WO2011128962A1

WO2011128962A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2011128962A1
Application number: PCT/JP2010/056529
Authority: WO
Inventors: 一正松岡; 池田　勝己
Original assignee: 東芝三菱電機産業システム株式会社
Priority date: 2010-04-12
Filing date: 2010-04-12
Publication date: 2011-10-20
Also published as: JPWO2011128962A1; CN102804581A; US20130026834A1; CN102804581B; US9444287B2

Abstract

　この無停電電源装置は、コンバータ（６）とインバータ（８）の間の電源ノード（Ｎ１）の電圧からインバータ（８）の出力電圧（ＶＡＣ２）の周波数の２倍の周波数のリプル電圧を除去して直流電圧（ＶＤＣ）を生成するフィルタ（１３）を備える。このフィルタ（１３）は、電源ノード（Ｎ１）の電圧からリプル電圧を抽出する抽出部（１３ａ）と、抽出部（１３ａ）によって抽出されたリプル電圧を電源ノード（Ｎ１）の電圧から減算して直流電圧を生成する減算部（１３ｂ）とを含む。

Description

電力変換装置

　この発明は電力変換装置に関し、特に、コンバータとインバータを備えた電力変換装置に関する。

　従来より、コンピュータシステム等の重要負荷に交流電力を安定的に供給するための電源装置として、無停電電源装置が広く用いられている。たとえば特開平７－２９８５１６号公報（特許文献１）に示されるように、無停電電源装置は一般に、商用交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを備える。商用交流電力が供給されている正常時は、コンバータで生成された直流電力は、インバータに供給されるとともにバッテリに蓄えられる。商用交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータの運転が停止され、バッテリからインバータに直流電力が供給される。

特開平７－２９８５１６号公報

　このような無停電電源装置では、コンバータとインバータの間の電源ノードの電圧を平滑化するコンデンサが設けられている。インバータが負荷に交流電力を供給するときに電源ノードにリプル電圧が発生しないように、コンデンサの容量値は十分に大きな値に設定されている。

　しかし、コンデンサの容量値を大きくすると、コンデンサは高価になる。装置のコストを下げるためには、装置の寿命や負荷に悪影響が出ない程度にコンデンサの容量値を小さくする必要がある。

　また、無停電電源装置には、高効率化を図るために、コンバータの入力電圧と入力電流の位相が一致するようにコンバータを制御する制御部を備えたものがある。このような装置では、コンデンサの容量値を小さくすることによって電源ノードにリプル電圧が発生すると、入力電流の波形の歪みが大きくなって効率が低下してしまう。この現象を改善する方法として、電源ノードと制御部の間にリプル電圧を除去する低次フィルタを設けることも考えられるが、その方法では制御部の応答性が劣化し、効率が低下してしまう。

　それゆえに、この発明の主たる目的は、低コストで高効率の電力変換装置を提供することである。

　この発明に係る電力変換装置は、第１の交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を第２の交流電力に変換するインバータと、コンバータとインバータの間の電源ノードの電圧を平滑化するコンデンサと、電源ノードの電圧から予め定められた周波数のリプル電圧を除去して直流電圧を生成するフィルタと、直流電圧が目標電圧に一致するようにコンバータを制御する制御部とを備えたものである。フィルタは、電源ノードの電圧からリプル電圧を抽出する抽出部と、抽出部によって抽出されたリプル電圧を電源ノードの電圧から減算して直流電圧を生成する減算部とを含む。

　好ましくは、抽出部は、電源ノードの電圧の座標を静止座標から予め定められた周波数で回転する回転座標に変換する座標変換部と、回転座標上において電源ノードの電圧から交流成分を除去する低次フィルタと、低次フィルタの出力電圧の座標を回転座標から静止座標に逆変換してリプル電圧を生成する座標逆変換部とを含む。

　また好ましくは、予め定められた周波数は、インバータの出力電圧の２倍の周波数である。

　また好ましくは、電源ノードの電圧は、さらにインバータのスイッチング周波数の交流成分を含み、フィルタは、電源ノードの電圧からリプル電圧とインバータのスイッチング周波数の交流成分とを除去して直流電圧を生成する。

　また好ましくは、制御部は、コンバータの入力電圧と入力電流の位相が一致し、かつ直流電圧が目標電圧に一致するようにコンバータを制御する。

　また好ましくは、第１の交流電力は商用交流電源から供給される。商用交流電源から第１の交流電力が供給されている正常時は、直流電力はインバータに供給されるとともに電力貯蔵装置に供給される。商用交流電源からの第１の交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータの運転が停止されるとともに、電力貯蔵装置からインバータに直流電力が供給される。

