JPH11299244A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH11299244A JPH11299244A JP10100700A JP10070098A JPH11299244A JP H11299244 A JPH11299244 A JP H11299244A JP 10100700 A JP10100700 A JP 10100700A JP 10070098 A JP10070098 A JP 10070098A JP H11299244 A JPH11299244 A JP H11299244A
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流フィルタを介してコンバータが接続され
ていると、交流フィルタのコンデンサの影響で進み電流
が流れるので、それを補正するためにコンバータの位相
角を補正するが、システム容量が変化すると補正量が少
ないため、入力電流が進みとなる。 【解決手段】 電力変換装置の負荷容量に応じて入力電
圧の位相と入力電流の位相が一致するようにコンバータ
の位相の補正量が設定された位相補正テーブルを有して
おり、運転する負荷容量が決まると前記位相補正テーブ
ルに基づいてコンバータの電流位相を調整する。これに
より、負荷容量に応じてコンバータの電流位相に補正を
加えることができるので、常に入力力率“１”の交流入
力を得ることができる。
ていると、交流フィルタのコンデンサの影響で進み電流
が流れるので、それを補正するためにコンバータの位相
角を補正するが、システム容量が変化すると補正量が少
ないため、入力電流が進みとなる。 【解決手段】 電力変換装置の負荷容量に応じて入力電
圧の位相と入力電流の位相が一致するようにコンバータ
の位相の補正量が設定された位相補正テーブルを有して
おり、運転する負荷容量が決まると前記位相補正テーブ
ルに基づいてコンバータの電流位相を調整する。これに
より、負荷容量に応じてコンバータの電流位相に補正を
加えることができるので、常に入力力率“１”の交流入
力を得ることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電力を交流電
力あるいは交流電力を直流電力に変換する電力変換装置
に関する。
力あるいは交流電力を直流電力に変換する電力変換装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図９に電力変換装置の一つである無停電
電源装置の一構成例を示す。図９において、インバータ
１の出力はインバータトランス２の巻線に接続され、イ
ンバータトランス２のもうひとつの巻線は本無停電電源
装置の出力となり、切換え回路３に接続されている。切
換え回路３は接触器４と半導体スイッチ５から構成され
ており、負荷６への電力供給を無停電電源装置と商用電
源７のいずれかを切り換えるために用いる。ここでは、
切換え回路３は接触器４と半導体スイッチ５で構成され
ているが、いずれか一方だけでも構わない。
電源装置の一構成例を示す。図９において、インバータ
１の出力はインバータトランス２の巻線に接続され、イ
ンバータトランス２のもうひとつの巻線は本無停電電源
装置の出力となり、切換え回路３に接続されている。切
換え回路３は接触器４と半導体スイッチ５から構成され
ており、負荷６への電力供給を無停電電源装置と商用電
源７のいずれかを切り換えるために用いる。ここでは、
切換え回路３は接触器４と半導体スイッチ５で構成され
ているが、いずれか一方だけでも構わない。
【０００３】インバータ１の入力側には、商用電源７か
らの交流電力を交流フィルタ８を介して入力し直流電力
を出力するコンバータ９と、コンバータ９の出力を平滑
化する直流コンデンサ１０と、交流入力停電時等の交流
入力異常時の電圧源となる蓄電池１１とが接続されてい
る。交流フィルタ８は、コンバータ９で発生する高調波
を商用電源７に回生させないために設けられている。
らの交流電力を交流フィルタ８を介して入力し直流電力
を出力するコンバータ９と、コンバータ９の出力を平滑
化する直流コンデンサ１０と、交流入力停電時等の交流
入力異常時の電圧源となる蓄電池１１とが接続されてい
る。交流フィルタ８は、コンバータ９で発生する高調波
を商用電源７に回生させないために設けられている。
【０００４】そして常時は、商用電源７からコンバータ
８により所望の直流電圧源に変換され、この直流電圧源
を入力とするインバータ１が所望の電圧出力を出力する
ことによって無停電電源装置から負荷６へ給電が行われ
る。
８により所望の直流電圧源に変換され、この直流電圧源
を入力とするインバータ１が所望の電圧出力を出力する
ことによって無停電電源装置から負荷６へ給電が行われ
る。
【０００５】交流入力停電時等の交流入力異常時は、交
流入力の異常が検出されるとコンバータ８を停止させ、
