JPH0759351A - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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- JPH0759351A JPH0759351A JP5205175A JP20517593A JPH0759351A JP H0759351 A JPH0759351 A JP H0759351A JP 5205175 A JP5205175 A JP 5205175A JP 20517593 A JP20517593 A JP 20517593A JP H0759351 A JPH0759351 A JP H0759351A
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 系統のリアクタンス成分とフィルタのコンデ
ンサによる共振を抑える電力変換器の制御装置を得る。 【構成】 入力電圧ＶR は電圧検出器９０２で検出さ
れ、位相同期回路８０３でその位相Φが検出され、これ
を交流正弦波基準発振回路８０４に入力し入力電圧と同
位相の交流正弦波基準信号を得る。そして、振幅指令発
生回路８０５の出力と交流正弦波基準信号とを乗算器８
２２で乗算しコンバータ電流指令ＩA ＊を得る。一方、
電流検出器９０３で検出した入力電流ＩR は近似微分器
８０６で微分されバンドパスフィルタ８０７にて共振周
波数成分のみ検出され、比例器８０８にてゲインＫが乗
じられ、その出力をコンバータ電流指令ＩA ＊より減算
器８２３にて減算し、その出力と電流検出器９０１によ
るコンバータ電流ＩA が一致すべく電流制御増幅器８０
２とＰＷＭ変調回路８０１でコンバータ３を制御する。
ンサによる共振を抑える電力変換器の制御装置を得る。 【構成】 入力電圧ＶR は電圧検出器９０２で検出さ
れ、位相同期回路８０３でその位相Φが検出され、これ
を交流正弦波基準発振回路８０４に入力し入力電圧と同
位相の交流正弦波基準信号を得る。そして、振幅指令発
生回路８０５の出力と交流正弦波基準信号とを乗算器８
２２で乗算しコンバータ電流指令ＩA ＊を得る。一方、
電流検出器９０３で検出した入力電流ＩR は近似微分器
８０６で微分されバンドパスフィルタ８０７にて共振周
波数成分のみ検出され、比例器８０８にてゲインＫが乗
じられ、その出力をコンバータ電流指令ＩA ＊より減算
器８２３にて減算し、その出力と電流検出器９０１によ
るコンバータ電流ＩA が一致すべく電流制御増幅器８０
２とＰＷＭ変調回路８０１でコンバータ３を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、複数のスイッチング
素子を有し直流変換出力を得る電力変換器の出力電圧を
高精度に制御するための電力変換器の制御装置に関する
ものである。
素子を有し直流変換出力を得る電力変換器の出力電圧を
高精度に制御するための電力変換器の制御装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は例えばIEEE Industry Applicatio
ns Society Annual Meeting (oct 7〜12,1990,SEATTLE)
論文集、P.1049〜1055、「High Performance and LongLi
fe Uninterruptable Power Source Using Flywheel Ene
rgy Storage Unit」に示された従来のコンバータ制御回
路と同様なブロック接続図である。
ns Society Annual Meeting (oct 7〜12,1990,SEATTLE)
論文集、P.1049〜1055、「High Performance and LongLi
fe Uninterruptable Power Source Using Flywheel Ene
rgy Storage Unit」に示された従来のコンバータ制御回
路と同様なブロック接続図である。
【０００３】図において、１は負荷、２は負荷１に供給
される直流電圧を平滑にするコンデンサ、３はコンバー
タの主回路であり、例えば図１０（ａ）に示すようなス
イッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を備える単相のフルブリッジ
構成で、１〜２ＫＨｚ程度以上の三角波キャリアでＰＷ
Ｍ変調するものなどがその例である。また、４と５は交
流電源６と上記コンバータ３との間に設けられたフィル
タ用リアクトルとコンデンサであり、さらに、９０１は
コンバータ電流ＩA を検出する電流検出器、９０２は入
力電圧ＶR を検出する電圧検出器である。
される直流電圧を平滑にするコンデンサ、３はコンバー
タの主回路であり、例えば図１０（ａ）に示すようなス
イッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を備える単相のフルブリッジ
構成で、１〜２ＫＨｚ程度以上の三角波キャリアでＰＷ
Ｍ変調するものなどがその例である。また、４と５は交
流電源６と上記コンバータ３との間に設けられたフィル
タ用リアクトルとコンデンサであり、さらに、９０１は
コンバータ電流ＩA を検出する電流検出器、９０２は入
力電圧ＶR を検出する電圧検出器である。
【０００４】また、図中、８００番台の符号は上記コン
バータ３の制御装置の構成要素であることを示し、８０
１はコンバータ電圧指令ＶA ＊に基づいて上記コンバー
タ３をパルス幅変調制御するための制御出力ＰＷＭＯを
送出するパルス幅変調回路（パルス幅変調回路をＰＷＭ
変調回路と称す）、８０２はコンバータ電流を制御すべ
く後述する減算器８２１の出力に応じた上記ＰＷＭ変調
回路８０１へのコンバータ電圧指令ＶA ＊を得る電流制
御増幅器、８０３は電圧検出器９０２による検出電圧に
基づいて交流入力ＶR の位相Φを得る位相同期回路であ
る。
バータ３の制御装置の構成要素であることを示し、８０
１はコンバータ電圧指令ＶA ＊に基づいて上記コンバー
タ３をパルス幅変調制御するための制御出力ＰＷＭＯを
送出するパルス幅変調回路（パルス幅変調回路をＰＷＭ
変調回路と称す）、８０２はコンバータ電流を制御すべ
く後述する減算器８２１の出力に応じた上記ＰＷＭ変調
回路８０１へのコンバータ電圧指令ＶA ＊を得る電流制
御増幅器、８０３は電圧検出器９０２による検出電圧に
基づいて交流入力ＶR の位相Φを得る位相同期回路であ
る。
【０００５】さらに、８０４は交流電源６の入力電圧Ｖ
R と同位相の交流正弦波基準信号ｓｉｎΦを得る交流正
弦波基準発振回路、８０５は振幅指令を送出する振幅指
令発生回路、８２１は上記交流正弦波基準発振回路８０
４からの交流正弦波基準信号ｓｉｎΦに上記振幅指令発
生回路８０５からの振幅指令を乗算する乗算器８２２で
得られるコンバータ電流指令ＩA ＊と電流検出器９０１
で検出されるコンバータ電流ＩA との差を得る減算器
で、その差信号を上記電流制御増幅器８０２に与えてる
ことにより、電流制御ループを構成している。
R と同位相の交流正弦波基準信号ｓｉｎΦを得る交流正
弦波基準発振回路、８０５は振幅指令を送出する振幅指
令発生回路、８２１は上記交流正弦波基準発振回路８０
４からの交流正弦波基準信号ｓｉｎΦに上記振幅指令発
生回路８０５からの振幅指令を乗算する乗算器８２２で
得られるコンバータ電流指令ＩA ＊と電流検出器９０１
で検出されるコンバータ電流ＩA との差を得る減算器
で、その差信号を上記電流制御増幅器８０２に与えてる
ことにより、電流制御ループを構成している。
【０００６】次に、上記構成に係る動作について説明す
る。交流電源６からの入力電圧ＶR は電圧検出器９０２
で検出され、位相同期回路８０３で入力電圧ＶR の位相
Φが検出され、これを交流正弦波基準発振回路８０４に
入力することにより、入力電圧ＶR と同位相の交流正弦
波基準信号ｓｉｎΦが得られる。そして、振幅指令発生
回路８０５の出力と上記交流正弦波基準発振回路８０４
の出力とを乗算器８２２で乗算することにより、コンバ
ータ電流指令ＩA ＊が得られる。
る。交流電源６からの入力電圧ＶR は電圧検出器９０２
で検出され、位相同期回路８０３で入力電圧ＶR の位相
Φが検出され、これを交流正弦波基準発振回路８０４に
入力することにより、入力電圧ＶR と同位相の交流正弦
波基準信号ｓｉｎΦが得られる。そして、振幅指令発生
回路８０５の出力と上記交流正弦波基準発振回路８０４
の出力とを乗算器８２２で乗算することにより、コンバ
ータ電流指令ＩA ＊が得られる。
【０００７】このコンバータ電流指令ＩA ＊と電流検出
器９０１で検出したコンバータ電流ＩA を一致すべく、
電流制御増幅器８０２とＰＷＭ変調回路８０１とによっ
てコンバータ３のスイッチングを制御するようにして、
電流制御ループが構成される。従って、定常状態におい
ては、負荷１への供給電力を交流電源６から力率１の正
弦波電流で供給することができる。
器９０１で検出したコンバータ電流ＩA を一致すべく、
電流制御増幅器８０２とＰＷＭ変調回路８０１とによっ
てコンバータ３のスイッチングを制御するようにして、
電流制御ループが構成される。従って、定常状態におい
ては、負荷１への供給電力を交流電源６から力率１の正
弦波電流で供給することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のコンバータ等の
電力変換器の制御装置は以上のように構成されているの
で、入力電圧のわずかな歪で、系統のリアクタンス成分
とフィルタ用コンデンサ５により共振するという問題点
がある。また、負荷１に電力を供給している状態で装置
を停止すると、系統のリアクタンス成分に蓄えられたエ
ネルギー、またはフィルタ用リアクトル４に蓄えられた
エネルギーがフィルタ用コンデンサ５に流れ込み、コン
デンサ５が過電圧になるという問題点があった。
電力変換器の制御装置は以上のように構成されているの
で、入力電圧のわずかな歪で、系統のリアクタンス成分
とフィルタ用コンデンサ５により共振するという問題点
がある。また、負荷１に電力を供給している状態で装置
を停止すると、系統のリアクタンス成分に蓄えられたエ
ネルギー、またはフィルタ用リアクトル４に蓄えられた
エネルギーがフィルタ用コンデンサ５に流れ込み、コン
デンサ５が過電圧になるという問題点があった。