　この発明に係る電力変換装置では、コンバータとインバータの間の電源ノードの電圧から所定周波数のリプル電圧を抽出し、抽出したリプル電圧を電源ノードの電圧から減算して直流電圧を生成し、その直流電圧が目標電圧に一致するようにコンバータを制御する。したがって、電源ノードにリプル電圧が発生した場合でも、リプル電圧の影響を除去できるので、コンデンサの容量値を小さくして低コスト化を図ることができる。また、電源ノードの電圧から所定周波数のリプル電圧のみを除去するので、制御部の応答性が劣化して効率が低下することもない。

この発明の一実施の形態による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。図１に示した電源ノードに発生するリプル電圧の波形図である。図１に示した２ｆ除去フィルタの構成を示すブロック図である。実施の形態の比較例を示す回路ブロック図である。

　本実施の形態の無停電電源装置は、図１に示すように、入力端子Ｔ１、バッテリ端子Ｔ２、出力端子Ｔ３、ブレーカ１，１０、インダクタ２，４、コンデンサ３，７、電流センサ５，９、コンバータ６、インバータ８、およびコンバータ制御部１１を備える。

　入力端子Ｔ１は、商用交流電源３１から交流電圧ＶＡＣ１を受ける。バッテリ端子Ｔ２には、バッテリ３２の正極が接続される。バッテリ３２の負極は、基準電圧のラインに接続される。出力端子Ｔ３には、たとえばコンピュータのような重要な負荷３３が接続される。

　なお、本願発明はコンバータ６の制御に関するものであるので、図面および説明の簡単化を図るため、インバータ８の制御に関連する構成は図示されていない。また、商用交流電源３１は３相の交流電圧を出力するものであるが、図面および説明の簡単化を図るため、１相分の構成および動作だけを説明する。また、インバータ８は、１相の交流電圧のみを出力するものでもよいし、３相の交流電圧を出力するものでもよい。

　ブレーカ１の一方端子は入力端子Ｔ１に接続され、その他方端子はインダクタ２，４を介してコンバータ６の入力ノードに接続される。ブレーカ１は、無停電電源装置の使用時にオンされ、装置のメンテナンス時などにオフされる。

　コンデンサ３の一方端子はインダクタ２，４間のノードに接続され、その他方端子は基準電圧のラインに接続される。インダクタ２，４およびコンデンサ３は、商用交流電源３１からの交流電圧ＶＡＣ１をコンバータ６に通過させるとともに、コンバータ６で発生したスイッチング周波数（たとえば、１０ｋＨｚ）のノイズを遮断する入力フィルタ（低域フィルタ）を構成する。これにより、コンバータ６で発生したスイッチング周波数のノイズが商用交流電源３１側に流れて他の電気機器に悪影響が発生することを防止している。

　電流センサ５は、インダクタ４とコンバータ６の間に設けられ、コンバータ６の入力電流ＩＲを検出し、検出結果を示す信号をコンバータ制御部１１に与える。コンバータ６は、コンバータ制御部１１からのＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation:パルス幅変調)信号によって制御され、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換してインバータ８に供給する。コンバータ６は、複数のＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を含む周知のものである。

　コンデンサ７は、コンバータ６とインバータ８の間の電源ノードＮ１と基準電圧のラインとの間に接続され、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１を平滑化させる。インバータ８は、インバータ制御部（図示せず）からのＰＷＭ信号によって制御され、コンバータ６またはバッテリ３２からの直流電力を商用周波数の交流電力に変換し、その交流電力を出力端子Ｔ３を介して負荷３３に供給する。インバータ８は、複数のＩＧＢＴを含む周知のものである。負荷３３は、インバータ８から供給される交流電力によって駆動される。

　また、電源ノードＮ１は、コンバータ制御部１１に接続されるとともに、ブレーカ１０を介してバッテリ端子Ｔ２に接続される。ブレーカ１０は、無停電電源装置の使用時にオンされ、装置のメンテナンス時などにオフされる。

　バッテリ３２は、商用交流電源３１から交流電力が供給されている正常時は、コンバータ６からブレーカ１０を介して供給される直流電力を蓄える。また、バッテリ３２は、商用交流電源３１からの交流電力の供給が停止された停電時は、ブレーカ１０を介してインバータ８に直流電力を供給する。これにより、停電時でもバッテリ３２に電力が残っている期間は、負荷３３に交流電力を供給することができる。