蓄電池１１のような直流電圧源を構成できるものからイ
ンバータ１へ電力供給を継続し、無停電電源装置から負
荷６への給電を継続する。
流入力の異常が検出されるとコンバータ８を停止させ、
蓄電池１１のような直流電圧源を構成できるものからイ
ンバータ１へ電力供給を継続し、無停電電源装置から負
荷６への給電を継続する。
【０００６】次にコンバータの制御回路について説明す
る。直流コンデンサ１０等の直流電圧を測定する電圧検
出器１２の出力は、コンバータ制御回路１３に入力さ
れ、コンバータ制御回路内の直流電圧制御回路１４に直
流電庄フィードバックＶｄｃとして入力される。また、
直流電圧制御回路１４には、交流電圧を検出する電圧検
出器１５の出力に基づいて交流入力停電時等の交流入力
異常を検出する停電検出回路１６が接続される。
る。直流コンデンサ１０等の直流電圧を測定する電圧検
出器１２の出力は、コンバータ制御回路１３に入力さ
れ、コンバータ制御回路内の直流電圧制御回路１４に直
流電庄フィードバックＶｄｃとして入力される。また、
直流電圧制御回路１４には、交流電圧を検出する電圧検
出器１５の出力に基づいて交流入力停電時等の交流入力
異常を検出する停電検出回路１６が接続される。
【０００７】入力電流制御回路１７には、入力電流振幅
基準Ｉｒｅｆとして直流電圧制御回路１４の出力が、電
圧位相θとしてＰＬＬ回路１８の出力が、入力電圧フィ
ードバックとして電圧検出器１５の出力が、入力電流フ
ィードバックＩｆｂとして電流検出器１９の出力が、そ
れぞれ入力される。
基準Ｉｒｅｆとして直流電圧制御回路１４の出力が、電
圧位相θとしてＰＬＬ回路１８の出力が、入力電圧フィ
ードバックとして電圧検出器１５の出力が、入力電流フ
ィードバックＩｆｂとして電流検出器１９の出力が、そ
れぞれ入力される。
【０００８】入力電流制御回路１７の出力は入力電圧指
令Ｅｃとしてゲート制御回路２０に入力され、ゲート制
御回路２０の出力はゲート信号Ｇとしてコンバータ９に
接続される。
令Ｅｃとしてゲート制御回路２０に入力され、ゲート制
御回路２０の出力はゲート信号Ｇとしてコンバータ９に
接続される。
【０００９】図１０において、直流電圧制御回路１４
は、無停電電源装置が本来出力すべき電圧相当の出力を
インバータ９が出力できるように入力電流振幅基準Ｉｒ
ｅｆを出力する。入力電流制御回路１７は電流検出器１
９によって検出された入力電流フィードバックＩｆｄが
入力電圧振幅基準Ｉｒｅｆと等しくなり、かつＰＬＬ回
路１８によって検出された電圧位相θと等しくなるよう
に制御を行い、入力電圧指令Ｅｃを出力する。ゲート制
御回路２０はコンバータ９の出力が入力電圧指令Ｅｃに
一致する様にゲート信号Ｇを出力する。
は、無停電電源装置が本来出力すべき電圧相当の出力を
インバータ９が出力できるように入力電流振幅基準Ｉｒ
ｅｆを出力する。入力電流制御回路１７は電流検出器１
９によって検出された入力電流フィードバックＩｆｄが
入力電圧振幅基準Ｉｒｅｆと等しくなり、かつＰＬＬ回
路１８によって検出された電圧位相θと等しくなるよう
に制御を行い、入力電圧指令Ｅｃを出力する。ゲート制
御回路２０はコンバータ９の出力が入力電圧指令Ｅｃに
一致する様にゲート信号Ｇを出力する。
【００１０】また、コンバータ９には蓄電池１１を充電
するための充電制御回路が設けられているが、ここでは
説明を省略する。図１１はコンバータ９の一構成例であ
る。
するための充電制御回路が設けられているが、ここでは
説明を省略する。図１１はコンバータ９の一構成例であ
る。
【００１１】正極Ｐはスイッチング素子３１ａ，３１
ｃ，３１ｅのコレクタに各々接続され、これらのスイッ
チング素子には各々逆並列にダイオード３２ａ，３２
ｃ，３２ｅが接続されている。これらは直流電圧部のＰ
側としてコンバータ出力３４となっている。
ｃ，３１ｅのコレクタに各々接続され、これらのスイッ
チング素子には各々逆並列にダイオード３２ａ，３２
ｃ，３２ｅが接続されている。これらは直流電圧部のＰ
側としてコンバータ出力３４となっている。
【００１２】スイッチング素子３１ｂ，３１ｄ，３１ｆ
のエミッタは直流コンデンサ１０のもう一つの端子に接
続され、これらのスイッチング素子には各々逆並列にダ
イオード３２ｂ，３２ｄ，３２ｆが接続されている。こ
れらは直流電圧部の負極Ｎとしてコンバータ出力３４と
なっている。
のエミッタは直流コンデンサ１０のもう一つの端子に接
続され、これらのスイッチング素子には各々逆並列にダ
イオード３２ｂ，３２ｄ，３２ｆが接続されている。こ
れらは直流電圧部の負極Ｎとしてコンバータ出力３４と
なっている。
【００１３】各スイッチング素子３２には個別または一
括にスイッチング時のサージ電圧抑制用のスナバ回路が
設けられているがここでは説明を簡単にするため省略し
ている。
括にスイッチング時のサージ電圧抑制用のスナバ回路が
設けられているがここでは説明を簡単にするため省略し
ている。
【００１４】ゲート駆動回路３３にはゲート信号Ｇが入