【０００９】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、系統のリアクタンス成分とフィ
ルタ用コンデンサによる共振を抑え、また、装置の停止
時に起こるコンデンサの過電圧を抑えることのできる電
力変換器の制御装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、系統のリアクタンス成分とフィ
ルタ用コンデンサによる共振を抑え、また、装置の停止
時に起こるコンデンサの過電圧を抑えることのできる電
力変換器の制御装置を得ることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る電力変換器の制御装置は、複数のスイッチング素子を
有し交流を直流に変換する電力変換器にフィルタを介し
て流れる電流値を電流指令値に一致すべくそれらの差に
応じた値に基づいて上記電力変換器のスイッチング素子
を制御する電流制御ループを構成した電力変換器の制御
装置において、系統のリアクタンス成分と上記フィルタ
のコンデンサによる共振成分を検出する共振検出手段
と、その共振成分に応じて上記電流指令値を変化させる
制御手段とを備えたことを特徴とするものである。
る電力変換器の制御装置は、複数のスイッチング素子を
有し交流を直流に変換する電力変換器にフィルタを介し
て流れる電流値を電流指令値に一致すべくそれらの差に
応じた値に基づいて上記電力変換器のスイッチング素子
を制御する電流制御ループを構成した電力変換器の制御
装置において、系統のリアクタンス成分と上記フィルタ
のコンデンサによる共振成分を検出する共振検出手段
と、その共振成分に応じて上記電流指令値を変化させる
制御手段とを備えたことを特徴とするものである。
【００１１】また、請求項２に係る電力変換器の制御装
置は、複数のスイッチング素子を有し交流を直流に変換
する電力変換器にフィルタを介して流れる電流値を電流
指令値に一致すべくそれらの差に応じた値に基づいて上
記電力変換器のスイッチング素子を制御する電流制御ル
ープを構成した電力変換器の制御装置において、装置を
停止する前に電力変換器に流れる電流値を零に制御する
制御手段を備えたことを特徴とするものである。
置は、複数のスイッチング素子を有し交流を直流に変換
する電力変換器にフィルタを介して流れる電流値を電流
指令値に一致すべくそれらの差に応じた値に基づいて上
記電力変換器のスイッチング素子を制御する電流制御ル
ープを構成した電力変換器の制御装置において、装置を
停止する前に電力変換器に流れる電流値を零に制御する
制御手段を備えたことを特徴とするものである。
【００１２】さらに、請求項３に係る電力変換器の制御
装置は、複数のスイッチング素子を有し交流を直流に変
換する電力変換器にフィルタを介して流れる電流値を電
流指令値に一致すべくそれらの差に応じた値に基づいて
上記電力変換器のスイッチング素子を制御する電流制御
ループを構成した電力変換器の制御装置において、系統
のリアクタンス成分と上記フィルタのコンデンサによる
共振成分を検出する共振検出手段と、その共振成分に応
じて上記電流指令値を変化させると共に、装置を停止す
る前に電力変換器に流れる電流値を零に制御する制御手
段とを備えたことを特徴とするものである。
装置は、複数のスイッチング素子を有し交流を直流に変
換する電力変換器にフィルタを介して流れる電流値を電
流指令値に一致すべくそれらの差に応じた値に基づいて
上記電力変換器のスイッチング素子を制御する電流制御
ループを構成した電力変換器の制御装置において、系統
のリアクタンス成分と上記フィルタのコンデンサによる
共振成分を検出する共振検出手段と、その共振成分に応
じて上記電流指令値を変化させると共に、装置を停止す
る前に電力変換器に流れる電流値を零に制御する制御手
段とを備えたことを特徴とするものである。
【００１３】
【作用】この発明の請求項１に係る電力変換器の制御装
置においては、共振検出手段により、系統のリアクタン
ス成分とフィルタのコンデンサによる共振成分が検出さ
れ、制御手段によって、その共振成分に応じて電力変換
器に流れる電流を制御する電流制御ループの電流指令値
を変化させることにより、共振を抑える。
置においては、共振検出手段により、系統のリアクタン
ス成分とフィルタのコンデンサによる共振成分が検出さ
れ、制御手段によって、その共振成分に応じて電力変換
器に流れる電流を制御する電流制御ループの電流指令値
を変化させることにより、共振を抑える。
【００１４】また、請求項２に係る電力変換器の制御装
置においては、制御手段によって、装置を停止する前に
電力変換器に流れる電流値を零に制御することにより、
装置停止時にフィルタのコンデンサが過電圧にならない
ようにする。
置においては、制御手段によって、装置を停止する前に
電力変換器に流れる電流値を零に制御することにより、
装置停止時にフィルタのコンデンサが過電圧にならない
ようにする。
【００１５】さらに、請求項３に係る電力変換器の制御
装置においては、共振検出手段により、系統のリアクタ
ンス成分とフィルタのコンデンサによる共振成分が検出
され、制御手段によって、その共振成分に応じて電力変
換器に流れる電流を制御する電流制御ループの電流指令
値を変化させることにより、共振を抑えると共に、装置
を停止する前に電力変換器に流れる電流値を零に制御す
ることにより、装置停止時にフィルタのコンデンサが過
電圧にならないようにする。
装置においては、共振検出手段により、系統のリアクタ
ンス成分とフィルタのコンデンサによる共振成分が検出
され、制御手段によって、その共振成分に応じて電力変
換器に流れる電流を制御する電流制御ループの電流指令
値を変化させることにより、共振を抑えると共に、装置
を停止する前に電力変換器に流れる電流値を零に制御す
ることにより、装置停止時にフィルタのコンデンサが過
電圧にならないようにする。
【００１６】
【実施例】実施例１．以下、この発明の実施例１を図に
基づいて説明する。図１は実施例１に係る電力変換器の
制御装置を示す構成図である。図１において、図９に示
す従来例と同一符号は同一部分を示し、１は負荷、２は
負荷１に供給される直流電圧を平滑にするコンデンサ、
３はコンバータの主回路、４と５は交流電源６と上記コ
ンバータ３との間に設けられたフィルタ用リアクトルと
コンデンサであり、また、９０１はコンバータ電流ＩA
を検出する電流検出器、９０２は入力電圧ＶR を検出す
る電圧検出器である。
基づいて説明する。図１は実施例１に係る電力変換器の
制御装置を示す構成図である。図１において、図９に示
す従来例と同一符号は同一部分を示し、１は負荷、２は
負荷１に供給される直流電圧を平滑にするコンデンサ、
３はコンバータの主回路、４と５は交流電源６と上記コ
ンバータ３との間に設けられたフィルタ用リアクトルと
コンデンサであり、また、９０１はコンバータ電流ＩA
を検出する電流検出器、９０２は入力電圧ＶR を検出す
る電圧検出器である。
【００１７】また、図中、８００番台の符号は上記コン
バータ３の制御装置の構成要素であることを示し、８０
１はコンバータ電圧指令ＶA ＊に基づいて上記コンバー
タ３をパルス幅変調制御するための制御出力ＰＷＭＯを
送出するＰＷＭ変調回路、８０２はコンバータ電流を制
御すべく後述する減算器８２１の出力に応じた上記ＰＷ
Ｍ変調回路８０１へのコンバータ電圧指令ＶA ＊を得る
電流制御増幅器、８０３は電圧検出器９０２による検出
電圧に基づいて交流入力ＶR の位相Φを得る位相同期回
路である。
バータ３の制御装置の構成要素であることを示し、８０
１はコンバータ電圧指令ＶA ＊に基づいて上記コンバー
タ３をパルス幅変調制御するための制御出力ＰＷＭＯを
送出するＰＷＭ変調回路、８０２はコンバータ電流を制
御すべく後述する減算器８２１の出力に応じた上記ＰＷ
Ｍ変調回路８０１へのコンバータ電圧指令ＶA ＊を得る
電流制御増幅器、８０３は電圧検出器９０２による検出
電圧に基づいて交流入力ＶR の位相Φを得る位相同期回
路である。
【００１８】さらに、８０４は入力電圧ＶR と同位相の
交流正弦波基準信号ｓｉｎΦを得る交流正弦波基準発振
回路、８０５は振幅指令を送出する振幅指令発生回路、
８２１は上記交流正弦波基準発振回路８０４からの交流
正弦波基準信号ｓｉｎΦに上記振幅指令発生回路８０５
からの振幅指令を乗算する乗算器８２２で得られるコン
バータ電流指令ＩA ＊と電流検出器９０１で検出される
コンバータ電流ＩA との差を得る減算器で、その差信号
を上記電流制御増幅器８０２に与えてることにより、電
流制御ループを構成している。
交流正弦波基準信号ｓｉｎΦを得る交流正弦波基準発振
回路、８０５は振幅指令を送出する振幅指令発生回路、
８２１は上記交流正弦波基準発振回路８０４からの交流
正弦波基準信号ｓｉｎΦに上記振幅指令発生回路８０５
からの振幅指令を乗算する乗算器８２２で得られるコン
バータ電流指令ＩA ＊と電流検出器９０１で検出される
コンバータ電流ＩA との差を得る減算器で、その差信号
を上記電流制御増幅器８０２に与えてることにより、電
流制御ループを構成している。
【００１９】また、新たな構成として、９０３は交流電
源６とリアクトル４とコンデンサ５でなるフィルタとの
間に設けられて入力電流ＩR を検出する電流検出器であ
り、制御装置の構成要素中、８０６は上記電流検出器９
０３により検出される入力電流ＩR を微分する近似微分
器、８０７はその近似微分器８０６の出力に基づいて入
力電流ＩR の共振周波数帯のみを通過させるバンドパス
フィルタで、上記近似微分器８０６とともに共振電流成
分を検出する検出手段を形成している。
源６とリアクトル４とコンデンサ５でなるフィルタとの
間に設けられて入力電流ＩR を検出する電流検出器であ
り、制御装置の構成要素中、８０６は上記電流検出器９
０３により検出される入力電流ＩR を微分する近似微分
器、８０７はその近似微分器８０６の出力に基づいて入
力電流ＩR の共振周波数帯のみを通過させるバンドパス
フィルタで、上記近似微分器８０６とともに共振電流成
分を検出する検出手段を形成している。
【００２０】さらに、８０８はそのバンドパスフィルタ
８０７の出力にゲインＫを乗じた出力を得る比例器、８
２３は上記乗算器８２２で得られるコンバータ電流指令
ＩA＊と上記比例器８０８の出力との差を得る減算器で
あり、上記比例器８０８とともに共振電流成分に応じて
電流指令値を変化させる制御手段を形成し、この減算器
