JPH04334930A - 直列形アクティブフィルタ - Google Patents
直列形アクティブフィルタInfo
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- JPH04334930A JPH04334930A JP3130278A JP13027891A JPH04334930A JP H04334930 A JPH04334930 A JP H04334930A JP 3130278 A JP3130278 A JP 3130278A JP 13027891 A JP13027891 A JP 13027891A JP H04334930 A JPH04334930 A JP H04334930A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 30
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 4
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
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- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はコンデンサ入力形整流器
負荷等の非線型負荷が発生する高調波電流を抑制するア
クティブフィルタで、非線型負荷の電源側に直列に接続
される直列形アクティブフィルタに関するものである。
負荷等の非線型負荷が発生する高調波電流を抑制するア
クティブフィルタで、非線型負荷の電源側に直列に接続
される直列形アクティブフィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、アクティブフィルタ言えば、非線
型負荷と並列に接続されるアクティブフィルタ（ここで
は並列形アクティブフィルタと呼ぶ）が一般的であった
。図６に従来の並列形アクティブフィルタ４と非線型負
荷３との系統構成図を示す。
型負荷と並列に接続されるアクティブフィルタ（ここで
は並列形アクティブフィルタと呼ぶ）が一般的であった
。図６に従来の並列形アクティブフィルタ４と非線型負
荷３との系統構成図を示す。
【０００３】図６において、１は系統電源、２は系統イ
ンピーダンス、３は非線型負荷、４は並列形アクティブ
フィルタを示す。非線型負荷３の高調波電流を抑制する
ように、並列形アクティブフィルタ４はＰＷＭインバー
タ９のスイッチング動作を行い、補償電流を系統に注入
するものである。
ンピーダンス、３は非線型負荷、４は並列形アクティブ
フィルタを示す。非線型負荷３の高調波電流を抑制する
ように、並列形アクティブフィルタ４はＰＷＭインバー
タ９のスイッチング動作を行い、補償電流を系統に注入
するものである。
【０００４】図７は並列形アクティブフィルタによりコ
ンデンサ入力形整流器負荷３の高調波電流を抑制する場
合の波形を示す図である。ここでＩＬ は負荷電流、Ｉ
Ｓ は電源電流であり、時刻Ｔ０ 以降は並列形アクテ
ィブフィルタを動作させた時の波形である。
ンデンサ入力形整流器負荷３の高調波電流を抑制する場
合の波形を示す図である。ここでＩＬ は負荷電流、Ｉ
Ｓ は電源電流であり、時刻Ｔ０ 以降は並列形アクテ
ィブフィルタを動作させた時の波形である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】並列形アクティブフィ
ルタは、電流源とみなせる非線型負荷に対しては非常に
有効であるが、誘導性でない非線型負荷、例えば図６に
示すコンデンサ入力形整流器負荷３の高調波抑制に対し
て適用する場合には、図７に示すように、並列形アクテ
ィブフィルタの注入電流により負荷３の高調波を完全に
は除去できず、更に並列形アクティブフィルタによって
高調波を除去することによって、系統インピーダンス２
が取り除かれたのと等価になり、非線型負荷３に流れる
高調波電流を増大させ、非線型負荷３の過電流を招く恐
れがある。そのため、図６に示した負荷に直列の交流リ
アクトル５を大きくして誘導性負荷に変換する必要があ
った。
ルタは、電流源とみなせる非線型負荷に対しては非常に
有効であるが、誘導性でない非線型負荷、例えば図６に
示すコンデンサ入力形整流器負荷３の高調波抑制に対し
て適用する場合には、図７に示すように、並列形アクテ
