでき
る。従って負荷電流は必ずしも図１のようにセンサを設
け直接検出する必要はないことはいうまでもない。同様
に、インバータ電流も必ずしもセンサを設け直接検出す
る必要はないことはいうまでもない。

また、上記実施例では、電流マイナーループを比例制御
による瞬時値制御の場合について説明したが、PI制御,P
ID制御、ディジタルコントローラによる有限時間整定制
御などにも適用でき、上記実施例と同様の効果を得るこ
とができる。

そこで、次にディジタルコントローラによる有限時間整
定制御方式による第２の実施例につき説明する。

第６図は第２の実施例の原理を示すブロック図である。

図において、852はこの交流基準電圧V_C ^＊＝Esin ωｔに
対して90゜進んだコンデンサに流すべき電流基準の指令
値I_C ^＊＝ωC_PEcos ωｔの発生回路、853はこれらの基準
値の時間ベースとなるクロック発生回路である。859は
加減算器、860は電圧制御回路で補正分の信号J_Cを発生
する。854は負荷電流の検出値I_L1にもとづき、負荷電流
のフィードフォワード制御信号I_L ^＊を発生する回路であ
る。なお、簡単のため、直流電源は省略している。

次に、上記実施例の動作を第６図を参照しながら説明す
る。この実施例では、制御回路は瞬時電流制御を行う電
流マイナーループと、十分に応答が速い電圧制御ループ
とから構成されている。

次に、補正分J_Cを出力する電圧制御ループの目的と動作
について説明する。以上説明した制御系は、コンデンサ
電流I_Cを予定の正弦波電流I_C ^＊に追従させるフィードバ
ック制御に、負荷電流指令値I_L ^＊をフィードフォワード
したものである。その外に設けた電圧制御のメジャール
ープは、次のような種々の変動や不確定要素による出力
電圧の正弦波からの乱れを修正し、系を安定化させる動
きを持たせている。

（Ｉ）負荷電流の変化率が大きすぎて、インバータが追
従しきれぬことによる出力電圧の乱れ（II）インバータの直流電源からの入力電圧の急変によ
る電流ループの偏差にもとづく出力電圧の乱れ（III）素子のスイッチング遅れとインバータアーム短
絡防止時間Tdによる電流偏差このような原因により電圧が乱れることによって、負荷
電流が本来の波形と異なるものとなるので、それを検出
し、フィードフォーワードすると、さらに電圧が乱れる
ことになり、不安定な系となる。このような原因にもと
づく出力電圧の瞬時的な乱れを修正し、系を安定化させ
るために、電圧制御系は補正信号J_Cを高速応答で出力
し、出力電圧を正弦波に保つ作用をする。

上記の３つの信号I_C ^＊,I_L ^＊,J_Cの和をリミッタに通し
て、インバータ主回路を構成する素子の許容電流以下に
制限した信号を電流マイナーループの基準として与える
ことにより、出力過電流はインバータ自身の特性により
抑制され、使い易いインバータとなる。

さて以上の説明では、制御系をアナログ系のイメージで
説明したが、次に本方式をディジタルサンプル値制御方
式により第16図のように構成する方法を説明する。特に
ここでは新しく考案した２重デッドビート（Dead Bea
t）制御方式の原理を説明する。デッドビート制御と
は、有限時間整定制御方式の一般名称である。

この方式は電流制御系のさらにその外へ電圧制御系を設
け、２重のデッドビート制御系としたところが特長であ
る。特に電圧制御系がデッドビート制御により、高速応
答が実現できるので、前記（Ｉ）〜（III）の原因によ
る電圧の乱れを速やかに修正し安定な系が得られる。