８２３の出力と電流検出器９０１で検出されたコンバー
タ電流ＩA が一致するように、すなわち、入力電流ＩR
の共振成分に応じてコンバータ３への電流指令を変化さ
せる電流制御ループを構成している。
８０７の出力にゲインＫを乗じた出力を得る比例器、８
２３は上記乗算器８２２で得られるコンバータ電流指令
ＩA＊と上記比例器８０８の出力との差を得る減算器で
あり、上記比例器８０８とともに共振電流成分に応じて
電流指令値を変化させる制御手段を形成し、この減算器
８２３の出力と電流検出器９０１で検出されたコンバー
タ電流ＩA が一致するように、すなわち、入力電流ＩR
の共振成分に応じてコンバータ３への電流指令を変化さ
せる電流制御ループを構成している。
【００２１】次に、上記実施例１に係る動作について説
明する。交流電源６からの入力電圧ＶR は電圧検出器９
０２で検出され、位相同期回路８０３で入力電圧ＶR の
位相Φが検出され、これを交流正弦波基準発振回路８０
４に入力することにより、入力電圧ＶR と同位相の交流
正弦波基準信号ｓｉｎΦが得られる。そして、振幅指令
発生回路８０５の出力と上記交流正弦波基準発振回路８
０４の出力とを乗算器８２２で乗算することにより、コ
ンバータ電流指令ＩA ＊が得られる。
明する。交流電源６からの入力電圧ＶR は電圧検出器９
０２で検出され、位相同期回路８０３で入力電圧ＶR の
位相Φが検出され、これを交流正弦波基準発振回路８０
４に入力することにより、入力電圧ＶR と同位相の交流
正弦波基準信号ｓｉｎΦが得られる。そして、振幅指令
発生回路８０５の出力と上記交流正弦波基準発振回路８
０４の出力とを乗算器８２２で乗算することにより、コ
ンバータ電流指令ＩA ＊が得られる。
【００２２】一方、電流検出器９０３で検出された入力
電流ＩR は、近似微分器８０６で微分され、バンドパス
フィルタ８０７にて共振周波数成分のみ検出されて、比
例器８０８にてゲインＫが乗じられる。そして、その比
例器８０８の出力を上記コンバータ電流指令ＩA ＊より
減算器８２３にて減算している。さらに、この減算器８
２３の出力と電流検出器９０１で検出したコンバータ電
流ＩA が一致するように、電流制御増幅器８０２とＰＷ
Ｍ変調回路８０１とがコンバータ３のスイッチング素子
をスイッチング制御する電流制御ループを構成してい
る。
電流ＩR は、近似微分器８０６で微分され、バンドパス
フィルタ８０７にて共振周波数成分のみ検出されて、比
例器８０８にてゲインＫが乗じられる。そして、その比
例器８０８の出力を上記コンバータ電流指令ＩA ＊より
減算器８２３にて減算している。さらに、この減算器８
２３の出力と電流検出器９０１で検出したコンバータ電
流ＩA が一致するように、電流制御増幅器８０２とＰＷ
Ｍ変調回路８０１とがコンバータ３のスイッチング素子
をスイッチング制御する電流制御ループを構成してい
る。
【００２３】ここで、例えば、図１に示すコンバータ３
とリアクトル４を電流源として置き換えると、図２に示
すように構成される。図２において、７は系統のリアク
タンス成分を表すリアクトル（以下、このリアクトル７
をリアクタンス成分７とも称す）、８は上記コンバータ
３とリアクトル４を置き換えた電流源であり、コンデン
サ５の電圧をＶC 、系統のリアクトル７のインダクタン
スをＬ、コンデンサ５のキャパシタンスをＣとしたと
き、伝達関数を考えると、下式（１）と（２）が成立す
る。 Ｌ・（ｄＩR ／ｄｔ）＝ＶR −ＶC ・・・（１） Ｃ・（ｄＶC ／ｄｔ）＝ＩR ＋ＩA ・・・（２） また、式（１）と（２）より、入力電圧ＶR は、 ＶR ＝｛ＬＣＳ2 −Ｌ・（ＩA ／ＶC ）・Ｓ＋１｝ＶC ・・・（３） ここで、Ｓはラプラス演算子 となる。
とリアクトル４を電流源として置き換えると、図２に示
すように構成される。図２において、７は系統のリアク
タンス成分を表すリアクトル（以下、このリアクトル７
をリアクタンス成分７とも称す）、８は上記コンバータ
３とリアクトル４を置き換えた電流源であり、コンデン
サ５の電圧をＶC 、系統のリアクトル７のインダクタン
スをＬ、コンデンサ５のキャパシタンスをＣとしたと
き、伝達関数を考えると、下式（１）と（２）が成立す
る。 Ｌ・（ｄＩR ／ｄｔ）＝ＶR −ＶC ・・・（１） Ｃ・（ｄＶC ／ｄｔ）＝ＩR ＋ＩA ・・・（２） また、式（１）と（２）より、入力電圧ＶR は、 ＶR ＝｛ＬＣＳ2 −Ｌ・（ＩA ／ＶC ）・Ｓ＋１｝ＶC ・・・（３） ここで、Ｓはラプラス演算子 となる。
【００２４】また、図１により、入力電流ＩR を近似微
分器８０６で微分し、バンドパスフィルタ８０７を介し
て比例器８０８にてゲインＫを乗じたものをコンバータ
電流指令ＩA＊ より減算器８２３で減算しており、コン
バータ電流ＩA は、減算器８２３の出力と一致するよう
に流れるため、上記バンドパスフィルタ８０７の伝達関
数をｆ(Ｓ)とすると、コンバータ電流ＩA は、式（４）
のようになる。 ＩA ＝ＫＩRＳｆ(Ｓ)＝（Ｋ／Ｌ）・（ＶR−ＶC）ｆ(Ｓ) ・・・（４） そして、式（４）に式（３）を代入すると、入力電圧Ｖ
R は、 ＶR ＝{ＬＣＳ2-Ｋ(ＶR／ＶC)ｆ(Ｓ)Ｓ+Ｋｆ(Ｓ)Ｓ+１}ＶC ・・・（５） となる。
分器８０６で微分し、バンドパスフィルタ８０７を介し
て比例器８０８にてゲインＫを乗じたものをコンバータ
電流指令ＩA＊ より減算器８２３で減算しており、コン
バータ電流ＩA は、減算器８２３の出力と一致するよう
に流れるため、上記バンドパスフィルタ８０７の伝達関
数をｆ(Ｓ)とすると、コンバータ電流ＩA は、式（４）
のようになる。 ＩA ＝ＫＩRＳｆ(Ｓ)＝（Ｋ／Ｌ）・（ＶR−ＶC）ｆ(Ｓ) ・・・（４） そして、式（４）に式（３）を代入すると、入力電圧Ｖ
R は、 ＶR ＝{ＬＣＳ2-Ｋ(ＶR／ＶC)ｆ(Ｓ)Ｓ+Ｋｆ(Ｓ)Ｓ+１}ＶC ・・・（５） となる。
【００２５】ところで、上記バンドパスフィルタ８０７
は、共振電流成分のみ通過させるフィルタなので、共振
電流成分の周波数帯において、伝達関数ｆ（Ｓ）は、ｆ
（Ｓ）＝１で、それ以外の周波数帯では、ｆ（Ｓ）＝０
となるため、式（５）は次のようになる。共振周波数帯
では、 ＶC／ＶR ＝（１＋ＫＳ）／（ＬＣＳ2 ＋ＫＳ＋１） ・・・（６） それ以外の周波数帯では、 ＶC／ＶR ＝１＋（ＬＣＳ2 ＋１） ・・・（７） となる。従って、式（６）より、共振周波数帯において
は、Ｋの値を選ぶことによりダンピングがかかり、共振
を抑えることができることになる。
は、共振電流成分のみ通過させるフィルタなので、共振
電流成分の周波数帯において、伝達関数ｆ（Ｓ）は、ｆ
（Ｓ）＝１で、それ以外の周波数帯では、ｆ（Ｓ）＝０
となるため、式（５）は次のようになる。共振周波数帯
では、 ＶC／ＶR ＝（１＋ＫＳ）／（ＬＣＳ2 ＋ＫＳ＋１） ・・・（６） それ以外の周波数帯では、 ＶC／ＶR ＝１＋（ＬＣＳ2 ＋１） ・・・（７） となる。従って、式（６）より、共振周波数帯において
は、Ｋの値を選ぶことによりダンピングがかかり、共振
を抑えることができることになる。
【００２６】従って、上記実施例１によれば、コンバー
タ３にフィルタを介して流れる電流値を電流指令値に一
致すべくそれらの差に応じた値に基づいてコンバータ３
のスイッチング素子を制御する電流制御ループを構成し
た電力変換器の制御装置において、入力電流の共振電流
成分に応じてコンバータの電流指令値を変化させるよう
にしたので、ＬＣ共振を抑えることができるという効果
がある。
タ３にフィルタを介して流れる電流値を電流指令値に一
致すべくそれらの差に応じた値に基づいてコンバータ３
のスイッチング素子を制御する電流制御ループを構成し
た電力変換器の制御装置において、入力電流の共振電流
成分に応じてコンバータの電流指令値を変化させるよう
にしたので、ＬＣ共振を抑えることができるという効果
がある。
【００２７】実施例２．次に、図３は実施例２に係る電
力変換器の制御装置を示す構成図である。図３におい
て、図１に示す実施例１と同一符号は同一部分を示し、
その説明は省略する。この実施例２において、実施例１
と異なる点は、実施例１の電流検出器９０３の代わり
に、新たな構成として、フィルタを構成するコンデンサ
５に流れる電流を検出する電流検出器９０５を設けた点
であり、この電流検出器９０５によって検出されるコン
デンサ電流ＩC が微分器８０６への入力となり、共振電
流成分が検出されるようになっており、その共振電流成
分に応じて電流指令値を変化させるようになっている。
その他は実施例１と同様である。
力変換器の制御装置を示す構成図である。図３におい
て、図１に示す実施例１と同一符号は同一部分を示し、
その説明は省略する。この実施例２において、実施例１
と異なる点は、実施例１の電流検出器９０３の代わり
に、新たな構成として、フィルタを構成するコンデンサ
５に流れる電流を検出する電流検出器９０５を設けた点
であり、この電流検出器９０５によって検出されるコン
デンサ電流ＩC が微分器８０６への入力となり、共振電
流成分が検出されるようになっており、その共振電流成
分に応じて電流指令値を変化させるようになっている。
その他は実施例１と同様である。
【００２８】次に、上記実施例２に係る動作について説
明する。図３において、系統のリアクタンス成分７とフ
ィルタのコンデンサ５との間で起こる共振電流はコンデ
ンサ５に流れ込むため、コンデンサ電流ＩC を検出する
ことにより、系統のリアクタンス成分７とフィルタのコ
ンデンサ５との間で起こる共振を制御することができる
ので、電流検出器９０５によりコンデンサ電流ＩC を検
出し、近似微分器８０６で微分して、バンドパスフィル
タ８０７にて共振周波数成分のみを検出し、比例器８０
８にてゲインＫを乗じ、これをコンバータ電流指令ＩA
＊ より減算器８２３にて減算している。
明する。図３において、系統のリアクタンス成分７とフ
ィルタのコンデンサ５との間で起こる共振電流はコンデ
ンサ５に流れ込むため、コンデンサ電流ＩC を検出する
ことにより、系統のリアクタンス成分７とフィルタのコ
ンデンサ５との間で起こる共振を制御することができる
ので、電流検出器９０５によりコンデンサ電流ＩC を検
出し、近似微分器８０６で微分して、バンドパスフィル
タ８０７にて共振周波数成分のみを検出し、比例器８０
８にてゲインＫを乗じ、これをコンバータ電流指令ＩA
＊ より減算器８２３にて減算している。
【００２９】そして、減算器８２３で得られた電流指令