力されている。ゲート信号２６に対し、ゲート駆動回路
３３は上下直列に接続されたスイッチング素子、例えば
３１ａ，３１ｂなどが同時にオンすることを防止する
（デッドタイム）を生成したり、各スナバ回路の充放電
の期間を確保したりする。
力されている。ゲート信号２６に対し、ゲート駆動回路
３３は上下直列に接続されたスイッチング素子、例えば
３１ａ，３１ｂなどが同時にオンすることを防止する
（デッドタイム）を生成したり、各スナバ回路の充放電
の期間を確保したりする。
【００１５】図１２は、コンバータ制御回路１３内の直
流電圧制御回路１４の一構成例である。直流電圧基準信
号Ｖｒｅｆは一定の直流電圧を出力する。ソフトスター
ト信号３６はコンバータ起動時に直流電圧をコンバータ
９を構成するスイッチング素子に逆接続されたダイオー
ド３２ａ〜３２ｆによって発生する直流電圧から所望の
出力電圧基準まで徐々に立ち上げる信号で、起動期間
中、ランプ関数などの暫時増加関数であり、起動完了後
は１などの一定値となる。本回路により、電力変換装置
の起動時直流電圧を徐々に増加させることができる。一
般的にソフトスタートといわれる手法である。
流電圧制御回路１４の一構成例である。直流電圧基準信
号Ｖｒｅｆは一定の直流電圧を出力する。ソフトスター
ト信号３６はコンバータ起動時に直流電圧をコンバータ
９を構成するスイッチング素子に逆接続されたダイオー
ド３２ａ〜３２ｆによって発生する直流電圧から所望の
出力電圧基準まで徐々に立ち上げる信号で、起動期間
中、ランプ関数などの暫時増加関数であり、起動完了後
は１などの一定値となる。本回路により、電力変換装置
の起動時直流電圧を徐々に増加させることができる。一
般的にソフトスタートといわれる手法である。
【００１６】このソフトスタート信号と直流電圧基準信
号Ｖｒｅｆを乗算器３７で乗算したものと直流電圧フィ
ードバックＶｆｂの差分がＰＩ制御回路３８の入力とな
り、ＰＩ制御回路３８の出力は入力電流振幅基準Ｉｒｅ
ｆとなる。
号Ｖｒｅｆを乗算器３７で乗算したものと直流電圧フィ
ードバックＶｆｂの差分がＰＩ制御回路３８の入力とな
り、ＰＩ制御回路３８の出力は入力電流振幅基準Ｉｒｅ
ｆとなる。
【００１７】なお、本側では電圧制御としてＰＩ制御を
用いた例としているが、ＰｌＤ制御やＩ−Ｐ制御その他
の一般的な制御手法や現代制御理論などを用いた制御回
路でもかまわない。
用いた例としているが、ＰｌＤ制御やＩ−Ｐ制御その他
の一般的な制御手法や現代制御理論などを用いた制御回
路でもかまわない。
【００１８】図１３はコンバータ制御回路１３内の入力
電流制御回路１７の一構成例である。直流電圧制御回路
１４の出力である入力電流振幅基準Ｉｒｅｆと、ＰＬＬ
回路１８の出力である電圧位相θは乗算器４１ａ〜４１
ｃに接続され、乗算器４１ａ〜４１ｃの出力はそれぞれ
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流入力電流基準Ｉｒｅｆ−Ｕ、Ｉ
ｒｅｆ−Ｖ、Ｉｒｅｆ−Ｗとなる。
電流制御回路１７の一構成例である。直流電圧制御回路
１４の出力である入力電流振幅基準Ｉｒｅｆと、ＰＬＬ
回路１８の出力である電圧位相θは乗算器４１ａ〜４１
ｃに接続され、乗算器４１ａ〜４１ｃの出力はそれぞれ
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流入力電流基準Ｉｒｅｆ−Ｕ、Ｉ
ｒｅｆ−Ｖ、Ｉｒｅｆ−Ｗとなる。
【００１９】コンバータ起動時の入力電流基準に付いて
は、前記直流電圧制御回路で述べたソフトスタート手法
を用いている。交流入力電流基準は入力電流フィードバ
ックとの差分を各々とられ、Ｐ制御回路４２ａ〜４２ｃ
に各々入力される。
は、前記直流電圧制御回路で述べたソフトスタート手法
を用いている。交流入力電流基準は入力電流フィードバ
ックとの差分を各々とられ、Ｐ制御回路４２ａ〜４２ｃ
に各々入力される。
【００２０】図１３において、Ｐ制御回路は入力電流フ
ィードバックが入力電流基準に追従するように行う。な
お、本例では電圧制御としてＰ制御を用いた例としてい
るが、ＰｌＤ制御やＩ−Ｐ制御その他の一般的な制御手
法や現代制御理論などを用いた制御回路でもかまわな
い。
ィードバックが入力電流基準に追従するように行う。な
お、本例では電圧制御としてＰ制御を用いた例としてい
るが、ＰｌＤ制御やＩ−Ｐ制御その他の一般的な制御手
法や現代制御理論などを用いた制御回路でもかまわな
い。
【００２１】特に、高速化や安定化を図る意味で入力電
流の後段または前段あるいは並列に、入力電圧などのオ
フセットを付加することがあってもかまわない。ここで
は、後段に入力電圧フィードバックＶｆｂを各相毎に加
算して、入力電圧指令Ｅｃとしている。
流の後段または前段あるいは並列に、入力電圧などのオ
フセットを付加することがあってもかまわない。ここで
は、後段に入力電圧フィードバックＶｆｂを各相毎に加