第７図に、本システムの主回路ブロック図を示す。図よ
り、I_A,V_Cを状態変数、V_Aを入力変数、I_Lを外乱とし
て、離散状態方程式を求める。

但し、V_D:直流電源電圧 V_A:インバータ主回路電圧 V_C:コンデンサ電圧 I_A:インバータ主回路電流 I_C:コンデンサ電流 I_L:負荷電流 V_A ^＊（ｋ）：インバータ主回路出力電圧指令値 V_C（ｋ）：コンデンサ電圧検出値 I_A（ｋ）：インバータ主回路出力電流検出値 I_L（ｋ）：負荷電流検出値 L_S:出力フィルタリアクトルのインダクタンス値 C_P:出力フィルタコンデンサのキャパシタンス値である。まず、回路方程式は、となる。（１）式を行列で表すと、次式のようになる。

ここで、（２）式は、（３）式のようにおくと、第８図
のブロック図で表される。

次に、時刻ｔがkT≦ｔ≦（ｋ＋１）Ｔ（T:離散化時間）
であるとき、 V_A（ｔ）＝V_A（kT）であり、 I_L（ｔ）もI_L（ｔ）＝I_L（kT）であるとして、（３）式
より離散値状態方程式を求めると、（４）式のようにな
り、ブロック図は第９図のようになる。

ここで、は（５），（６），（７）式で表わされる。

但し、である。なお、（５）〜（７）式の導出はB.C.KUO著“D
igital Control Systems"の第４章によっている。

まず電流マイナーループのデッドビート系を次のように
構成する。

（４）〜（７）式より、インバータ電流I_Aは、次式で表
わされる。

I_A（ｋ＋１）＝a₁₁I_A（ｋ）＋a₁₂V_C（ｋ）＋b₁V_A（ｋ）＋f₁I_L（ｋ）（８） a₁₁＝A,b₁＝−a₁₂＝B,f₁＝Ｆとおき、周辺をＺ変換する
と、 ZI_A（Ｚ）＝AI_A（Ｚ）−BV_C（Ｚ）＋BV_A（Ｚ）＋FI
_L（Ｚ）（９）となる。リアクトル２に対する印加電圧を V_A′（Ｚ）＝V_A（Ｚ）−V_C（Ｚ）とおき、また、負荷電
流による外乱項FI_Lをキャンセルすべく、フィードフォ
ワード項（F/B）I_L（Ｚ）を設け、それに対し、第10図
に示すように、比例＋積分系としてデッドビート系を構
成する。

I_L（Ｚ）に関する項は相互にキャンセルするので、それ
を除外して、この系の一巡伝達関数G₀（Ｚ）を求める
と、となる。

このとき、閉ループ系の特性方程式１＋G₀（Ｚ）＝０は、 Z²−（（G₂−G₁）Ｂ＋Ａ＋１）Ｚ＋（Ａ＋G₂B）＝０（1
1）となる。有限整定とするための条件として、その２根を
共に０とすることにより、G₁＝1/B,G₂＝−A/Bが求ま
る。

さらに、第10図の制御系を逆Ｚ変換して、コンデンサ電
圧成分を加えて、サンプル値電流制御系を求める。その
結果を第11図に示す。

次に電圧制御系は、第12図のように、インバータと出力
のフィルタリアクトルを合わせて、理想電流源と仮定し
て求めている。

ここで用いる予測値I_L ^＊（ｋ）は第13図のブロック図に
示す２次近似予測で求める。２次近似予測とは、ｔ＝kT
_S,（ｋ−１）T_S及び（ｋ−２）T_Sの３つの時点の負荷電
流値I_Lを用いて、この３点を通る２次式に乗るものとし
て、将来時点、例えばｔ＝（ｋ＋１）T_Sやｔ＝（ｋ＋
２）T_S時点の負荷電流予測値I_L ^＊（ｔ）を求める方法で
ある。