は、さらに、減算器８２１に入力して、電流制御ループ
中で、減算器８２３の出力と電流検出器９０１で検出し
たコンバータ電流ＩA が一致するように、電流制御増幅
器８０２とＰＷＭ変調回路８０１とがコンバータ３のス
イッチング素子をスイッチング制御する。
は、さらに、減算器８２１に入力して、電流制御ループ
中で、減算器８２３の出力と電流検出器９０１で検出し
たコンバータ電流ＩA が一致するように、電流制御増幅
器８０２とＰＷＭ変調回路８０１とがコンバータ３のス
イッチング素子をスイッチング制御する。
【００３０】従って、この実施例２の構成では、コンデ
ンサ電流ＩC を検出することにより系統のリアクタンス
成分７とフィルタのコンデンサ５との間で起こる共振を
制御することができるので、実施例１の如く、入力電流
ＩR を検出して系統のリアクタンス成分７とフィルタの
コンデンサ５との間で起こる共振を制御するよりも、電
流検出器９０５の定格を小さくすることができ、実施例
１の効果に加え、コストを下げる効果がある。
ンサ電流ＩC を検出することにより系統のリアクタンス
成分７とフィルタのコンデンサ５との間で起こる共振を
制御することができるので、実施例１の如く、入力電流
ＩR を検出して系統のリアクタンス成分７とフィルタの
コンデンサ５との間で起こる共振を制御するよりも、電
流検出器９０５の定格を小さくすることができ、実施例
１の効果に加え、コストを下げる効果がある。
【００３１】実施例３．次に、図４は実施例３に係る電
力変換器の制御装置を示す構成図である。図４におい
て、図１に示す実施例１と同一符号は同一部分を示し、
その説明は省略する。実施例１と異なる点は、交流電源
６とフィルタとの間にリアクトル９を追加すると共に、
コンデンサ電圧ＶC を検出する電圧検出器９０４を追加
し、さらに、電圧検出器９０２で検出した入力電圧ＶR
から上記電圧検出器９０４で検出したコンデンサ電圧Ｖ
C を減算した結果をバンドパスフィルタ８０７に入力す
る減算器８２７を追加した点と、近似微分器８０６を抹
消すると共に、入力電流ＩR を検出する電流検出器９０
３とを抹消した点であり、その他は実施例１と同様であ
る。
力変換器の制御装置を示す構成図である。図４におい
て、図１に示す実施例１と同一符号は同一部分を示し、
その説明は省略する。実施例１と異なる点は、交流電源
６とフィルタとの間にリアクトル９を追加すると共に、
コンデンサ電圧ＶC を検出する電圧検出器９０４を追加
し、さらに、電圧検出器９０２で検出した入力電圧ＶR
から上記電圧検出器９０４で検出したコンデンサ電圧Ｖ
C を減算した結果をバンドパスフィルタ８０７に入力す
る減算器８２７を追加した点と、近似微分器８０６を抹
消すると共に、入力電流ＩR を検出する電流検出器９０
３とを抹消した点であり、その他は実施例１と同様であ
る。
【００３２】通常、系統のリアクタンス成分７が不明の
場合が多い為、共振周波数が特定できない。そこで、図
４の構成においては、装置の中に系統のリアクタンス成
分より十分大きな容量をもつリアクトル９を追加し、電
圧検出器９０２で検出した入力電圧ＶR から電圧検出器
９０４で検出したコンデンサ電圧ＶC を減算器８２７で
減算してリアクトル９にかかる電圧ＶL を求めている。
このリアクトル９にかかる電圧ＶL は、入力電流ＩR を
微分したものであるため、実施例１の近似微分器なし
で、入力電流ＩR の微分値を求めることができる。
場合が多い為、共振周波数が特定できない。そこで、図
４の構成においては、装置の中に系統のリアクタンス成
分より十分大きな容量をもつリアクトル９を追加し、電
圧検出器９０２で検出した入力電圧ＶR から電圧検出器
９０４で検出したコンデンサ電圧ＶC を減算器８２７で
減算してリアクトル９にかかる電圧ＶL を求めている。
このリアクトル９にかかる電圧ＶL は、入力電流ＩR を
微分したものであるため、実施例１の近似微分器なし
で、入力電流ＩR の微分値を求めることができる。
【００３３】この減算器８２７の出力を、バンドパスフ
ィルタ８０７にて共振周波数成分のみ検出し、比例器８
０８にてゲインＫを乗じ、これをコンバータ電流指令Ｉ
A＊より減算器８２３にて減算している。この減算器８
２３の出力と電流検出器９０１で検出したコンバータ電
流ＩA が一致するように、電流制御増幅器８０２とＰＷ
Ｍ変調回路８０１とがコンバータ３のスイッチングを制
御し、電流制御ループを構成している。
ィルタ８０７にて共振周波数成分のみ検出し、比例器８
０８にてゲインＫを乗じ、これをコンバータ電流指令Ｉ
A＊より減算器８２３にて減算している。この減算器８
２３の出力と電流検出器９０１で検出したコンバータ電
流ＩA が一致するように、電流制御増幅器８０２とＰＷ
Ｍ変調回路８０１とがコンバータ３のスイッチングを制
御し、電流制御ループを構成している。
【００３４】従って、実施例３の構成では、交流電源６
とフィルタとの間にリアクトル９を追加することによ
り、共振周波数が限定でき、また、リアクトル９にかか
る電圧ＶL を求めることにより近似微分器を必要としな
いため、共振制御の設計が簡単である。すなわち、リア
クトル電圧により共振成分を検出し、その共振成分に応
じてコンバータ電流指令を変化させるので、実施例１の
効果に加え、制御装置が簡単に構成できるという効果が
ある。
とフィルタとの間にリアクトル９を追加することによ
り、共振周波数が限定でき、また、リアクトル９にかか
る電圧ＶL を求めることにより近似微分器を必要としな
いため、共振制御の設計が簡単である。すなわち、リア
クトル電圧により共振成分を検出し、その共振成分に応
じてコンバータ電流指令を変化させるので、実施例１の
効果に加え、制御装置が簡単に構成できるという効果が
ある。
【００３５】実施例４．次に、図５は実施例４に係る電
力変換器の制御装置を示す構成図である。図５におい
て、図１に示す実施例１と同一符号は同一部分を示し、
１は負荷、２は負荷１に供給される直流電圧を平滑にす
るコンデンサ、３はコンバータの主回路、４と５は交流
電源６と上記コンバータ３との間に設けられたフィルタ
用リアクトルとコンデンサであり、また、９０１はコン
バータ電流ＩA を検出する電流検出器、９０２は入力電
圧ＶR を検出する電圧検出器である。
力変換器の制御装置を示す構成図である。図５におい
て、図１に示す実施例１と同一符号は同一部分を示し、
１は負荷、２は負荷１に供給される直流電圧を平滑にす
るコンデンサ、３はコンバータの主回路、４と５は交流
電源６と上記コンバータ３との間に設けられたフィルタ
用リアクトルとコンデンサであり、また、９０１はコン
バータ電流ＩA を検出する電流検出器、９０２は入力電
圧ＶR を検出する電圧検出器である。
【００３６】また、図中、８００番台の符号は上記コン
バータ３の制御装置の構成要素であることを示し、８０
１はコンバータ電圧指令ＶA ＊に基づいて上記コンバー
タ３をパルス幅変調制御するための制御出力ＰＷＭＯを
送出するＰＷＭ変調回路、８０２はコンバータ電流を制
御すべく後述する減算器８２１の出力に応じた上記ＰＷ
Ｍ変調回路８０１へのコンバータ電圧指令ＶA ＊を得る
電流制御増幅器、８０３は電圧検出器９０２による検出
電圧に基づいて交流入力ＶR の位相Φを得る位相同期回
路である。
バータ３の制御装置の構成要素であることを示し、８０
１はコンバータ電圧指令ＶA ＊に基づいて上記コンバー
タ３をパルス幅変調制御するための制御出力ＰＷＭＯを
送出するＰＷＭ変調回路、８０２はコンバータ電流を制
御すべく後述する減算器８２１の出力に応じた上記ＰＷ
Ｍ変調回路８０１へのコンバータ電圧指令ＶA ＊を得る
電流制御増幅器、８０３は電圧検出器９０２による検出
電圧に基づいて交流入力ＶR の位相Φを得る位相同期回
路である。
【００３７】さらに、８０４は入力電圧ＶR と同位相の
交流正弦波基準信号ｓｉｎΦを得る交流正弦波基準発振
回路、８０５は振幅指令を送出する振幅指令発生回路、
８２１は上記交流正弦波基準発振回路８０４からの交流
正弦波基準信号ｓｉｎΦに上記振幅指令発生回路８０５
からの振幅指令を乗算する乗算器８２２で得られるコン
バータ電流指令ＩA ＊と電流検出器９０１で検出される
コンバータ電流ＩA との差を得る減算器で、その差信号
を上記電流制御増幅器８０２に与えることにより、電流
制御ループを構成している。
交流正弦波基準信号ｓｉｎΦを得る交流正弦波基準発振
回路、８０５は振幅指令を送出する振幅指令発生回路、
８２１は上記交流正弦波基準発振回路８０４からの交流
正弦波基準信号ｓｉｎΦに上記振幅指令発生回路８０５
からの振幅指令を乗算する乗算器８２２で得られるコン
バータ電流指令ＩA ＊と電流検出器９０１で検出される
コンバータ電流ＩA との差を得る減算器で、その差信号
を上記電流制御増幅器８０２に与えることにより、電流
制御ループを構成している。
【００３８】また、新たな構成として、８１５は装置が
停止する前に停止予告信号を振幅指令発生回路８０５に
送出することによりコンバータ電流を零にし、系統のリ
アクタンス成分７に蓄えられたエネルギーまたはフィル
タのリアクトル４に蓄えられたエネルギーをコンバータ
３が吸収してから装置を停止させてコンデンサ５が過電
圧にならないようにするための停止予告回路である。
停止する前に停止予告信号を振幅指令発生回路８０５に
送出することによりコンバータ電流を零にし、系統のリ
アクタンス成分７に蓄えられたエネルギーまたはフィル
タのリアクトル４に蓄えられたエネルギーをコンバータ
３が吸収してから装置を停止させてコンデンサ５が過電
圧にならないようにするための停止予告回路である。
【００３９】次に、上記実施例４の構成に係る動作につ
いて説明する。交流電源６からの入力電圧ＶR は電圧検
出器９０２で検出され、位相同期回路８０３で入力電圧
ＶR の位相Φが検出され、これを交流正弦波基準発振回
路８０４に入力することにより、入力電圧ＶR と同位相
の交流正弦波基準信号ｓｉｎΦが得られる。そして、振
幅指令発生回路８０５の出力と上記交流正弦波基準発振
回路８０４の出力とを乗算器８２２で乗算することによ
り、コンバータ電流指令ＩA ＊が得られる。
いて説明する。交流電源６からの入力電圧ＶR は電圧検
出器９０２で検出され、位相同期回路８０３で入力電圧
ＶR の位相Φが検出され、これを交流正弦波基準発振回
路８０４に入力することにより、入力電圧ＶR と同位相