算して、入力電圧指令Ｅｃとしている。
【００２２】また、本構成例は１相毎に個別に制御を行
う構成であるが、公知のｄ−ｑ軸理論を用いて、３相の
電流、電圧を振幅成分と位相成分に分けて制御回路構成
でもかまわない。
う構成であるが、公知のｄ−ｑ軸理論を用いて、３相の
電流、電圧を振幅成分と位相成分に分けて制御回路構成
でもかまわない。
【００２３】図１４はコンバータ制御回路１３内のゲー
ト制御回路２０の一構成例である。入力電圧指令はキャ
リア発生回路４３との差分を各々とられ、コンパレータ
４４ａ〜４４ｃに入力される。コンパレータ４４ａ〜４
４ｃの出力はゲート生成回路４５ａ〜４５ｃに入力され
る。ゲート生成回路４５ａ〜４５ｃの出力はゲート信号
２６となる。本構成例は、一般的に言われる三角波比較
方式であるが、ゲートパルスの発生手法は特に限定する
ものではない。
ト制御回路２０の一構成例である。入力電圧指令はキャ
リア発生回路４３との差分を各々とられ、コンパレータ
４４ａ〜４４ｃに入力される。コンパレータ４４ａ〜４
４ｃの出力はゲート生成回路４５ａ〜４５ｃに入力され
る。ゲート生成回路４５ａ〜４５ｃの出力はゲート信号
２６となる。本構成例は、一般的に言われる三角波比較
方式であるが、ゲートパルスの発生手法は特に限定する
ものではない。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
電力変換装置は以下の欠点がある。コンバータ９には、
交流フィルタ（Ｌ−Ｃフィルタ）が電源系統側へのスイ
ッチング素子によるリプル電流を除去するために取り付
けている。この交流フィルタは、コンデンサの容量分だ
け進みの電流が流れる。
電力変換装置は以下の欠点がある。コンバータ９には、
交流フィルタ（Ｌ−Ｃフィルタ）が電源系統側へのスイ
ッチング素子によるリプル電流を除去するために取り付
けている。この交流フィルタは、コンデンサの容量分だ
け進みの電流が流れる。
【００２５】コンバータの位相を電圧検出器９で検出し
た電圧位相に合わせただけでは、図１５（ａ）のベクト
ル図（位相補正無し）で示すように、システム容量（１
００％）のコンバータ電流Ｉｃｏｎｖに対して、交流フ
ィルタのコンデンサ分の進み電流Ｉｃの影響で、入力電
流Ｉｓは進みとなる。
た電圧位相に合わせただけでは、図１５（ａ）のベクト
ル図（位相補正無し）で示すように、システム容量（１
００％）のコンバータ電流Ｉｃｏｎｖに対して、交流フ
ィルタのコンデンサ分の進み電流Ｉｃの影響で、入力電
流Ｉｓは進みとなる。
【００２６】このため、図１５（ｂ）のように、位相角
αをあらかじめ補正して、入力電流Ｉｓと入力電圧Ｖｓ
の位相差がない力率“１”となるように固定の値に調整
していた。
αをあらかじめ補正して、入力電流Ｉｓと入力電圧Ｖｓ
の位相差がない力率“１”となるように固定の値に調整
していた。
【００２７】ところが負荷が少ない場合、交流フィルタ
のコンデンサ分の進み電流Ｉｃは一定であるが、コンバ
ータ電流Ｉｃｏｎｖが小さくなる。例えば図１５（ｃ）
のようにコンバータ電流が５０％の場合、補正量が少な
いため、位相角βだけ入力電流が進みとなる。
のコンデンサ分の進み電流Ｉｃは一定であるが、コンバ
ータ電流Ｉｃｏｎｖが小さくなる。例えば図１５（ｃ）
のようにコンバータ電流が５０％の場合、補正量が少な
いため、位相角βだけ入力電流が進みとなる。
【００２８】このため負荷が少ない場合、入力系統側に
進み電流（無効電力）を返すことやコンデンサ電流分の
進み電流の影響で入力系統側が振動しやすいという問題
があった。
進み電流（無効電力）を返すことやコンデンサ電流分の
進み電流の影響で入力系統側が振動しやすいという問題
があった。
【００２９】よって、本発明は、上記の欠点を除去する
ためになされたもので、負荷率に関わらず、常に力率
“１”で運転することのできる電力変換装置を提供する
ことを目的とする。
ためになされたもので、負荷率に関わらず、常に力率
“１”で運転することのできる電力変換装置を提供する
ことを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置では、電力変
換装置の負荷容量に応じて入力電圧の位相と入力電流の
位相が一致するようにコンバータの位相の補正量が設定
された位相補正テーブルを有しており、運転する負荷容
量が決まると前記位相補正テーブルに基づいてコンバー
タの電流位相を調整する。これにより、負荷容量に応じ
てコンバータの電流位相に補正を加えることができるの
で、交流フィルタの影響により入力系統側に無効電力が
流出したり、振動が起こりやすくなることも無くなり、
常に入力力率“１”の交流入力を得ることができる。
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置では、電力変
換装置の負荷容量に応じて入力電圧の位相と入力電流の
位相が一致するようにコンバータの位相の補正量が設定