ィブフィルタの注入電流により負荷３の高調波を完全に
は除去できず、更に並列形アクティブフィルタによって
高調波を除去することによって、系統インピーダンス２
が取り除かれたのと等価になり、非線型負荷３に流れる
高調波電流を増大させ、非線型負荷３の過電流を招く恐
れがある。そのため、図６に示した負荷に直列の交流リ
アクトル５を大きくして誘導性負荷に変換する必要があ
った。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記の理由から、本発明
ではフィルタとして直列形アクティブフィルタを使用す
るもので、本発明による直列形アクティブフィルタは、
系統電源と非線型負荷との間に直列に設けられた直列形
アクティブフィルタであって、スイッチング素子及び該
スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとに
より構成される単相ＰＷＭインバータと、該単相ＰＷＭ
インバータの直流側に接続された直流コンデンサと、前
記単相ＰＷＭインバータの交流側の一端に系統電源に直
列に接続されたスイッチングリップル抑制用リアクトル
と、該スイッチングリップル抑制用リアクトルと系統電
源に並列に接続された高周波フィルタと、前記単相イン
バータを制御する制御装置とを具え、該制御装置は電源
電流を検出しその高調波成分を検出する手段と、該電源
電流高調波成分をゲインＫ倍して高調波電圧指令値を出
力する手段と、該高調波電圧指令値と三角波キャリア信
号とを比較して前記単相ＰＷＭインバータのスイッチン
グ素子のゲート信号を出力する手段とを具えて、前記単
相ＰＷＭインバータの交流側の他端に非線型負荷を接続
したことを特徴とするものである。
ではフィルタとして直列形アクティブフィルタを使用す
るもので、本発明による直列形アクティブフィルタは、
系統電源と非線型負荷との間に直列に設けられた直列形
アクティブフィルタであって、スイッチング素子及び該
スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとに
より構成される単相ＰＷＭインバータと、該単相ＰＷＭ
インバータの直流側に接続された直流コンデンサと、前
記単相ＰＷＭインバータの交流側の一端に系統電源に直
列に接続されたスイッチングリップル抑制用リアクトル
と、該スイッチングリップル抑制用リアクトルと系統電
源に並列に接続された高周波フィルタと、前記単相イン
バータを制御する制御装置とを具え、該制御装置は電源
電流を検出しその高調波成分を検出する手段と、該電源
電流高調波成分をゲインＫ倍して高調波電圧指令値を出
力する手段と、該高調波電圧指令値と三角波キャリア信
号とを比較して前記単相ＰＷＭインバータのスイッチン
グ素子のゲート信号を出力する手段とを具えて、前記単
相ＰＷＭインバータの交流側の他端に非線型負荷を接続
したことを特徴とするものである。
【０００７】
【作用】図４は直列形アクティブフィルタを含む単相等
価回路図を示す。ここで、ＶＳ は系統電源電圧、ＶＣ
は直列形アクティブフィルタの電圧、ＶＬ は負荷で
ある整流回路の電圧であり、それらは系統インピーダン
スＬＳ と直列に接続されて、負荷電流ＩＳ が流れる
。系統電源と非線型負荷との間に接続された直列形アク
ティブフィルタは、負荷整流回路に流れる負荷電流（こ
の場合、負荷電流は電源電流と同じである）が正弦波に
なるように制御すればよい。
価回路図を示す。ここで、ＶＳ は系統電源電圧、ＶＣ
は直列形アクティブフィルタの電圧、ＶＬ は負荷で
ある整流回路の電圧であり、それらは系統インピーダン
スＬＳ と直列に接続されて、負荷電流ＩＳ が流れる
。系統電源と非線型負荷との間に接続された直列形アク
ティブフィルタは、負荷整流回路に流れる負荷電流（こ
の場合、負荷電流は電源電流と同じである）が正弦波に
なるように制御すればよい。
【０００８】すなわち、直列形アクティブフィルタは電
源電流高周波成分ＩＳＨ（添字Ｈは高周波成分を表す）
を ＩＳＨ＝０
−−−−（１）となるように制御すれば、 ＶＣ ＝ＶＳＨ−ＶＬＨ
−−−−（２）となり、直列形アクティブフィル
タが（２）式で表される図３に示す様な電圧を発生する
ことによって、電源電流高周波成分ＩＳＨを零にするこ
とができる。
源電流高周波成分ＩＳＨ（添字Ｈは高周波成分を表す）
を ＩＳＨ＝０
−−−−（１）となるように制御すれば、 ＶＣ ＝ＶＳＨ−ＶＬＨ