の交流正弦波基準信号ｓｉｎΦが得られる。そして、振
幅指令発生回路８０５の出力と上記交流正弦波基準発振
回路８０４の出力とを乗算器８２２で乗算することによ
り、コンバータ電流指令ＩA ＊が得られる。
【００４０】このコンバータ電流指令ＩA ＊と電流検出
器９０１で検出したコンバータ電流ＩA を一致すべく、
電流制御増幅器８０２とＰＷＭ変調回路８０１とによっ
てコンバータ３のスイッチングを制御するようにして、
電流制御ループを構成している。従って、定常状態にお
いては、負荷１への供給電力を交流電源６から力率１の
正弦波電流で供給することができる。
器９０１で検出したコンバータ電流ＩA を一致すべく、
電流制御増幅器８０２とＰＷＭ変調回路８０１とによっ
てコンバータ３のスイッチングを制御するようにして、
電流制御ループを構成している。従って、定常状態にお
いては、負荷１への供給電力を交流電源６から力率１の
正弦波電流で供給することができる。
【００４１】また、負荷１に電力を供給しているときに
装置を停止する場合、装置の停止手順として、装置が停
止する前に、停止予告回路８１５から停止予告信号を振
幅指令発生回路８０５に出力することにより、振幅指令
発生回路８０５は零を出力し、振幅指令発生回路８０５
から出力が零になることによりコンバータ電流指令ＩA
＊が零になり、このため、コンバータ電流ＩA が零にな
り、コンバータ電流ＩA を零にしてから装置を停止させ
る。
装置を停止する場合、装置の停止手順として、装置が停
止する前に、停止予告回路８１５から停止予告信号を振
幅指令発生回路８０５に出力することにより、振幅指令
発生回路８０５は零を出力し、振幅指令発生回路８０５
から出力が零になることによりコンバータ電流指令ＩA
＊が零になり、このため、コンバータ電流ＩA が零にな
り、コンバータ電流ＩA を零にしてから装置を停止させ
る。
【００４２】このように、コンバータ電流ＩA を零にし
てから装置を停止させるということは、装置が停止する
前に、装置が負荷１に電力を供給しているときに系統の
リアクタンス成分７に蓄えられたエネルギーまたはフィ
ルタのリアクトル４に蓄えられてエネルギーをコンバー
タ３が吸収することになる。このため、系統のリアクタ
ンス成分７に蓄えられたエネルギーまたはフィルタのリ
アクトル４に蓄えられたエネルギーをコンバータ３が吸
収してから装置を停止することになるので、コンデンサ
５に流れ込むことはなく、コンデンサ５は過電圧になら
ない。
てから装置を停止させるということは、装置が停止する
前に、装置が負荷１に電力を供給しているときに系統の
リアクタンス成分７に蓄えられたエネルギーまたはフィ
ルタのリアクトル４に蓄えられてエネルギーをコンバー
タ３が吸収することになる。このため、系統のリアクタ
ンス成分７に蓄えられたエネルギーまたはフィルタのリ
アクトル４に蓄えられたエネルギーをコンバータ３が吸
収してから装置を停止することになるので、コンデンサ
５に流れ込むことはなく、コンデンサ５は過電圧になら
ない。
【００４３】従って、実施例４によれば、装置が停止す
る前に、停止予告回路８１５から停止予告信号を振幅指
令発生回路８０５に出力することにより、コンバータ電
流を零にして、系統のリアクタンス成分７に蓄えられた
エネルギーまたはフィルタのリアクトル４に蓄えられた
エネルギーをコンバータ３が吸収してから装置を停止す
るので、コンデンサ５が過電圧にならないという効果が
ある。
る前に、停止予告回路８１５から停止予告信号を振幅指
令発生回路８０５に出力することにより、コンバータ電
流を零にして、系統のリアクタンス成分７に蓄えられた
エネルギーまたはフィルタのリアクトル４に蓄えられた
エネルギーをコンバータ３が吸収してから装置を停止す
るので、コンデンサ５が過電圧にならないという効果が
ある。
【００４４】実施例５．次に、図６は実施例５に係る電
力変換装置の制御装置を示す構成図である。図６におい
て、図５に示す実施例４と同一符号は同一部分を示し、
その説明は省略する。この実施例５において、実施例４
と異なるのは、系統から装置を切り離す開閉ステッチ１
０と、開閉ステッチ１０が開いたことを検出する開閉検
出回路８１０と、開閉検出回路８１０の出力によりオン
制御されるスイッチ８１１と、入力電圧指令ＶR ＊を発
生する入力電圧指令発生回路８１２とを追加している。
力変換装置の制御装置を示す構成図である。図６におい
て、図５に示す実施例４と同一符号は同一部分を示し、
その説明は省略する。この実施例５において、実施例４
と異なるのは、系統から装置を切り離す開閉ステッチ１
０と、開閉ステッチ１０が開いたことを検出する開閉検
出回路８１０と、開閉検出回路８１０の出力によりオン
制御されるスイッチ８１１と、入力電圧指令ＶR ＊を発
生する入力電圧指令発生回路８１２とを追加している。
【００４５】また、上記入力電圧指令発生回路８１２か
らの入力電圧指令ＶR ＊の値から電圧検出器９０２によ
る検出電圧値を減算する減算器８２５と、入力電圧を制
御すべく上記減算器８２５の出力に応じた制御電流を出
力する電圧制御増幅器８０９と、乗算器８２２の出力に
上記電圧制御増幅器８０９の出力を加算して減算器８２
１への入力とする加算器８２４とを追加した点であり、
その他は実施例４と同様である。
らの入力電圧指令ＶR ＊の値から電圧検出器９０２によ
る検出電圧値を減算する減算器８２５と、入力電圧を制
御すべく上記減算器８２５の出力に応じた制御電流を出
力する電圧制御増幅器８０９と、乗算器８２２の出力に
上記電圧制御増幅器８０９の出力を加算して減算器８２
１への入力とする加算器８２４とを追加した点であり、
その他は実施例４と同様である。
【００４６】次に、上記構成に係る動作について説明す
る。図６において、負荷１に電力を供給しているときに
装置を停止する場合、装置が停止する前に、停止予告回
路８１５から停止予告信号を振幅指令発生回路８０５に
出力することにより、振幅指令発生回路８０５は零を出
力し、コンバータ電流ＩA を零にし、装置を停止させ
る。
る。図６において、負荷１に電力を供給しているときに
装置を停止する場合、装置が停止する前に、停止予告回
路８１５から停止予告信号を振幅指令発生回路８０５に
出力することにより、振幅指令発生回路８０５は零を出
力し、コンバータ電流ＩA を零にし、装置を停止させ
る。
【００４７】このように装置を停止させることにより、
装置が停止する前に、装置が負荷１に電力を供給してい
るときに系統のリアクタンス成分７に蓄えられたエネル
ギーまたはフィルタのリアクトル４に蓄えられたエネル
ギーをコンバータ３が吸収するが、系統にフィルタのコ
ンデンサ５がつながっているため、系統よりコンデンサ
５を充電する。
装置が停止する前に、装置が負荷１に電力を供給してい
るときに系統のリアクタンス成分７に蓄えられたエネル
ギーまたはフィルタのリアクトル４に蓄えられたエネル
ギーをコンバータ３が吸収するが、系統にフィルタのコ
ンデンサ５がつながっているため、系統よりコンデンサ
５を充電する。
【００４８】そこで、開閉スイッチ１０を開くことによ
り、系統から装置を切り離すと、開閉検出回路８１０に
より開閉スイッチ１０が開いたことが検出され、開閉検
出回路８１０の出力によりスイッチ８１１をオンさせ
る。このスイッチ８１１のオンにより、入力電圧指令発
生回路８１２からの入力電圧指令ＶR ＊と電圧検出器９
０２により検出される入力電圧ＶR が一致するように電
圧制御増幅器８０９が制御され、加算器８２４により乗
算器８２２から出力されるコンバータ電流指令ＩA ＊に
上記電圧制御増幅器８０９の出力が加算されて、新たな
コンバータ電流指令が得られる。
り、系統から装置を切り離すと、開閉検出回路８１０に
より開閉スイッチ１０が開いたことが検出され、開閉検
出回路８１０の出力によりスイッチ８１１をオンさせ
る。このスイッチ８１１のオンにより、入力電圧指令発
生回路８１２からの入力電圧指令ＶR ＊と電圧検出器９
０２により検出される入力電圧ＶR が一致するように電
圧制御増幅器８０９が制御され、加算器８２４により乗
算器８２２から出力されるコンバータ電流指令ＩA ＊に
上記電圧制御増幅器８０９の出力が加算されて、新たな
コンバータ電流指令が得られる。
【００４９】そして、この新たなコンバータ電流指令と
電流検出器９０１で検出したコンバータ電流ＩA が一致
すべく、減算器８２１の出力に基づき電流制御増幅器８
０２とＰＷＭ変調回路８０１とによってコンバータ３の
スイッチングを制御するようにして、電流制御ループを
構成し、コンデンサ５にかかる電圧を制御することによ
り、コンデンサ５が過電圧にならないようにする。
電流検出器９０１で検出したコンバータ電流ＩA が一致
すべく、減算器８２１の出力に基づき電流制御増幅器８
０２とＰＷＭ変調回路８０１とによってコンバータ３の
スイッチングを制御するようにして、電流制御ループを
構成し、コンデンサ５にかかる電圧を制御することによ
り、コンデンサ５が過電圧にならないようにする。
【００５０】従って、実施例５によれば、装置が停止す
る前に、停止予告回路８１５から停止予告信号を振幅指
令発生回路８０５に出力することにより、コンバータ電
流を零にしてから系統から装置を切り離し、コンデンサ
５にかかる電圧を制御するので、コンデンサ５が過電圧
になることはないという効果がある。
る前に、停止予告回路８１５から停止予告信号を振幅指
令発生回路８０５に出力することにより、コンバータ電
流を零にしてから系統から装置を切り離し、コンデンサ
５にかかる電圧を制御するので、コンデンサ５が過電圧
になることはないという効果がある。
【００５１】実施例６．次に、図７は実施例６に係る電
力変換器の制御装置を示す構成図である。図７におい
て、図６に示す実施例５と同一符号は同一部分を示し、
その説明は省略する。この実施例６において、実施例５
と異なる点は、入力電流を制御すべく上記減算器８２６
からの出力に応じた入力電圧指令ＶR ＊を得る電流制御
増幅器８１３と、零電流の入力電流指令ＩR ＊を発生す
る入力電流指令発生回路８１４と、この入力電流指令発
生回路８１４からの入力電流指令ＩR ＊から電流検出器
９０３により検出される入力電流ＩR を減算する減算器
８２６とを追加した点と、開閉スイッチ１０及び開閉検
出回路８１０を抹消した点、さらに、スイッチ８１１を
停止予告回路８１５の停止予告信号に基づいてオン制御
する構成とした点であり、その他は実施例５と同様であ
る。