された位相補正テーブルを有しており、運転する負荷容
量が決まると前記位相補正テーブルに基づいてコンバー
タの電流位相を調整する。これにより、負荷容量に応じ
てコンバータの電流位相に補正を加えることができるの
で、交流フィルタの影響により入力系統側に無効電力が
流出したり、振動が起こりやすくなることも無くなり、
常に入力力率“１”の交流入力を得ることができる。
【００３１】本発明の請求項２に係る電力変換装置で
は、電力変換装置の出力電力を検出し、出力電力に応じ
て入力電圧の位相と入力電流の位相が一致するようにコ
ンバータの電流位相を調整する。これにより、負荷容量
に応じてコンバータの電流位相に補正を加えることがで
きるので、交流フィルタの影響により入力系統側に無効
電力が流出したり、振動が起こりやすくなることも無く
なり、常に入力力率“１”の交流入力を得ることができ
る。
は、電力変換装置の出力電力を検出し、出力電力に応じ
て入力電圧の位相と入力電流の位相が一致するようにコ
ンバータの電流位相を調整する。これにより、負荷容量
に応じてコンバータの電流位相に補正を加えることがで
きるので、交流フィルタの影響により入力系統側に無効
電力が流出したり、振動が起こりやすくなることも無く
なり、常に入力力率“１”の交流入力を得ることができ
る。
【００３２】本発明の諸求項３に係る電力変換装置で
は、インバータの出力電流を検出し、出力電流に応じて
入力電圧の位相と入力電流の位相が一致するようにコン
バータの電流位相を調整する。これにより、負荷容量に
応じてコンバータの電流位相に補正を加えることができ
るので、交流フィルタの影響により入力系統側に無効電
力が流出したり、振動が起こりやすくなることも無くな
り、常に入力力率“１”の交流入力を得ることができ
る。
は、インバータの出力電流を検出し、出力電流に応じて
入力電圧の位相と入力電流の位相が一致するようにコン
バータの電流位相を調整する。これにより、負荷容量に
応じてコンバータの電流位相に補正を加えることができ
るので、交流フィルタの影響により入力系統側に無効電
力が流出したり、振動が起こりやすくなることも無くな
り、常に入力力率“１”の交流入力を得ることができ
る。
【００３３】本発明の諸求項４に係る電力変換装置で
は、直流回路の電流を検出し、直流回路の電流に応じて
入力電圧の位相と入力電流の位相が一致するようにコン
バータの電流位相を調整する。これにより、負荷容量に
応じてコンバータの電流位相に補正を加えることができ
るので、交流フィルタの影響により入力系統側に無効電
力が流出したり、振動が起こりやすくなることも無くな
り、常に入力力率“１”の交流入力を得ることができ
る。
は、直流回路の電流を検出し、直流回路の電流に応じて
入力電圧の位相と入力電流の位相が一致するようにコン
バータの電流位相を調整する。これにより、負荷容量に
応じてコンバータの電流位相に補正を加えることができ
るので、交流フィルタの影響により入力系統側に無効電
力が流出したり、振動が起こりやすくなることも無くな
り、常に入力力率“１”の交流入力を得ることができ
る。
【００３４】本発明の請求項５に係る電力変換装置で
は、コンバータの電流を検出し、コンバータの電流に応
じて入力電圧の位相と入力電流の位相が一致するように
前記コンバータの電流位相を調整する。これにより、負
荷容量に応じてコンバータの電流位相に補正を加えるこ
とができるので、交流フィルタの影響により入力系統側
に無効電力が流出したり、振動が起こりやすくなること
も無くなり、常に入力力率“１”の交流入力を得ること
ができる。
は、コンバータの電流を検出し、コンバータの電流に応
じて入力電圧の位相と入力電流の位相が一致するように
前記コンバータの電流位相を調整する。これにより、負
荷容量に応じてコンバータの電流位相に補正を加えるこ
とができるので、交流フィルタの影響により入力系統側
に無効電力が流出したり、振動が起こりやすくなること
も無くなり、常に入力力率“１”の交流入力を得ること
ができる。
【００３５】本発明の請求項６に係る電力変換装置で
は、電流制御手段からの出力電圧指令を検出し、出力電
圧指令に応じて入力電圧の位相と入力電流の位相が一致
するように前記コンバータの電流位相を調整する。これ
により、負荷容量に応じてコンバータの電流位相に補正
を加えることができるので、交流フィルタの影響により
入力系統側に無効電力が流出したり、振動が起こりやす
くなることも無くなり、常に入力力率“１”の交流入力
を得ることができる。
は、電流制御手段からの出力電圧指令を検出し、出力電
圧指令に応じて入力電圧の位相と入力電流の位相が一致
するように前記コンバータの電流位相を調整する。これ
により、負荷容量に応じてコンバータの電流位相に補正
を加えることができるので、交流フィルタの影響により
入力系統側に無効電力が流出したり、振動が起こりやす
くなることも無くなり、常に入力力率“１”の交流入力