−−−−（２）となり、直列形アクティブフィル
タが（２）式で表される図３に示す様な電圧を発生する
ことによって、電源電流高周波成分ＩＳＨを零にするこ
とができる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明による直列形アクティブフィル
タの実施例を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明
の直列形アクティブフィルタの主回路構成の一実施例を
示す図、図２は本発明の直列形アクティブフィルタの制
御装置ブロック線図、図３は補償前後の波形例を示す波
形図である。
タの実施例を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明
の直列形アクティブフィルタの主回路構成の一実施例を
示す図、図２は本発明の直列形アクティブフィルタの制
御装置ブロック線図、図３は補償前後の波形例を示す波
形図である。
【００１０】図中、１は系統電源、２は系統インピーダ
ンス、３は非線型負荷、４′は直列形アクティブフィル
タ、６は整流器、７は平滑用コンデンサ、８は負荷抵抗
、９は単相ＰＷＭインバータ、１０は直流コンデンサ、
１１はスイッチングリップル抑制用リアクトル、１２は
高周波フィルタ用コンデンサ、１３は高周波フィルタ用
抵抗を示し、図６と同一符号は同一要素を示している。 ２１は電源電流高調波成分検出回路、２２はＫ倍回路、
２３は加算器、２４は減算器、２５は比例成分回路、２
６は乗算器、２７は比較回路、２８は三角波発生回路を
示す。
ンス、３は非線型負荷、４′は直列形アクティブフィル
タ、６は整流器、７は平滑用コンデンサ、８は負荷抵抗
、９は単相ＰＷＭインバータ、１０は直流コンデンサ、
１１はスイッチングリップル抑制用リアクトル、１２は
高周波フィルタ用コンデンサ、１３は高周波フィルタ用
抵抗を示し、図６と同一符号は同一要素を示している。 ２１は電源電流高調波成分検出回路、２２はＫ倍回路、
２３は加算器、２４は減算器、２５は比例成分回路、２
６は乗算器、２７は比較回路、２８は三角波発生回路を
示す。
【００１１】本発明による直列形アクティブフィルタ４
′は、電源電流ＩＳを検出し、電源電流高調波成分検出
回路２１により電源電流高調波成分ＩＳＨを検出し、Ｋ
倍回路２２に出力する。Ｋ倍回路２２は電源電流高調波
成分ＩＳＨを入力し、ゲインＫ倍して高調波電圧分指令
信号ＶＨ を加算器２３に出力する。上記指令信号ＶＨ
により電源電流の高調波分が零になるようにＰＷＭイ
ンバータの電圧制御が行われる。
′は、電源電流ＩＳを検出し、電源電流高調波成分検出
回路２１により電源電流高調波成分ＩＳＨを検出し、Ｋ
倍回路２２に出力する。Ｋ倍回路２２は電源電流高調波
成分ＩＳＨを入力し、ゲインＫ倍して高調波電圧分指令
信号ＶＨ を加算器２３に出力する。上記指令信号ＶＨ
により電源電流の高調波分が零になるようにＰＷＭイ
ンバータの電圧制御が行われる。
【００１２】減算器２４は、直流電圧指令信号Ｖｄｃ＊
と直流コンデンサ１０の直流コンデンサ電圧Ｖｄｃと
を入力し、その差を比例積分回路２５に出力する。比例
積分回路２５は、直流電圧指令信号Ｖｄｃ＊ と直流コ
ンデンサ電圧Ｖｄｃとの差を入力し、比例積分して偏差
電圧ΔＶｄｃを乗算器２６に出力する。乗算器２６は、
偏差電圧ΔＶｄｃと系統電源電圧ＶＳ との積を直流電
圧分指令信号Ｖ０ として加算器２３に出力する。上記
指令信号Ｖ０ により直流コンデンサ１０の直流電圧が
一定に制御される。
と直流コンデンサ１０の直流コンデンサ電圧Ｖｄｃと
を入力し、その差を比例積分回路２５に出力する。比例
積分回路２５は、直流電圧指令信号Ｖｄｃ＊ と直流コ
ンデンサ電圧Ｖｄｃとの差を入力し、比例積分して偏差
電圧ΔＶｄｃを乗算器２６に出力する。乗算器２６は、
偏差電圧ΔＶｄｃと系統電源電圧ＶＳ との積を直流電
圧分指令信号Ｖ０ として加算器２３に出力する。上記
指令信号Ｖ０ により直流コンデンサ１０の直流電圧が
一定に制御される。
【００１３】加算器２３は高調波電圧分指令信号ＶＨ
と直流電圧分指令信号Ｖ０ とを入力し、その和を電圧
指令信号ＶＣ ＊ として比較回路２７に出力する。三
角波発生回路２８は高周波三角波信号Ｓとを入力して、
ＰＷＭインバータ９のスイッチング素子のゲート信号Ｖ
Ｇ を出力する。
と直流電圧分指令信号Ｖ０ とを入力し、その和を電圧
指令信号ＶＣ ＊ として比較回路２７に出力する。三