力変換器の制御装置を示す構成図である。図７におい
て、図６に示す実施例５と同一符号は同一部分を示し、
その説明は省略する。この実施例６において、実施例５
と異なる点は、入力電流を制御すべく上記減算器８２６
からの出力に応じた入力電圧指令ＶR ＊を得る電流制御
増幅器８１３と、零電流の入力電流指令ＩR ＊を発生す
る入力電流指令発生回路８１４と、この入力電流指令発
生回路８１４からの入力電流指令ＩR ＊から電流検出器
９０３により検出される入力電流ＩR を減算する減算器
８２６とを追加した点と、開閉スイッチ１０及び開閉検
出回路８１０を抹消した点、さらに、スイッチ８１１を
停止予告回路８１５の停止予告信号に基づいてオン制御
する構成とした点であり、その他は実施例５と同様であ
る。
【００５２】次に、上記構成に係る動作について説明す
る。図７において、装置が停止する前に、停止予告回路
８１５からの停止予告信号によりスイッチ８１１がオン
する。スイッチ８１１がオンすることにより、零電流指
令を出している入力電流指令発生回路８１４からの入力
電流指令ＩR ＊と電流検出器９０３で検出した入力電流
ＩR が一致するように、電流制御増幅器８１３が制御す
る。
る。図７において、装置が停止する前に、停止予告回路
８１５からの停止予告信号によりスイッチ８１１がオン
する。スイッチ８１１がオンすることにより、零電流指
令を出している入力電流指令発生回路８１４からの入力
電流指令ＩR ＊と電流検出器９０３で検出した入力電流
ＩR が一致するように、電流制御増幅器８１３が制御す
る。
【００５３】これにより、電流制御増幅器８１３の出力
と電圧検出器９０２による入力電圧とが減算器８２５に
より減算され、その出力に応じて電圧制御増幅器８０９
は制御電流を加算器８２４に送出し、加算器８２４によ
り、乗算器８２２から出力されるコンバータ電流指令Ｉ
A ＊に上記電圧制御増幅器８０９の出力を加算して、新
たなコンバータ電流指令が得られる。
と電圧検出器９０２による入力電圧とが減算器８２５に
より減算され、その出力に応じて電圧制御増幅器８０９
は制御電流を加算器８２４に送出し、加算器８２４によ
り、乗算器８２２から出力されるコンバータ電流指令Ｉ
A ＊に上記電圧制御増幅器８０９の出力を加算して、新
たなコンバータ電流指令が得られる。
【００５４】そして、この新たなコンバータ電流指令と
電流検出器９０１で検出したコンバータ電流ＩA が一致
すべく、減算器８２１の出力に基づき電流制御増幅器８
０２とＰＷＭ変調回路８０１とによってコンバータ３の
スイッチングを制御するようにして、電流制御ループを
構成する。すなわち、装置が停止する前に、入力電流Ｉ
R を零電流にしてから装置を停止する。このため、系統
から装置を切り離さなくても系統からコンデンサ５を充
電することはなく、装置を停止しても、コンデンサ５は
過電圧になることがない。
電流検出器９０１で検出したコンバータ電流ＩA が一致
すべく、減算器８２１の出力に基づき電流制御増幅器８
０２とＰＷＭ変調回路８０１とによってコンバータ３の
スイッチングを制御するようにして、電流制御ループを
構成する。すなわち、装置が停止する前に、入力電流Ｉ
R を零電流にしてから装置を停止する。このため、系統
から装置を切り離さなくても系統からコンデンサ５を充
電することはなく、装置を停止しても、コンデンサ５は
過電圧になることがない。
【００５５】従って、上記実施例６によれば、装置が停
止する前に、停止予告回路８１５からの停止予告信号に
より入力電流を零にしてから装置を停止するため、系統
から装置を切り離さなくても系統からコンデンサ５を充
電することはなく、装置を停止させても、コンデンサ５
は過電圧にならないという効果がある。
止する前に、停止予告回路８１５からの停止予告信号に
より入力電流を零にしてから装置を停止するため、系統
から装置を切り離さなくても系統からコンデンサ５を充
電することはなく、装置を停止させても、コンデンサ５
は過電圧にならないという効果がある。
【００５６】実施例７．次に、図８は実施例７に係る電
力変換器の制御装置を示す構成図である。図８におい
て、１は負荷、２は負荷１に供給される直流電圧を平滑
にするコンデンサ、３はコンバータの主回路、４と５は
交流電源６と上記コンバータ３との間に設けられたフィ
ルタ用リアクトルとコンデンサ、９は交流電源６とフィ
ルタとの間に設けられたリアクトルであり、また、９０
１はコンバータ電流ＩA を検出する電流検出器、９０２
は入力電圧ＶR を検出する電圧検出器、９０３は交流電
源６とリアクトル４とコンデンサ５でなるフィルタとの
間に設けられて入力電流ＩR を検出する電流検出器、９
０４はフィルタのコンデンサ電圧を検出する電圧検出器
である。
力変換器の制御装置を示す構成図である。図８におい
て、１は負荷、２は負荷１に供給される直流電圧を平滑
にするコンデンサ、３はコンバータの主回路、４と５は
交流電源６と上記コンバータ３との間に設けられたフィ
ルタ用リアクトルとコンデンサ、９は交流電源６とフィ
ルタとの間に設けられたリアクトルであり、また、９０
１はコンバータ電流ＩA を検出する電流検出器、９０２
は入力電圧ＶR を検出する電圧検出器、９０３は交流電
源６とリアクトル４とコンデンサ５でなるフィルタとの
間に設けられて入力電流ＩR を検出する電流検出器、９
０４はフィルタのコンデンサ電圧を検出する電圧検出器
である。
【００５７】また、図中、８００番台の符号は上記コン
バータ３の制御装置の構成要素であることを示し、８０
１はコンバータ電圧指令ＶA ＊に基づいて上記コンバー
タ３をパルス幅変調制御するための制御出力ＰＷＭＯを
送出するＰＷＭ変調回路、８０２はコンバータ電流を制
御すべく後述する減算器８２１の出力に応じた上記ＰＷ
Ｍ変調回路８０１へのコンバータ電圧指令ＶA ＊を得る
電流制御増幅器、８０３は電圧検出器９０２による検出
電圧に基づいて交流入力ＶR の位相Φを得る位相同期回
路である。
バータ３の制御装置の構成要素であることを示し、８０
１はコンバータ電圧指令ＶA ＊に基づいて上記コンバー
タ３をパルス幅変調制御するための制御出力ＰＷＭＯを
送出するＰＷＭ変調回路、８０２はコンバータ電流を制
御すべく後述する減算器８２１の出力に応じた上記ＰＷ
Ｍ変調回路８０１へのコンバータ電圧指令ＶA ＊を得る
電流制御増幅器、８０３は電圧検出器９０２による検出
電圧に基づいて交流入力ＶR の位相Φを得る位相同期回
路である。
【００５８】また、８０４は入力電圧ＶR と同位相の交
流正弦波基準信号ｓｉｎΦを得る交流正弦波基準発振回
路、８０５は振幅指令を送出する振幅指令発生回路で、
後述する停止予告回路８１５からの停止予告信号が送出
されたときには、零の出力を出力する。８０９はコンデ
ンサ電圧ＶC を制御すべく後述する減算器８２５の出力
に応じたコンバータ電流指令ＩA ＊を出力する電圧制御
増幅器、８１３は入力電流ＩR を制御すべく後述する減
算器８２６からの出力に応じたコンデンサ電圧指令ＶC
＊得る電流制御増幅器である。
流正弦波基準信号ｓｉｎΦを得る交流正弦波基準発振回
路、８０５は振幅指令を送出する振幅指令発生回路で、
後述する停止予告回路８１５からの停止予告信号が送出
されたときには、零の出力を出力する。８０９はコンデ
ンサ電圧ＶC を制御すべく後述する減算器８２５の出力
に応じたコンバータ電流指令ＩA ＊を出力する電圧制御
増幅器、８１３は入力電流ＩR を制御すべく後述する減
算器８２６からの出力に応じたコンデンサ電圧指令ＶC
＊得る電流制御増幅器である。
【００５９】また、８１５は装置が停止する前に停止予
告信号を振幅指令発生回路８０５に送出することにより
入力電流指令ＩR ＊を零にしてから装置を停止させてコ
ンデンサ５が過電圧にならないようにするための停止予
告回路、８２１は上記電流制御増幅器８０９で得られる
コンバータ電流指令ＩA ＊と電流検出器９０１で検出さ
れるコンバータ電流ＩA との差を得てその差電流を上記
電流制御増幅器８０２に与える減算器である。
告信号を振幅指令発生回路８０５に送出することにより
入力電流指令ＩR ＊を零にしてから装置を停止させてコ
ンデンサ５が過電圧にならないようにするための停止予
告回路、８２１は上記電流制御増幅器８０９で得られる
コンバータ電流指令ＩA ＊と電流検出器９０１で検出さ
れるコンバータ電流ＩA との差を得てその差電流を上記
電流制御増幅器８０２に与える減算器である。
【００６０】さらに、８２２は交流正弦波基準発振回路
８０４からの交流正弦波基準信号ｓｉｎΦに振幅指令発
生回路８０５からの振幅指令を乗算して入力電流指令Ｉ
R ＊を得る乗算器、８２５は電流制御増幅器８１３から
のコンデンサ電圧指令ＶC ＊の値から電圧検出器９０２
による検出電圧値を減算する減算器、８２６は乗算器８
２２からの入力電流指令ＩR ＊から電流検出器９０３に
より検出される入力電流ＩR を減算する減算器である。
８０４からの交流正弦波基準信号ｓｉｎΦに振幅指令発
生回路８０５からの振幅指令を乗算して入力電流指令Ｉ
R ＊を得る乗算器、８２５は電流制御増幅器８１３から
のコンデンサ電圧指令ＶC ＊の値から電圧検出器９０２
による検出電圧値を減算する減算器、８２６は乗算器８
２２からの入力電流指令ＩR ＊から電流検出器９０３に
より検出される入力電流ＩR を減算する減算器である。
【００６１】次に、上記実施例７に係る動作について説
明する。図８において、制御装置は、コンバータ電流Ｉ
A を制御する電流マイナーループと、コンデンサ電圧Ｖ
C を制御する電圧マイナーループと、入力電流ＩR を制
御する電流制御ループから構成されている。入力電圧Ｖ
R は電圧検出器９０２で検出され、位相検出回路８０３
で入力電圧ＶR の位相Φが検出され、これを交流正弦波
基準発振回路８０４に入力することにより、入力電圧Ｖ
R と同位相の交流正弦波基準信号ｓｉｎΦが得られる。
明する。図８において、制御装置は、コンバータ電流Ｉ
A を制御する電流マイナーループと、コンデンサ電圧Ｖ
C を制御する電圧マイナーループと、入力電流ＩR を制
御する電流制御ループから構成されている。入力電圧Ｖ
R は電圧検出器９０２で検出され、位相検出回路８０３
で入力電圧ＶR の位相Φが検出され、これを交流正弦波
基準発振回路８０４に入力することにより、入力電圧Ｖ
R と同位相の交流正弦波基準信号ｓｉｎΦが得られる。
【００６２】上記交流正弦波基準発振回路８０４の出力