を得ることができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施
の形態の入力電流制御回路の構成図であり、ここでは図
１３に示した従来の入力電流制御回路と同一要素につい
ては同一符号を付し説明を省略する。
て図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施
の形態の入力電流制御回路の構成図であり、ここでは図
１３に示した従来の入力電流制御回路と同一要素につい
ては同一符号を付し説明を省略する。
【００３７】図１において、図１３に示した従来の入力
電流制御回路と異なる点は、ＰＬＬ回路１８の出力であ
る電圧位相基準と判定回路５１の出力である位相補正量
との差分を演算し、その値を電圧位相θとしている点で
ある。それ以外の構成は図１３と同様なので説明を省略
する。
電流制御回路と異なる点は、ＰＬＬ回路１８の出力であ
る電圧位相基準と判定回路５１の出力である位相補正量
との差分を演算し、その値を電圧位相θとしている点で
ある。それ以外の構成は図１３と同様なので説明を省略
する。
【００３８】つまり、図１では使用する負荷が決まり、
負荷率が決定したところで、この負荷率に応じた位相補
正量を判定回路５１より位相補正量として出力する。こ
の位相補正量は、コンバータが出力する電流の位相を力
率‘１’となるように決定される。
負荷率が決定したところで、この負荷率に応じた位相補
正量を判定回路５１より位相補正量として出力する。こ
の位相補正量は、コンバータが出力する電流の位相を力
率‘１’となるように決定される。
【００３９】図２は本発明の第１の実施の形態の判定回
路の構成図である。判定回路５１は、負荷容量に対し
て、入力電圧の位相とコンバータが出力する電流の位相
が一致して、位相差がないように、あらかじめ求めてい
た補正量を選択する位相補正テーブル５２を設け、判定
回路５１の出力として電圧位相補正出力とする。
路の構成図である。判定回路５１は、負荷容量に対し
て、入力電圧の位相とコンバータが出力する電流の位相
が一致して、位相差がないように、あらかじめ求めてい
た補正量を選択する位相補正テーブル５２を設け、判定
回路５１の出力として電圧位相補正出力とする。
【００４０】この位相補正テーブル５２は、負荷率に対
する交流入力フィルタのコンデンサによる進み電流分の
力率を求め、角度（位相）に変換したものであり、テー
ブル例は、負荷が１０％毎に変化した場合の位相補正量
を示しており、負荷が１０％の場合、位相は４５°補正
する構成となっている。ここでは、負荷率は１０％毎に
１００％まで示しているが、特に１０％刻みに固定する
必要はない。
する交流入力フィルタのコンデンサによる進み電流分の
力率を求め、角度（位相）に変換したものであり、テー
ブル例は、負荷が１０％毎に変化した場合の位相補正量
を示しており、負荷が１０％の場合、位相は４５°補正
する構成となっている。ここでは、負荷率は１０％毎に
１００％まで示しているが、特に１０％刻みに固定する
必要はない。
【００４１】以上のように、本実施の形態によれば、電
力変換装置の負荷が変化しても、位相補正テーブルを利
用することにより、負荷量が決まれば補正する角度は決
まり、常に入力力率を“１”にすることができる。
力変換装置の負荷が変化しても、位相補正テーブルを利
用することにより、負荷量が決まれば補正する角度は決
まり、常に入力力率を“１”にすることができる。
【００４２】次に本発明の第２の実施の形態について説
明する。図３は本発明の第２の実施の形態の判定回路の
構成図である。判定回路５１は、負荷量に相当するフィ
ードバック量を入力とし、このフィードバック量にゲイ
ン設定器５３で決定されたゲインを乗算器５４により乗
算し、判定回路５１の出力として位相補正量を出力す
る。
明する。図３は本発明の第２の実施の形態の判定回路の
構成図である。判定回路５１は、負荷量に相当するフィ
ードバック量を入力とし、このフィードバック量にゲイ
ン設定器５３で決定されたゲインを乗算器５４により乗
算し、判定回路５１の出力として位相補正量を出力す
る。
【００４３】図４は本発明の第２の実施の形態のフィー
ドバック量算出の説明図であり、ここでは、図９に示し
た従来の構成と同一要素については同一符号を付し説明
を省略する。
ドバック量算出の説明図であり、ここでは、図９に示し
た従来の構成と同一要素については同一符号を付し説明
を省略する。
【００４４】図９と異なる点は、負荷の電圧を検出する
電圧検出器６０と、負荷の電流を検出する電流検出器６
１と、電圧検出器６０の出力と電流検出器６１の出力と
を基にフィードバック量を演算する電力検出回路６２
と、電力検出回路６２からのフィードバック量を基に位
相補正量を演算する判定回路５１とが追加された点であ
る。
電圧検出器６０と、負荷の電流を検出する電流検出器６
１と、電圧検出器６０の出力と電流検出器６１の出力と