角波発生回路２８は高周波三角波信号Ｓとを入力して、
ＰＷＭインバータ９のスイッチング素子のゲート信号Ｖ
Ｇ を出力する。
【００１４】上記ゲート信号ＶＧ により単相ＰＷＭイ
ンバータ９が制御され、電源電流ＩＳ の高調波成分を
抑制すると同時に直流コンデンサ１０の電圧一定制御が
行われる。その結果、図３に示すごとく直列形アクティ
ブフィルタが起動された時刻Ｔ０ 以降は、直列形アク
ティブフィルタの電圧はＶＣ となり、電源電流ＩＳ
（負荷電流ＩＬ と同じ）は正弦波状となり、負荷電流
も過電流となることはない。
ンバータ９が制御され、電源電流ＩＳ の高調波成分を
抑制すると同時に直流コンデンサ１０の電圧一定制御が
行われる。その結果、図３に示すごとく直列形アクティ
ブフィルタが起動された時刻Ｔ０ 以降は、直列形アク
ティブフィルタの電圧はＶＣ となり、電源電流ＩＳ
（負荷電流ＩＬ と同じ）は正弦波状となり、負荷電流
も過電流となることはない。
【００１５】以上、単相回路について説明したが、３相
回路においては単相ＰＷＭインバータを各相に直列に設
けるか、またはＹ−Ｙ結線のトランスと３相ＰＷＭイン
バータによる構成でも３相直列形アクティブフィルタを
構成することができる。
回路においては単相ＰＷＭインバータを各相に直列に設
けるか、またはＹ−Ｙ結線のトランスと３相ＰＷＭイン
バータによる構成でも３相直列形アクティブフィルタを
構成することができる。
【００１６】すなわち、図８に示したように、３台の直
流側に直流コンデンサ１０を接続された前記の単相ＰＷ
Ｍインバータの交流側を、各々３相負荷である整流器６
と３相系統電源１との間にそれぞれスイッチングリップ
ル抑制用リアクトル１１と直列に接続し、この単相ＰＷ
Ｍインバータ１０とスイッチングリップル抑制用リアク
トル１１との直列回路の３相系統電源側の相間にそれぞ
れコンデンサ１２と抵抗１３とからなる高周波フィルタ
を接続し、電源電流を検出してその高調波成分を求めて
、該電源電流高調波成分をゲインＫ倍して高調波電圧指
令値を出力し、該高調波電圧指令値と三角波キャリア信
号とを比較して前記単相ＰＷＭインバータのスイッチン
グ素子のゲート信号を出力する制御装置により、前記単
相ＰＷＭインバータを制御することにより、３相直列形
アクティブフィルタを構成することができる。
流側に直流コンデンサ１０を接続された前記の単相ＰＷ
Ｍインバータの交流側を、各々３相負荷である整流器６
と３相系統電源１との間にそれぞれスイッチングリップ
ル抑制用リアクトル１１と直列に接続し、この単相ＰＷ
Ｍインバータ１０とスイッチングリップル抑制用リアク
トル１１との直列回路の３相系統電源側の相間にそれぞ
れコンデンサ１２と抵抗１３とからなる高周波フィルタ
を接続し、電源電流を検出してその高調波成分を求めて
、該電源電流高調波成分をゲインＫ倍して高調波電圧指
令値を出力し、該高調波電圧指令値と三角波キャリア信
号とを比較して前記単相ＰＷＭインバータのスイッチン
グ素子のゲート信号を出力する制御装置により、前記単
相ＰＷＭインバータを制御することにより、３相直列形
アクティブフィルタを構成することができる。
【００１７】また、図９に示したように、Ｙ−Ｙ結線の
トランス１４の２次側にスイッチングリップル抑制用リ
アクトル１１を直列に挿入して、直流側に直流コンデン
サ１０を接続された３相ＰＷＭインバータ１７を接続し
、且つこのトランス１４の２次側線間にそれぞれコンデ
ンサ１２と抵抗１３とからなる高周波フィルタを接続し
、前記Ｙ−Ｙ結線のトランス１４の１次側の中性点を解
いてそれら各１次巻線をそれぞれ３相負荷である整流器
６と３相系統電源１との間に直列に接続し、電源電流を
検出してその高調波成分を求め、該電源電流高調波成分
をゲインＫ倍して高調波電圧指令値を出力し、該高調波
電圧指令値と三角波キャリア信号とを比較して前記３相
ＰＷＭインバータのスイッチング素子のゲート信号を出
力する制御装置によって前記単相ＰＷＭインバータを制
御することにより、３相直列形アクティブフィルタを構
成することができる。
トランス１４の２次側にスイッチングリップル抑制用リ
アクトル１１を直列に挿入して、直流側に直流コンデン
サ１０を接続された３相ＰＷＭインバータ１７を接続し
、且つこのトランス１４の２次側線間にそれぞれコンデ
ンサ１２と抵抗１３とからなる高周波フィルタを接続し
、前記Ｙ−Ｙ結線のトランス１４の１次側の中性点を解
いてそれら各１次巻線をそれぞれ３相負荷である整流器