　電流センサ９は、電源ノードＮ１とブレーカ１０の間に設けられ、電源ノードＮ１からバッテリ３２に流れる電流ＩＢを検出し、検出結果を示す信号をコンバータ制御部１１に与える。

　コンバータ制御部１１は、入力端子Ｔ１の交流電圧ＶＡＣ１と、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１とを検出する。また、コンバータ制御部１１は、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１が目標電圧（たとえば、４００Ｖ）に一致し、コンバータ６の入力電流ＩＲの波形が正弦波になり、コンバータ６の入力電圧ＶＡＣ１と入力電流ＩＲの位相が一致するように、コンバータ６を制御する。コンバータ６の入力電圧ＶＡＣ１と入力電流ＩＲの位相が一致すると、力率が１．０になり、効率が高くなる。また、コンバータ制御部１１は、電源ノードＮ１からバッテリ３２に流れる電流ＩＢが目標電流（たとえば、１０Ａ）に一致するように、コンバータ６を制御する。

　このような無停電電源装置では、通常は、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１が一定の直流電圧になるように、コンデンサ７の容量値は十分に大きな値に設定される。しかし、装置の低コスト化を図るため、コンデンサ７の寿命や負荷３３に悪影響が出ない程度に、コンデンサ７の容量値を小さな値に設定する場合がある。

　この場合、インバータ８が負荷３３に交流電力を供給すると、図２に示すように、インバータ８から出力される交流電圧ＶＡＣ２の周波数ｆ（たとえば、５０Ｈｚ）の２倍の周波数２ｆ（この場合、１００Ｈｚ）のリプル電圧Ｖｒｐが発生する。リプル電圧Ｖｒｐは、正弦波状に変化し、その振幅電圧はたとえば１５Ｖになる。リプル電圧Ｖｒｐは、直流電圧ＶＤＣ（たとえば、４００Ｖ）に重畳する。なお、電源ノードＮ１には、インバータ８のスイッチング周波数（たとえば、１０ｋＨｚ）のノイズも発生する。

　コンバータ制御部１１は、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）１２とＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）１８で構成されている。ＤＳＰ１２は、２ｆ除去フィルタ１３、フィルタ１４、バッテリ充電電流制御部１５、直流電圧制御部１６、および入力電流指令生成部１７を含む。ＦＰＧＡ１８は、入力電流制御部１９を含む。

　２ｆ除去フィルタ１３は、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１からリプル電圧Ｖｒｆを抽出する抽出部１３ａと、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１からリプル電圧Ｖｒｆを減算して直流電圧ＶＤＣを生成する減算器１３ｂとを含む。

　また、抽出部１３ａは、図３に示すように、信号発生部２０、座標変換部２１、フィルタ部２２、および座標逆変換部２３を含む。信号発生部２０は、余弦波信号φＳ（＝√２sin２ωｔ）と正弦波信号φＣ（＝√２cos２ωｔ）を発生する。信号φＳ，φＣの各々は、インバータ８の出力電圧ＶＡＣ２の周波数ｆの２倍の周波数２ｆを有する。

　座標変換部２１は、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１の座標を静止座標からインバータ８の出力電圧の周波数ｆの２倍の周波数で回転する回転座標に変換する。すなわち、座標変換部２１は、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１に余弦波信号φＳを乗算して電圧ＶＳ１を生成する乗算器２１ａと、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１に正弦波信号φＣを乗算して電圧ＶＣ１を生成する乗算器２１ｂとを含む。電源ノードＮ１の電圧Ｖ１は、回転座標上においては、乗算器２１ａ，２１ｂの出力電圧ＶＳ１，ＶＣ１で表わされる。

　フィルタ部２２は、乗算器２１ａの出力電圧ＶＳ１から交流成分を除去する低次フィルタ２２ａと、乗算器２１ｂの出力電圧ＶＣ１から交流成分を除去する低次フィルタ２２ｂとを含む。これにより、インバータ８の出力電圧の周波数ｆの２倍の周波数２ｆ以外の周波数の交流成分は除去される。電源ノードＮ１に発生するリプル電圧Ｖｒは、回転座標上においては、低次フィルタ２２ａ，２２ｂの出力電圧ＶＳ１，ＶＣ１で表わされる。