第12図より、回路方程式は、となる。ここで、I_L ^＊I_Lと仮定すれば、（13）式は、となる。（14）式を時間Ｔで、離散化すると、次式が求
まる。

ここでコンデンサ電圧の基準値に対する偏差E_VC（_Ｋ）
をE_VC（ｋ）＝V_C（ｋ）−V_C ^＊（ｋ−１）と置けば（1
6）式となる。

従って、V_C ^＊（ｋ）＝V_C ^＊（ｋ−１）＋（T/CP）I
_C ^＊（ｋ）であるから、（16）式は、となり、両辺をＺ変換すれば、（18）式が求まる。

電圧制御系を図14に示す比例制御系とし、有限整定とな
るように、G₃を求める。このとき、電圧制御系の一巡伝
達関数G₀（Ｚ）は、であり、閉ループ系の特性方程式の根を０にすることに
より、G₃＝C_P/Tが求まる。さらに、第14図の制御系を逆
Ｚ変換することにより、第15図に示すサンプル値電圧制
御系が得られる。

以上をまとめ、第11図の電流制御系、第15図の電圧制御
系及び第13図の２次予測を第６図に示したシステム構成
図にそって全体を分かりやすくまとめると、第16図に示
す制御系全体の構成図が得られる。

以上の説明では、コンデンサC_Pは負荷５とは切り離して
扱い、C_Pに流すべき電流の指令値を負荷５に流すべき電
流とは別に与えている。しかし、他の方法として、コン
デンサC_Pを負荷の一部と見なし、コンデンサに流すべき
電流の指令値を省略する方法も可能である。

この場合は、第６図において、I_Lの替わりにI_Aの検出値
I_A1またはI_A2をフィードフォワード回路854へ与える。
この方法は負荷電流の急変が、コンデンサC_Pにより一部
吸収され、I_Aの変化に現れてくるのが少し遅れるので、
その間にコンデンサC_Pの電圧が正弦波からずれる。従っ
て正弦波の歪率を確保する特性はやや劣るものとなる。

ディジタルサンプル値制御を行うための具体的な回路は
第17図に示す通りである。

１チップマイクロプロセッサ（例えばNEC社μPD 78
系）830が上記のデッドビート制御の計算を行う。

一定のクロックパルスを発生するタイムベース831とカ
ウンタA832により鋸歯状波を発生し、PWM変調回路の基
準波とする、カウンタB833はカウンタＡの出力を受け
て、さらに周波数を落とし、正弦波の出力電圧基準のた
めの時間基準を作っている。カウンタＢにより１サイク
ルT₀がＮ等分され、T_S＝T₀/Nごとに制御が行われる。Ｎ
はμＰの速度により決まるが、ここではＮ＝100程度で
ある。波形制御に直接関係するV_C,I_A,I_Lはサンプルホー
ルド834〜６により、同じ時間の値を取り込み、マルチ
プレクサ837とA/Dコンバータ838を通って取り込まれ
る。

マイクロプロセッサの計算結果であるところのインバー
タの出力電圧指令はサンプルタイムごとにラッチ839へ
与えられ、コンパレータ840で鋸歯状波と比較されてPWM
信号となる。

第18図に上記原理にもとづくインバータを、コンデンサ
入力形整流器と組合わせたときの各部波形を示す。イン
バータの定格KW×0.8の整流器負荷に対し、出力電圧の
歪は５％以下である。これは、サンプリング時間を100
マイクロ秒以下とするとさらに改善されることがシミュ
レイションにより確認できている。

なお、上記実施例では、単相インバータの場合について
説明したが、PWM変調インバータを制御するこの概念
は、各相毎に同様の制御回路を用いて三相交流基準電圧
を与えることにより三相インバータに適用できる。

また、上記実施例では、電流マイナーループを三角波比
較方式とディジタル有限時間整定制御について説明した
が、ヒステリシスコンパレータ方式などにも採用できる
ことは云うまでもない。

さらに、以上の説明では、電圧形インバータの場合につ
いて説明したが、第19図に示すように高周波インバータ
900の出力をサイクロコンバータ901により制御して任意
の周波数を得、その出力をフィルター902を通して正弦
波とし、負荷に供給するインバータプラスサイクロコン
バータ方式にも同様に適用しうる。