６と３相系統電源１との間に直列に接続し、電源電流を
検出してその高調波成分を求め、該電源電流高調波成分
をゲインＫ倍して高調波電圧指令値を出力し、該高調波
電圧指令値と三角波キャリア信号とを比較して前記３相
ＰＷＭインバータのスイッチング素子のゲート信号を出
力する制御装置によって前記単相ＰＷＭインバータを制
御することにより、３相直列形アクティブフィルタを構
成することができる。
【００１８】なお、図１に示した実施例では直流コンデ
ンサ１０の直流電圧制御をＰＷＭインバータの電圧制御
により行ったが、図１０に示したようにトランス１６を
通して整流回路１５により直流コンデンサ１０の充電を
行うことにより、単相ＰＷＭインバータ９のスイッチン
グ素子のスイッチング損失分等の損失分を補って、直流
コンデンサ１０の直流電圧を一定にすることも可能であ
る。
ンサ１０の直流電圧制御をＰＷＭインバータの電圧制御
により行ったが、図１０に示したようにトランス１６を
通して整流回路１５により直流コンデンサ１０の充電を
行うことにより、単相ＰＷＭインバータ９のスイッチン
グ素子のスイッチング損失分等の損失分を補って、直流
コンデンサ１０の直流電圧を一定にすることも可能であ
る。
【００１９】さらに、非線型負荷３としてコンデンサイ
ンプット形整流器負荷を対象としたが、サイリスタ整流
回路等の非線型負荷等が多数接続される回路の高調波成
分の一括抑制を行うことも可能である。
ンプット形整流器負荷を対象としたが、サイリスタ整流
回路等の非線型負荷等が多数接続される回路の高調波成
分の一括抑制を行うことも可能である。
【００２０】図５は制御装置の他の実施例を示すもので
、電源電流高調波検出回路２１により検出した電源電流
高調波成分ＩＳＨの正負を第２の比較回路２９により判
定し、単相ＰＷＭインバータのスイッチング素子のゲー
ト信号を発生することにより、同様な電源電流高調波成
分の抑制を行うことができる。この場合に直流電圧一定
制御は、前述のトランスを通した整流回路で直流コンデ
ンサ１０の充電を行うことにより実施される。
、電源電流高調波検出回路２１により検出した電源電流
高調波成分ＩＳＨの正負を第２の比較回路２９により判
定し、単相ＰＷＭインバータのスイッチング素子のゲー
ト信号を発生することにより、同様な電源電流高調波成
分の抑制を行うことができる。この場合に直流電圧一定
制御は、前述のトランスを通した整流回路で直流コンデ
ンサ１０の充電を行うことにより実施される。
【００２１】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、コンデンサ入力形整流器負荷の電源側に直列
形アクティブフィルタを接続し、電源電流の高調波成分
を零とするようにＰＷＭインバータの電圧制御を行うこ
とによって、電源電流を正弦波状にすることができると
共に、コンデンサ入力形整流器負荷に過電流が流れない
ようにすることができる。
によれば、コンデンサ入力形整流器負荷の電源側に直列
形アクティブフィルタを接続し、電源電流の高調波成分
を零とするようにＰＷＭインバータの電圧制御を行うこ
とによって、電源電流を正弦波状にすることができると
共に、コンデンサ入力形整流器負荷に過電流が流れない
ようにすることができる。
【００２２】さらに、コンデンサ入力形整流器負荷が発
生する高調波電流を従来の並列形アクティブフィルタに
よって補償する場合には、負荷交流リアクトルの値によ
っては負荷ｋＶＡ の１／３ 以上の並列形アクティブ
フィルタ容量が必要であったが、直列形アクティブフィ
ルタの場合には負荷ｋＶＡ の１／４ 程度の容量で可
能である。
生する高調波電流を従来の並列形アクティブフィルタに
よって補償する場合には、負荷交流リアクトルの値によ
っては負荷ｋＶＡ の１／３ 以上の並列形アクティブ
フィルタ容量が必要であったが、直列形アクティブフィ
ルタの場合には負荷ｋＶＡ の１／４ 程度の容量で可
能である。
【図１】図１は本発明の直列形アクティブフィルタの系
統構成図である。
統構成図である。
【図２】図２は本発明の直列形アクティブフィルタの制
御装置の一実施例のブロック線図である。
御装置の一実施例のブロック線図である。
【図３】図３は本発明の直列形アクティブフィルタの動
作波形図である。
作波形図である。
【図４】図４は本発明のアクティブフィルタを含む系統
の単線結線図である。
の単線結線図である。
【図５】図５は本発明の直列形アクティブフィルタの制