　座標逆変換部２３は、低次フィルタ２２ａ，２２ｂの出力電圧ＶＳ２，ＶＣ２の座標を回転座標から静止座標に逆変換してリプル電圧Ｖｒｐを生成する。すなわち、座標逆変換部２３は、低次フィルタ２２ａの出力電圧ＶＳ２に余弦波信号φＳを乗算して電圧ＶＳ３を生成する乗算器２３ａと、低次フィルタ２２ｂの出力電圧ＶＳ２に余弦波信号φＣを乗算して電圧ＶＣ３を生成する乗算器２３ｂと、乗算器２３ａ，２３ｂの出力電圧ＶＳ３，ＶＣ３を加算してリプル電圧Ｖｒｐを生成する加算器２３ｃとを含む。

　リプル電圧Ｖｒｐは、図１の減算器１３ｂに与えられる。減算器１３ｂは、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１からリプル電圧Ｖｒｆを減算して直流電圧ＶＤＣを生成する。フィルタ１４は、インバータ８の動作時に電源ノードＮ１に発生するインバータ８のスイッチング周波数のノイズなどを除去する高域フィルタである。

　バッテリ充電電流制御部１５は、電流センサ９の出力信号に基づいて、電源ノードＮ１からバッテリ３２に流れる電流ＩＢがバッテリ電流基準値に一致するように電流制御信号を出力する。直流電圧制御部１６は、バッテリ充電電流制御部１５の出力信号と、フィルタ１４によってノイズを除去された直流電圧ＶＤＣとを受け、直流電圧ＶＤＣが直流電圧基準値（目標電圧）に一致するように電圧制御信号を出力する。

　入力電流指令生成部１７は、商用交流電源３１からの交流電圧ＶＡＣ１と、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１と、直流電圧制御部１６の出力信号とを受ける。入力電流指令生成部１７は、直流電圧制御部１６の出力信号にインバータ有効分電流フィードフォワードを加算し、さらに、電源ノードＮ１の電圧Ｖ１の１サイクルの移動平均値を乗算して直流電流指令値を生成する。インバータ電流フィードフォワードを加算するのは、コンバータ６の入力電流ＩＲの位相遅れを補償するためである。

　また、入力電流指令生成部１７は、交流入力電圧ＶＡＣ１の実効値を演算し、その実効値で直流電流指令値を除算して入力電流実効値指令を生成する。さらに入力電流指令生成部１７は、入力電流実効値指令にＵＶＷ－ＤＱ変換を施して直流の入力電流実効値指令を生成し、その直流の入力電流実効値指令と交流入力電圧ＶＡＣ１とに基づいて、交流の入力電流指令を生成する。この交流の入力電流指令は、正弦波状に変化し、交流入力電圧ＶＡＣ１と同じ位相を有する。入力電流指令は、入力電流指令生成部１７の電流指令リミッタによって所定の上限値よりも小さなレベルに制限されて入力電流制御部１９に与えられる。

　入力電流制御部１９は、電流センサ５の出力信号と入力電流指令生成部１７からの入力電流指令とを受け、コンバータ６の入力電流ＩＲが入力電流指令に一致するように電流指令信号を生成する。さらに入力電流制御部１９は、コンバータ６の入力電流ＩＲの位相遅れを補償するために交流入力電圧ＶＡＣ１に基づいて電流指令信号を補正し、補正した電流指令信号をＰＷＭ信号に変換してコンバータ６に与える。コンバータ６は、入力電流制御部１９からのＰＷＭ信号に従って、商用交流電源３１からの交流電力を直流電力に変換する。これにより、コンバータ６の入力電流ＩＲが正弦波状に変化し、コンバータ６の入力電圧ＶＡＣ１と入力電流ＩＲの位相が一致する。

　図４は、この実施の形態の比較例となる無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。この比較例が実施の形態と異なる点は、２ｆ除去フィルタ１３が設けられていない点である。フィルタ１４は、インバータ８のスイッチング周波数のような高い周波数のノイズを除去する高域フィルタである。したがって、リプル電圧Ｖｒｐのような低い周波数の電圧変動は、フィルタ１４を通過して直流電圧制御部１６に伝達される。

　リプル電圧Ｖｒｐは、直流電圧制御部１６によって増幅されて、入力電流実効値指令に重畳される。１００Ｈｚ（周波数２ｆ）のリプル電圧Ｖｒｐを含む入力電流実効値指令をＤＱ－ＵＶＷ変換して交流の入力電流指令を生成すると、入力電流指令に１５０Ｈｚ（周波数３ｆ）のリプルが重畳される。このリプルは、入力電流ＩＲの波形を歪ませる。入力電流ＩＲの歪率の規定値は総合で３％以下であるが、比較例における入力電流ＩＲの歪率の実測値は総合で５％に劣化していた。