上記説明では、区別を明確にするために出力電圧として
コンデンサの電圧で説明しているが、これはインバータ
の出力電圧または変換器の出力電圧あるいは、出力母線
電圧としても同じ意味である。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、変換主回路の出力電
流をスイッチング周波数程度の応答速度で制御可能な電
流制御系を構成し、この電流制御系に入力する電流基準
信号として、出力回路に接続されたコンデンサに正弦波
出力電圧を生じさせるに必要な変換主回路の出力電流指
令信号を演算して生成し入力しているので、インバータ
出力電圧の精度、過渡応答が良く、また高調波歪電流を
生じる負荷に対し歪率が少ない電圧波形を供給でき、負
荷の突入電流や短絡に対してスイッチング素子の過電流
保護を電流マイナーループで確実に行えるという効果が
ある。特に負荷電流とその高調波に関しては、電圧偏差
が生じてから補正するのではなく、フィードフォワード
的に制御しているので優れた電圧精度と波形を得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック接続図，第
２図はPWM変調回路のブロック接続図，第３図は電圧偏
差検出回路の動作を説明する回路各部の信号波形図，第
４図は本発明の対象とするインバータの回路図，第５図
は従来のインバータ制御回路のブロック接続図。第６図
から第16図はこの発明の第２の実施例である有限整定制
御系を説明するブロック図，第17図はディジタルサンプ
ル値制御を行うための具体的な回路図，第18図は第16図
による実施例の波形図，第19図はこの発明の他の実施例
を示すブロック図である。１はインバータ主回路、２はリアクトル、３はコンデン
サ、４は直流電源、５は負荷、6a,6bは電流検出器、6c
は電圧検出器、７はドライブ回路、800番台の番号は制
御回路の構成要素。なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のスイッチング素子で構成された変換
主回路と、この変換主回路の出力にリアクタンスを介し
て並列接続されたコンデンサとからなり、このスイッチ
ング素子のスイッチング動作により前記コンデンサに正
弦波の交流電圧を発生し、このコンデンサの両端から負
荷に電力を供給する電力変換器の制御回路であって、前
記変換主回路の出力電流値を指令する出力電流指令信号
と前記変換主回路と前記コンデンサの間に設けられ前記
変換主回路の出力電流を検出する出力電流検出器の検出
信号とを受けて動作する電流制御増幅器とで構成され前
記変換主回路の出力電流を前記スイッチング周波数の応
答速度で制御可能とした電流制御系を有するものに於
て、前記電力変換器の前記コンデンサに発生させる電圧波形
を指令する基準信号発生回路と、前記基準信号発生回路
の発生信号と前記コンデンサの発生電圧との偏差を演算
する電圧偏差検出回路と、前記コンデンサと前記負荷と
の間に設けられ前記負荷に流れる電流を検出する負荷電
流検出器と、前記電圧偏差検出回路の演算出力信号と前記負荷電流検
出器の出力信号とを加算して前記出力電流指令信号とし
て前記電流制御増幅器に入力する電流基準信号演算回路
とを有することを特徴とする電力変換器の制御回路。
【請求項２】負荷電流検出器の出力信号を記憶するメモ
リーを有し、このメモリーに記憶している負荷電流の過
去の値と現在の値とを用いて予測法により負荷電流予測
値を得る予測演算回路を有し、負荷電流検出器の出力信
号に代えて前記負荷電流予測値を用いたことを特徴とす
る特許請求の範囲（１）に記載の電力変換器の制御回
路。
【請求項３】電流制御系として前記コンデンサの電圧検
出信号、前記変換主回路の出力電流検出信号、前記負荷
電流の検出信号または請求項（２）に示す負荷電流予測
値のいずれかと変換器出力電流指令値とをサンプル抽出
して制御するサンプル値制御系を用いて有限時間整定制
御系を構成したことを特徴とする特許請求の範囲（１）
または（２）のいずれかに記載の電力変換器の制御回
路。