御装置の他の実施例のブロック線図である。
御装置の他の実施例のブロック線図である。
【図６】図６は従来の並列形アクティブフィルタの系統
構成図である。
構成図である。
【図７】図７は従来の並列形アクティブフィルタの動作
波形図である。
波形図である。
【図８】図８は単相ＰＷＭインバータ３個を使用して３
相系統用の直列形アクティブフィルタを構成した一実施
例の系統構成図である。
相系統用の直列形アクティブフィルタを構成した一実施
例の系統構成図である。
【図９】図９は３相ＰＷＭインバータ１個を使用して３
相系統用の直列形アクティブフィルタを構成した一実施
例の系統構成図である。
相系統用の直列形アクティブフィルタを構成した一実施
例の系統構成図である。
【図１０】図１０はＰＷＭインバータの直流コンデンサ
の電圧一定制御の別の実施例を示す系統構成図である。
の電圧一定制御の別の実施例を示す系統構成図である。
１ 系統電源
２ 系統インピーダンス
３ 非線型負荷
４ 並列形アクティブフィルタ
４′直列形アクティブフィルタ
５ 交流リアクトル
６ 整流器
７ 平滑用コンデンサ
８ 負荷抵抗
９ 単相ＰＷＭインバータ
１０ 直流コンデンサ
１１ スイッチングリップル抑制用リアクトル１２
高周波フィルタ用コンデンサ １３ 高周波フィルタ用抵抗 １４ Ｙ−Ｙ結線のトランス １５ 整流回路 １６ トランス １７ ３相ＰＷＭインバータ ２１ 電源電流高調波成分検出回路 ２２ Ｋ倍回路 ２３ 加算器 ２４ 減算器 ２５ 比例積分回路 ２６ 乗算器 ２７ 比較回路 ２８ 三角波発生回路 ２９ 第２の比較回路
高周波フィルタ用コンデンサ １３ 高周波フィルタ用抵抗 １４ Ｙ−Ｙ結線のトランス １５ 整流回路 １６ トランス １７ ３相ＰＷＭインバータ ２１ 電源電流高調波成分検出回路 ２２ Ｋ倍回路 ２３ 加算器 ２４ 減算器 ２５ 比例積分回路 ２６ 乗算器 ２７ 比較回路 ２８ 三角波発生回路 ２９ 第２の比較回路
Claims (4)
- 【請求項１】 系統電源と非線型負荷との間に直列に
設けられる直列形アクティブフィルタであって、スイッ
チング素子及び該スイッチング素子と逆並列に接続され
たダイオードとにより構成される単相ＰＷＭインバータ
と、該単相ＰＷＭインバータの直流側に接続された直流
コンデンサと、前記単相ＰＷＭインバータの交流側の一
端に系統電源に直列に接続されたスイッチングリップル
抑制用リアクトルと、該スイッチングリップル抑制用リ
アクトルと系統電源に並列に接続された高周波フィルタ
と、前記単相インバータを制御する制御装置とを具え、
該制御装置は電源電流を検出しその高調波成分を検出す
る手段と、該電源電流高調波成分をゲインＫ倍して高調
波電圧指令値を出力する手段と、該高調波電圧指令値と
三角波キャリア信号とを比較して前記単相ＰＷＭインバ
ータのスイッチング素子のゲート信号を出力する手段と
を具え、前記単相ＰＷＭインバータの交流側の他端に非
線型負荷を接続することを特徴とする直列形アクティブ
フィルタ。 - 【請求項２】 直流側に直流コンデンサを接続された
前記請求項１記載の単相ＰＷＭインバータ３台の交流側
を各々３相負荷と３相系統電源との間にそれぞれスイッ
チングリップル抑制用リアクトルと直列に接続し、この
単相ＰＷＭインバータとスイッチングリップル抑制用リ
アクトルとの直列回路の３相系統電源側の相間にそれぞ
れ高周波フィルタを接続し、電源電流を検出してその高
調波成分を求め、該電源電流高調波成分をゲインＫ倍し
て高調波電圧指令値を出力し、該高調波電圧指令値と三
角波キャリア信号とを比較して前記単相ＰＷＭインバー
タのスイッチング素子のゲート信号を出力する制御装置
により、前記単相ＰＷＭインバータを制御することを特
徴とする３相系統用直列形アクティブフィルタ。 - 【請求項３】 Ｙ−Ｙ結線のトランスと、該Ｙ−Ｙ結
線のトランスの２次側にスイッチングリップル抑制用リ
アクトルを直列に挿入して接続された３相ＰＷＭインバ
ータとを具え、且つこのトランスの２次側線間にそれぞ
れ高周波フィルタを接続し、前記Ｙ−Ｙ結線のトランス
の１次側の中性点を解き、それら各１次巻線をそれぞれ
３相負荷と３相系統電源との間に直列に接続し、電源電
流を検出してその高調波成分を求め、該電源電流高調波
成分をゲインＫ倍して高調波電圧指令値を出力し、該高
調波電圧指令値と三角波キャリア信号とを比較して前記
３相ＰＷＭインバータのスイッチング素子のゲート信号