　フィルタ１４を低次フィルタ（５rad/s程度）で構成すればフィルタ１４でリプル電圧Ｖｒｐを除去することができるが、その場合、直流電圧制御部１６の応答（比例制御では１００rad/s程度、積分制御では２０rad/s程度）を満足することができなくなってしまう。

　これに対して本願発明では、リプル電圧Ｖｒｐのみを除去する２ｆ除去フィルタ１３を追加したので、直流電圧制御部１６の応答性を劣化させることなく、入力電流の歪率を低減させることができる。本願発明では、入力電流ＩＲの歪率の実測値は総合で２．０％以下であった。また、容量値の小さなコンデンサ７を使用できるので、装置価格の低減化を図ることができる。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１，１０　ブレーカ、２，４　インダクタ、３，７　コンデンサ、５，９　電流センサ、６　コンバータ、８　インバータ、１１　コンバータ制御部、１３　２ｆ除去フィルタ、１３ａ　抽出部、１３ｂ　減算器、１４　フィルタ、１５　バッテリ充電電流制御部、１６　直流電圧制御部、１７　入力電流指令生成部、１９　入力電流制御部、２０　信号発生部、２１　座標変換部、２１ａ，２１ｂ，２３ａ，２３ｂ　乗算器、２２　フィルタ部、２２ａ，２２ｂ　低次フィルタ、２３　座標逆変換部、２３ｃ　加算器、３１　商用交流電源、３２　バッテリ、３３　負荷、Ｎ１　電源ノード、Ｔ１　入力端子、Ｔ２　バッテリ端子、Ｔ３　出力端子。

Claims

　第１の交流電力を直流電力に変換するコンバータ（６）と、
　前記直流電力を第２の交流電力に変換するインバータ（８）と、
　前記コンバータ（６）と前記インバータ（８）の間の電源ノード（Ｎ１）の電圧を平滑化するコンデンサ（７）と、
　前記電源ノード（Ｎ１）の電圧から予め定められた周波数のリプル電圧を除去して直流電圧を生成するフィルタ（１３，１４）と、
　前記直流電圧が目標電圧に一致するように前記コンバータ（６）を制御する制御部（１１）とを備え、
　前記フィルタ（１３，１４）は、
　前記電源ノード（Ｎ１）の電圧から前記リプル電圧を抽出する抽出部（１３ａ）と、
　前記抽出部（１３ａ）によって抽出された前記リプル電圧を前記電源ノード（Ｎ１）の電圧から減算して前記直流電圧を生成する減算部（１３ｂ）とを含む、電力変換装置。
　前記抽出部（１３ａ）は、
　前記電源ノード（Ｎ１）の電圧の座標を静止座標から前記予め定められた周波数で回転する回転座標に変換する座標変換部（２１）と、
　前記回転座標上において前記電源ノード（Ｎ１）の電圧から交流成分を除去する低次フィルタ（２２ａ，２２ｂ）と、
　前記低次フィルタ（２２ａ，２２ｂ）の出力電圧の座標を前記回転座標から前記静止座標に逆変換して前記リプル電圧を生成する座標逆変換部（２３）とを含む、請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
　前記予め定められた周波数は、前記インバータ（８）の出力電圧の２倍の周波数である、請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
　前記電源ノード（Ｎ１）の電圧は、さらに前記インバータ（８）のスイッチング周波数の交流成分を含み、
　前記フィルタ（１３，１４）は、前記電源ノード（Ｎ１）の電圧から前記リプル電圧と前記インバータ（８）のスイッチング周波数の交流成分とを除去して前記直流電圧を生成する、請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
　前記制御部（１１）は、前記コンバータ（６）の入力電圧と入力電流の位相が一致し、かつ前記直流電圧が前記目標電圧に一致するように前記コンバータ（６）を制御する、請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。
　前記第１の交流電力は商用交流電源から供給され、
　前記商用交流電源（３１）から前記第１の交流電力が供給されている正常時は、前記直流電力は前記インバータ（６）に供給されるとともに電力貯蔵装置（３２）に供給され、
　前記商用交流電源（３１）からの前記第１の交流電力の供給が停止された停電時は、前記コンバータ（６）の運転が停止されるとともに、前記電力貯蔵装置（３２）から前記インバータ（６）に直流電力が供給される、請求の範囲第１項に記載の電力変換装置。