【請求項４】電圧偏差検出回路として前記電圧基準信号
及び前記コンデンサの電圧検出信号とをサンプル抽出し
て演算し有限時間整定制御系を行う電圧制御系を用いた
ことを特徴とする特許請求の範囲（１）ないし（３）の
いずれかに記載の電力変換器の制御回路。
【請求項５】前記負荷電流検出器の出力信号はローパス
フィルターを通してその低次成分を抽出し前記電流基準
信号演算回路に入力されるものであることを特徴とする
特許請求の範囲（１）に記載の電力変換器の制御回路。
【請求項６】電力変換器は直流電力を交流電力に変換す
るインバータであることを特徴とする特許請求の範囲
（１）ないし（５）のいずれかに記載の電力変換器の制
御回路。
【請求項７】電力変換器は入力される交流電源の周波数
を、より低い任意の周波数に変換して出力するサイクロ
コンバータであることを特徴とする特許請求の範囲
（１）ないし（５）のいずれかに記載の電力変換器の制
御回路。
【請求項８】複数のスイッチング素子で構成された変換
主回路と、この変換主回路の出力にリアクタンスを介し
て並列接続されたコンデンサとからなり、このスイッチ
ング素子のスイッチング動作により前記コンデンサに正
弦波の交流電圧を発生し、このコンデンサの両端から負
荷に電力を供給する電力変換器の制御回路であって、前
記変換主回路の出力電流値を指令する出力電流指令信号
と前記変換主回路と前記コンデンサの間に設けられ前記
変換主回路の出力電流を検出する出力電流検出器の検出
信号とを受けて動作する電流制御増幅器とで構成され前
記変換主回路の出力電流を前記スイッチング周波数の応
答速度で制御可能とした電流制御系を有するものに於
て、前記電力変換器の前記コンデンサに発生させる電圧波形
を指令する基準信号発生回路と、この基準信号発生回路
の発生信号の位相を90度進める90度進み回路と、前記基
準信号発生回路の発生信号と前記コンデンサの発生電圧
との偏差を演算する電圧偏差検出回路と、前記コンデン
サと前記負荷との間に設けられ前記負荷に流れる電流を
検出する負荷電流検出器と、前記90度進み回路と、前記電圧偏差検出回路の演算出力
信号と前記負荷電流検出器の出力信号とを加算して前記
出力電流指令信号として前記電流制御増幅器に入力する
電流基準信号演算回路とを有することを特徴とする電力
変換器の制御回路。
【請求項９】負荷電流検出器の出力信号を記憶するメモ
リーを有し、このメモリーに記憶している負荷電流の過
去の値と現在の値とを用いて予測法により負荷電流予測
値を得る予測演算回路を有し、負荷電流検出器の出力信
号に代えて前記負荷電流予測値を用いたことを特徴とす
る特許請求の範囲（８）に記載の電力変換器の制御回
路。
【請求項１０】電流制御系として前記コンデンサの電圧
検出信号、前記変換主回路の出力電流検出信号、前記負
荷電流の検出信号または請求項（９）に示す負荷電流予
測値のいずれかと変換器出力電流指令値とをサンプル抽
出して制御するサンプル値制御系を用いて有限時間整定
制御系を構成したことを特徴とする特許請求の範囲
（８）または（９）のいずれかに記載の電力変換器の制
御回路。
【請求項１１】電圧偏差検出回路として前記電圧基準信
号及び前記コンデンサの電圧検出信号とをサンプル抽出
して演算し有限時間整定制御系を行う電圧制御系を用い
たことを特徴とする特許請求の範囲（８）ないし（10）
のいずれかに記載の電力変換器の制御回路。
【請求項１２】前記負荷電流検出器の出力信号はローパ
スフィルターを通してその低次成分を抽出し前記電流基
準信号演算回路に入力されるものであることを特徴とす
る特許請求の範囲（８）に記載の電力変換器の制御回
路。
【請求項１３】電力変換器は直流電力を交流電力に変換
するインバータであることを特徴とする特許請求の範囲
（８）ないし（12）のいずれかに記載の電力変換器の制
御回路。
【請求項１４】電力変換器は入力される交流電源の周波
数を、より低い任意の周波数に変換して出力するサイク
ロコンバータであることを特徴とする特許請求の範囲
（８）ないし（12）のいずれかに記載の電力変換器の制
御回路。