を基にフィードバック量を演算する電力検出回路６２
と、電力検出回路６２からのフィードバック量を基に位
相補正量を演算する判定回路５１とが追加された点であ
る。
【００４５】電力検出回路６２では、電圧検出器６０の
出力と電流検出器６１の出力を乗算器６３で乗算し電力
変換装置の出力電力を演算し、更にこの乗算器６３の出
力を割算器６４により定格電圧値で除算することでコン
バータが供給する電流量を求める。
出力と電流検出器６１の出力を乗算器６３で乗算し電力
変換装置の出力電力を演算し、更にこの乗算器６３の出
力を割算器６４により定格電圧値で除算することでコン
バータが供給する電流量を求める。
【００４６】そして、この割算器６４の出力は、負荷容
量に相当するフィードバック量として、図３に示した判
定回路５１の入力され、位相補正量が求められる。ここ
では、乗算器６３の出力を割算器６４により定格電圧値
で除算して、コンバータが供給する電流量をフィードバ
ック量としたが、乗算器６３の出力である電力変換装置
の出力電力をフィードバック量としても構わない。
量に相当するフィードバック量として、図３に示した判
定回路５１の入力され、位相補正量が求められる。ここ
では、乗算器６３の出力を割算器６４により定格電圧値
で除算して、コンバータが供給する電流量をフィードバ
ック量としたが、乗算器６３の出力である電力変換装置
の出力電力をフィードバック量としても構わない。
【００４７】以上のように、本実施の形態によれば、電
力変換装置の負荷が変化しても、負荷容量に応じて、位
相を補正することにより、常に入力力率を“１”にする
ことができる。
力変換装置の負荷が変化しても、負荷容量に応じて、位
相を補正することにより、常に入力力率を“１”にする
ことができる。
【００４８】次に本発明の第３の実施の形態について説
明する。図５は本発明の第３の実施の形態のフィードバ
ック量算出の説明図であり、ここでは、図９に示した従
来の構成と同一要素については同一符号を付し説明を省
略する。
明する。図５は本発明の第３の実施の形態のフィードバ
ック量算出の説明図であり、ここでは、図９に示した従
来の構成と同一要素については同一符号を付し説明を省
略する。
【００４９】図９と異なる点は、インバータの出力電流
を検出する電流検出器６１と、電流検出器６１の出力を
基に位相補正量を演算する判定回路５１とが追加された
点である。
を検出する電流検出器６１と、電流検出器６１の出力を
基に位相補正量を演算する判定回路５１とが追加された
点である。
【００５０】電流検出器６１の出力は、負荷容量に相当
するフィードバック量として、図３に示した判定回路５
１の入力され、位相補正量が求められる。以上のよう
に、本実施の形態によれば、電力変換装置の負荷が変化
しても、負荷容量に応じて、位相を補正することによ
り、常に入力力率を“１”にすることができる。
するフィードバック量として、図３に示した判定回路５
１の入力され、位相補正量が求められる。以上のよう
に、本実施の形態によれば、電力変換装置の負荷が変化
しても、負荷容量に応じて、位相を補正することによ
り、常に入力力率を“１”にすることができる。
【００５１】次に本発明の第４の実施の形態について説
明する。図６は本発明の第４の実施の形態のフィードバ
ック量算出の説明図であり、ここでは、図９に示した従
来の構成と同一要素については同一符号を付し説明を省
略する。
明する。図６は本発明の第４の実施の形態のフィードバ
ック量算出の説明図であり、ここでは、図９に示した従
来の構成と同一要素については同一符号を付し説明を省
略する。
【００５２】図９と異なる点は、直流回路の電流を検出
する電流検出器６１と、電流検出器６１の出力を基に位
相補正量を演算する判定回路５１とが追加された点であ
る。電流検出器６１の出力は、負荷容量に相当するフィ
ードバック量として、図３に示した判定回路５１の入力
され、位相補正量が求められる。
する電流検出器６１と、電流検出器６１の出力を基に位
相補正量を演算する判定回路５１とが追加された点であ
る。電流検出器６１の出力は、負荷容量に相当するフィ
ードバック量として、図３に示した判定回路５１の入力
され、位相補正量が求められる。
【００５３】以上のように、本実施の形態によれば、電
力変換装置の負荷が変化しても、負荷容量に応じて、位
相を補正することにより、常に入力力率を“１”にする
ことができる。
力変換装置の負荷が変化しても、負荷容量に応じて、位
相を補正することにより、常に入力力率を“１”にする
ことができる。
【００５４】次に本発明の第５の実施の形態について説
明する。図７は本発明の第５の実施の形態のフィードバ
ック量算出の説明図であり、ここでは、図９に示した従
来の構成と同一要素については同一符号を付し説明を省
略する。
明する。図７は本発明の第５の実施の形態のフィードバ
ック量算出の説明図であり、ここでは、図９に示した従
来の構成と同一要素については同一符号を付し説明を省