は乗算器８２２により振幅指令発生回路８０５の出力と
乗算され、上記乗算器８２２から入力電流指令ＩR ＊が
得られる。電流制御増幅器８１３は、上記乗算器８２２
の出力である入力電流指令ＩR ＊と電流検出器９０１で
検出した入力電流ＩR との差を求める減算器８２６の出
力に基づいてその差が零となるようなコンデンサ電圧指
令ＶC ＊を出力し、入力電流ＩR を制御する。
は乗算器８２２により振幅指令発生回路８０５の出力と
乗算され、上記乗算器８２２から入力電流指令ＩR ＊が
得られる。電流制御増幅器８１３は、上記乗算器８２２
の出力である入力電流指令ＩR ＊と電流検出器９０１で
検出した入力電流ＩR との差を求める減算器８２６の出
力に基づいてその差が零となるようなコンデンサ電圧指
令ＶC ＊を出力し、入力電流ＩR を制御する。
【００６３】上記電流制御増幅器８１３の出力であるコ
ンデンサ電圧指令ＶC ＊は減算器８２５に入力され、こ
の減算器８２５によりコンデンサ電圧指令ＶC ＊と電圧
検出器９０４で検出したコンデンサ電圧ＶC との差が求
められ、減算器８２５の出力は電圧制御増幅器８０９に
入力される。これにより、電圧制御増幅器８０９は、電
流制御増幅器８１３の出力であるコンデンサ電圧指令Ｖ
C ＊と電圧検出器９０４で検出したコンデンサ電圧ＶC
との差が零となるようなコンバータ電流指令ＩA ＊を出
力し、コンデンサ電圧ＶC を制御する。
ンデンサ電圧指令ＶC ＊は減算器８２５に入力され、こ
の減算器８２５によりコンデンサ電圧指令ＶC ＊と電圧
検出器９０４で検出したコンデンサ電圧ＶC との差が求
められ、減算器８２５の出力は電圧制御増幅器８０９に
入力される。これにより、電圧制御増幅器８０９は、電
流制御増幅器８１３の出力であるコンデンサ電圧指令Ｖ
C ＊と電圧検出器９０４で検出したコンデンサ電圧ＶC
との差が零となるようなコンバータ電流指令ＩA ＊を出
力し、コンデンサ電圧ＶC を制御する。
【００６４】上記電圧制御増幅器８０９の出力であるコ
ンバータ電流指令ＩA ＊は減算器８２１に入力され、こ
の減算器８２１によりコンバータ電流指令ＩA ＊と電流
検出器９０１で検出したコンバータ電流指令ＩA との差
が求められ、減算器８２１の出力は電流制御増幅器８０
２に入力される。これにより、電流制御増幅器８０２
は、電圧制御増幅器８０９の出力であるコンバータ電流
指令ＩA ＊と電流検出器９０１で検出したコンバータ電
流ＩA との差が零となるようなコンバータ電圧指令ＶA
＊を出力し、コンバータ電流ＩA を制御する。そして、
この電流制御増幅器８０２の出力であるコンバータ電圧
指令ＶA ＊をＰＷＭ変調回路８０１に与え、ＰＷＭ変調
回路８０１の出力がコンバータ３のスイッチングを制御
する。
ンバータ電流指令ＩA ＊は減算器８２１に入力され、こ
の減算器８２１によりコンバータ電流指令ＩA ＊と電流
検出器９０１で検出したコンバータ電流指令ＩA との差
が求められ、減算器８２１の出力は電流制御増幅器８０
２に入力される。これにより、電流制御増幅器８０２
は、電圧制御増幅器８０９の出力であるコンバータ電流
指令ＩA ＊と電流検出器９０１で検出したコンバータ電
流ＩA との差が零となるようなコンバータ電圧指令ＶA
＊を出力し、コンバータ電流ＩA を制御する。そして、
この電流制御増幅器８０２の出力であるコンバータ電圧
指令ＶA ＊をＰＷＭ変調回路８０１に与え、ＰＷＭ変調
回路８０１の出力がコンバータ３のスイッチングを制御
する。
【００６５】このようにして、上記実施例７の構成で
は、定常状態においては、負荷１の電力を交流電源６か
ら力率１の正弦波電流で供給することができる。また、
入力電流指令ＩR ＊は正弦波であり、電流制御増幅器８
１３はリアクトル９とコンデンサ５との共振周波数より
早く応答することができるので、リアクトル９とコンデ
ンサ５との共振を制御することができる。
は、定常状態においては、負荷１の電力を交流電源６か
ら力率１の正弦波電流で供給することができる。また、
入力電流指令ＩR ＊は正弦波であり、電流制御増幅器８
１３はリアクトル９とコンデンサ５との共振周波数より
早く応答することができるので、リアクトル９とコンデ
ンサ５との共振を制御することができる。
【００６６】また、負荷１に電力を供給しているときに
装置を停止する場合、装置の停止手順として、装置が停
止する前に、停止予告回路８１５から停止予告信号を出
力し、この停止予告回路８１５からの停止予告信号によ
り振幅指令発生回路８０５は零を出力し、振幅指令発生
回路８０５の出力が零になることにより、入力電流指令
ＩR ＊が零になり、入力電流指令ＩR ＊が零になること
により入力電流ＩR が零になり、入力電流ＩR を零にし
てから装置を停止させる。このように、入力電流を零に
してから装置が停止するため、系統から装置を切り離さ
なくても系統からコンデンサ５を充電することはなく、
装置を停止させても、コンデンサ５は過電圧になること
がない。
装置を停止する場合、装置の停止手順として、装置が停
止する前に、停止予告回路８１５から停止予告信号を出
力し、この停止予告回路８１５からの停止予告信号によ
り振幅指令発生回路８０５は零を出力し、振幅指令発生
回路８０５の出力が零になることにより、入力電流指令
ＩR ＊が零になり、入力電流指令ＩR ＊が零になること
により入力電流ＩR が零になり、入力電流ＩR を零にし
てから装置を停止させる。このように、入力電流を零に
してから装置が停止するため、系統から装置を切り離さ
なくても系統からコンデンサ５を充電することはなく、
装置を停止させても、コンデンサ５は過電圧になること
がない。
【００６７】従って、上記実施例７によれば、系統のリ
アクトル成分とフィルタのコンデンサ５による共振成分
を検出し、その共振成分に応じてコンバータ３に流れる
電流を制御する電流制御ループの電流指令値を変化させ
ると共に、装置を停止する前にコンバータ３に流れる電
流値を零に制御するようにしたので、共振を防止するこ
とができると共に、装置停止時にフィルタのコンデンサ
５が過電圧になるのを防止できる。
アクトル成分とフィルタのコンデンサ５による共振成分
を検出し、その共振成分に応じてコンバータ３に流れる
電流を制御する電流制御ループの電流指令値を変化させ
ると共に、装置を停止する前にコンバータ３に流れる電
流値を零に制御するようにしたので、共振を防止するこ
とができると共に、装置停止時にフィルタのコンデンサ
５が過電圧になるのを防止できる。
【００６８】以上説明した各実施例では、コンバータ３
が単相のコンバータの場合について説明したが、図１０
（ｂ）に示すようなスイッチング素子Ｓ５ないしＳ１０
でなる三相フルブリッジ構成のコンバータにも同様に適
用し得るのは勿論である。
が単相のコンバータの場合について説明したが、図１０
（ｂ）に示すようなスイッチング素子Ｓ５ないしＳ１０
でなる三相フルブリッジ構成のコンバータにも同様に適
用し得るのは勿論である。
【００６９】以上のように、各実施例の効果を述べると
次のようになる。実施例１によれば、入力電流の共振成
分に応じてコンバータ電流指令を変化させることによ
り、ＬＣ共振を抑える効果がある。
次のようになる。実施例１によれば、入力電流の共振成
分に応じてコンバータ電流指令を変化させることによ
り、ＬＣ共振を抑える効果がある。
【００７０】また、実施例２によれば、コンデンサ電流
の共振成分に応じてコンバータ電流指令を変化させるの
で、実施例１の効果に加え、コストを下げる効果があ
る。
の共振成分に応じてコンバータ電流指令を変化させるの
で、実施例１の効果に加え、コストを下げる効果があ
る。
【００７１】また、実施例３によれば、リアクトル電圧
により共振成分を検出し、その共振成分に応じてコンバ
ータ電流指令を変化させるので、実施例１の効果に加
え、制御回路が簡単に構成できる効果がある。
により共振成分を検出し、その共振成分に応じてコンバ
ータ電流指令を変化させるので、実施例１の効果に加
え、制御回路が簡単に構成できる効果がある。
【００７２】また、実施例４によれば、装置が停止する
前にコンバータ電流を零にすることより、系統のリアク
タンス成分に蓄えられたエネルギーまたはフィルタのリ
アクトルに蓄えられたエネルギーをコンバータが吸収し
てから装置を停止するので、コンデンサが過電圧になら
ないという効果がある。
前にコンバータ電流を零にすることより、系統のリアク
タンス成分に蓄えられたエネルギーまたはフィルタのリ
アクトルに蓄えられたエネルギーをコンバータが吸収し
てから装置を停止するので、コンデンサが過電圧になら
ないという効果がある。
【００７３】また、実施例５によれば、装置が停止する
前に系統から装置を切り離し、コンデンサにかかる電圧
を制御するので、コンデンサが過電圧にならないという
効果がある。
前に系統から装置を切り離し、コンデンサにかかる電圧
を制御するので、コンデンサが過電圧にならないという
効果がある。
【００７４】また、実施例６によれば、入力電流を零に
してから装置を停止するため、系統から装置を切り離さ
なくても系統からコンデンサを充電することはなく、装
置を停止させても、コンデンサは過電圧にならないとい
う効果がある。
してから装置を停止するため、系統から装置を切り離さ
なくても系統からコンデンサを充電することはなく、装
置を停止させても、コンデンサは過電圧にならないとい
う効果がある。
【００７５】また、実施例７によれば、入力電流を制御
することにより、実施例３と実施例６の効果に加え、回
路構成が簡単にできる効果がある。
することにより、実施例３と実施例６の効果に加え、回
路構成が簡単にできる効果がある。
【００７６】
【発明の効果】以上のように、この発明の請求項１によ
れば、共振検出手段により、系統のリアクタンス成分と
フィルタのコンデンサによる共振成分を検出し、制御手
段によって、その共振成分に応じて電力変換器に流れる
電流を制御する電流制御ループの電流指令値を変化させ
るようにしたので、共振を防止することができるという
効果を奏する。
れば、共振検出手段により、系統のリアクタンス成分と
フィルタのコンデンサによる共振成分を検出し、制御手
段によって、その共振成分に応じて電力変換器に流れる
電流を制御する電流制御ループの電流指令値を変化させ
るようにしたので、共振を防止することができるという
効果を奏する。
【００７７】また、請求項２によれば、制御手段によっ
て、装置を停止する前に電力変換器に流れる電流値を零