を出力する制御装置によって前記単相ＰＷＭインバータ
を制御することを特徴とする３相系統用直列形アクティ
ブフィルタ。 - 【請求項４】 前記請求項１〜３記載の直列形アクテ
ィブフィルタの制御装置において、電源電流を検出しそ
の高調波成分を検出する手段と、該電源電流高調波成分
の正負により前記単相ＰＷＭインバータのスイッチング
素子のゲート信号を出力する手段とを具えた直列形アク
ティブフィルタの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3130278A JPH04334930A (ja) | 1991-05-07 | 1991-05-07 | 直列形アクティブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3130278A JPH04334930A (ja) | 1991-05-07 | 1991-05-07 | 直列形アクティブフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04334930A true JPH04334930A (ja) | 1992-11-24 |
Family
ID=15030487
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3130278A Pending JPH04334930A (ja) | 1991-05-07 | 1991-05-07 | 直列形アクティブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04334930A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006141162A (ja) * | 2004-11-12 | 2006-06-01 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 発電電力の系統連系装置 |
| US7091632B2 (en) | 2001-10-09 | 2006-08-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Stabilization circuit for compensating fluctuations in a voltage at a user |
| JP2008306805A (ja) * | 2007-06-06 | 2008-12-18 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02241328A (ja) * | 1989-03-14 | 1990-09-26 | Nichicon Corp | 交流フィルタと電力用アクティブフィルタを併用した高調波抑制装置 |
-
1991
- 1991-05-07 JP JP3130278A patent/JPH04334930A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02241328A (ja) * | 1989-03-14 | 1990-09-26 | Nichicon Corp | 交流フィルタと電力用アクティブフィルタを併用した高調波抑制装置 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7091632B2 (en) | 2001-10-09 | 2006-08-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Stabilization circuit for compensating fluctuations in a voltage at a user |
| JP2006141162A (ja) * | 2004-11-12 | 2006-06-01 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 発電電力の系統連系装置 |
| JP2008306805A (ja) * | 2007-06-06 | 2008-12-18 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
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