に制御することにより、装置停止時にフィルタのコンデ
ンサが過電圧になるのを防止できるという効果を奏す
る。
て、装置を停止する前に電力変換器に流れる電流値を零
に制御することにより、装置停止時にフィルタのコンデ
ンサが過電圧になるのを防止できるという効果を奏す
る。
【００７８】さらに、請求項３によれば、共振検出手段
により、系統のリアクタンス成分とフィルタのコンデン
サによる共振成分を検出し、制御手段によって、その共
振成分に応じて電力変換器に流れる電流を制御する電流
制御ループの電流指令値を変化させると共に、装置を停
止する前に電力変換器に流れる電流値を零に制御するよ
うにしたので、共振を防止することができると共に、装
置停止時にフィルタのコンデンサが過電圧になるのを防
止できるという効果を奏する。
により、系統のリアクタンス成分とフィルタのコンデン
サによる共振成分を検出し、制御手段によって、その共
振成分に応じて電力変換器に流れる電流を制御する電流
制御ループの電流指令値を変化させると共に、装置を停
止する前に電力変換器に流れる電流値を零に制御するよ
うにしたので、共振を防止することができると共に、装
置停止時にフィルタのコンデンサが過電圧になるのを防
止できるという効果を奏する。
【図１】この発明の実施例１に係る電力変換器の制御装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図２】図１のコンバータ３とリアクトル４を電流源と
して置き換えた等価回路図である。
して置き換えた等価回路図である。
【図３】この発明の実施例２に係る電力変換器の制御装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施例３に係る電力変換器の制御装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施例４に係る電力変換器の制御装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施例５に係る電力変換器の制御装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施例６に係る電力変換器の制御装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施例７に係る電力変換器の制御装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図９】従来例に係る電力変換器の制御装置を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１０】電力変換器（コンバータ）の構成例を示す回
路図である。
路図である。
１ 負荷 ３ コンバータ ４ フィルタ用リアクトル ５ フィルタ用コンデンサ ６ 交流電源 ７ リアクトル（系統のリアクタンス成分） ９ リアクトル １０ 開閉スイッチ ８０１ ＰＷＭ変調回路 ８０２ 電流制御増幅器 ８０３ 位相同期回路 ８０４ 交流正弦波基準発振回路 ８０５ 振幅指令発生回路 ８０６ 近似微分器 ８０７ バンドパスフィルタ ８０８ 比例器 ８０９ 電圧制御増幅器 ８１０ 開閉検出回路 ８１１ スイッチ ８１２ 入力電圧指令発生回路 ８１３ 電流制御増幅器 ８１４ 入力電流指令発生回路 ８１５ 停止予告回路 ８２１ 減算器 ８２２ 乗算器 ８２３ 減算器 ８２５ 減算器 ８２６ 減算器 ９０１ 電流検出器 ９０２ 電圧検出器 ９０３ 電流検出器 ９０４ 電圧検出器 ９０５ 電流検出器
Claims (3)
- 【請求項１】 複数のスイッチング素子を有し交流を直
流に変換する電力変換器にフィルタを介して流れる電流
値を電流指令値に一致すべくそれらの差に応じた値に基
づいて上記電力変換器のスイッチング素子を制御する電
流制御ループを構成した電力変換器の制御装置におい
て、系統のリアクタンス成分と上記フィルタのコンデン
サによる共振成分を検出する共振検出手段と、その共振
成分に応じて上記電流指令値を変化させる制御手段とを
備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項２】 複数のスイッチング素子を有し交流を直
流に変換する電力変換器にフィルタを介して流れる電流
値を電流指令値に一致すべくそれらの差に応じた値に基
づいて上記電力変換器のスイッチング素子を制御する電
流制御ループを構成した電力変換器の制御装置におい
て、装置を停止する前に電力変換器に流れる電流値を零
に制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換
器の制御装置。 - 【請求項３】 複数のスイッチング素子を有し交流を直
流に変換する電力変換器にフィルタを介して流れる電流
値を電流指令値に一致すべくそれらの差に応じた値に基
づいて上記電力変換器のスイッチング素子を制御する電
流制御ループを構成した電力変換器の制御装置におい
て、系統のリアクタンス成分と上記フィルタのコンデン
サによる共振成分を検出する共振検出手段と、その共振
成分に応じて上記電流指令値を変化させると共に、装置
を停止する前に電力変換器に流れる電流値を零に制御す
る制御手段とを備えたことを特徴とする電力変換器の制
御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5205175A JP2739027B2 (ja) | 1993-08-19 | 1993-08-19 | 電力変換器の制御装置 |
| TW083105149A TW255992B (ja) | 1993-08-19 | 1994-06-07 | |
| CA002127516A CA2127516C (en) | 1993-08-19 | 1994-07-06 | Control apparatus for power converter |
| CN94108479A CN1034042C (zh) | 1993-08-19 | 1994-07-21 | 电源变换器的控制装置 |
| KR1019940019520A KR0125967B1 (ko) | 1993-08-19 | 1994-08-08 | 전력변환기의 제어장치 |
| US08/291,756 US5446647A (en) | 1993-08-19 | 1994-08-17 | Control apparatus for power converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5205175A JP2739027B2 (ja) | 1993-08-19 | 1993-08-19 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0759351A true JPH0759351A (ja) | 1995-03-03 |
| JP2739027B2 JP2739027B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=16502670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5205175A Expired - Lifetime JP2739027B2 (ja) | 1993-08-19 | 1993-08-19 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5446647A (ja) |
| JP (1) | JP2739027B2 (ja) |
| KR (1) | KR0125967B1 (ja) |
| CN (1) | CN1034042C (ja) |
| CA (1) | CA2127516C (ja) |
| TW (1) | TW255992B (ja) |
Cited By (3)
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| JP2014220954A (ja) * | 2013-05-10 | 2014-11-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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- 1993-08-19 JP JP5205175A patent/JP2739027B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-06-07 TW TW083105149A patent/TW255992B/zh active
- 1994-07-06 CA CA002127516A patent/CA2127516C/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-07-21 CN CN94108479A patent/CN1034042C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1994-08-08 KR KR1019940019520A patent/KR0125967B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1994-08-17 US US08/291,756 patent/US5446647A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2739027B2 (ja) | 1998-04-08 |
| CA2127516C (en) | 1997-06-10 |
| CN1034042C (zh) | 1997-02-12 |
| KR0125967B1 (ko) | 1997-12-26 |
| KR950007253A (ko) | 1995-03-21 |
| TW255992B (ja) | 1995-09-01 |
| CN1102518A (zh) | 1995-05-10 |
| US5446647A (en) | 1995-08-29 |
| CA2127516A1 (en) | 1995-02-20 |
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