略する。
【００５５】図９と異なる点は、コンバータの電流検出
器１９の出力を基に位相補正量を演算する判定回路５１
とが追加された点である。電流検出器１９の出力は、負
荷容量に相当するフィードバック量として、図３に示し
た判定回路５１の入力され、位相補正量が求められる。
器１９の出力を基に位相補正量を演算する判定回路５１
とが追加された点である。電流検出器１９の出力は、負
荷容量に相当するフィードバック量として、図３に示し
た判定回路５１の入力され、位相補正量が求められる。
【００５６】以上のように、本実施の形態によれば、電
力変換装置の負荷が変化しても、負荷容量に応じて、位
相を補正することにより、常に入力力率を“１”にする
ことができる。
力変換装置の負荷が変化しても、負荷容量に応じて、位
相を補正することにより、常に入力力率を“１”にする
ことができる。
【００５７】次に本発明の第６の実施の形態について説
明する。図８は本発明の第６の実施の形態の入力電流制
御回路の構成図であり、ここでは図１３に示した従来の
入力電流制御回路と同一要素については同一符号を付し
説明を省略する。
明する。図８は本発明の第６の実施の形態の入力電流制
御回路の構成図であり、ここでは図１３に示した従来の
入力電流制御回路と同一要素については同一符号を付し
説明を省略する。
【００５８】図８において、図１３に示した従来の入力
電流制御回路と異なる点は、入力電圧指令が最大値判定
回路６５に入力され、最大値判定回路６５の出力が判定
回路５１に入力され、ＰＬＬ回路１８の出力である電圧
位相基準と判定回路５１の出力である位相補正量との差
分を演算し、その値を電圧位相θとしている点である。
電流制御回路と異なる点は、入力電圧指令が最大値判定
回路６５に入力され、最大値判定回路６５の出力が判定
回路５１に入力され、ＰＬＬ回路１８の出力である電圧
位相基準と判定回路５１の出力である位相補正量との差
分を演算し、その値を電圧位相θとしている点である。
【００５９】入力電圧指令は最大値判定回路６５の入力
となり、最大値判定回路６５は、これら三相の入力の中
から最大値を判定する。最大値判定回路６５の出力は、
負荷容量に相当するフィードバック量として、図３に示
した判定回路５１の入力され、位相補正量が求められ
る。位相補正量は、入力電圧の位相とコンバータが出力
する電流の位相が一致して、位相差がないように決定さ
れるので、入力力率を“１”にすることができる。
となり、最大値判定回路６５は、これら三相の入力の中
から最大値を判定する。最大値判定回路６５の出力は、
負荷容量に相当するフィードバック量として、図３に示
した判定回路５１の入力され、位相補正量が求められ
る。位相補正量は、入力電圧の位相とコンバータが出力
する電流の位相が一致して、位相差がないように決定さ
れるので、入力力率を“１”にすることができる。
【００６０】以上のように、本実施の形態によれば、電
力変換装置の負荷が変化しても、負荷容量に応じて、位
相を補正することにより、常に入力力率を“１”にする
ことができる。
力変換装置の負荷が変化しても、負荷容量に応じて、位
相を補正することにより、常に入力力率を“１”にする
ことができる。
【００６１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では電力変
換装置の負荷が変化しても、商用電源側には常に入力力
率“１”となるようにできるため、電力変換装置の性能
を向上できる。
換装置の負荷が変化しても、商用電源側には常に入力力
率“１”となるようにできるため、電力変換装置の性能
を向上できる。
【図１】 本発明の第１の実施の形態の入力電流制御回
路の構成図。
路の構成図。
【図２】 本発明の第１の実施の形態の判定回路の構成
図。
図。
【図３】 本発明の第２の実施の形態の判定回路の構成
図。
図。
【図４】 本発明の第２の実施の形態のフィードバック
量算出の説明図。
量算出の説明図。
【図５】 本発明の第３の実施の形態のフィードバック
量算出の説明図。
量算出の説明図。
【図６】 本発明の第４の実施の形態のフィードバック
量算出の説明図。
量算出の説明図。
【図７】 本発明の第５の実施の形態のフィードバック
量算出の説明図。
量算出の説明図。
【図８】 本発明の第６の実施の形態の入力電流制御回
路の構成図。
路の構成図。
【図９】 従来の電力変換装置の構成図。
【図１０】 従来のコンバータ制御回路の構成図。
【図１１】 コンバータの構成図。
【図１２】 直流電圧制御回路の構成図。
【図１３】 従来の入力電流制御回路の構成図。
【図１４】 ゲート制御回路の構成図。
【図１５】 交流フィルタによる影響を説明するベクト
ル図。
ル図。
１…インバータ ２…インバータトランス ３…切換回路 ４…接触器 ５…半導体スイッチ ６…負荷 ７…商用電源 ８…交流フィルタ ９…コンバータ １０…直流コンデンサ １１…蓄電池 １２…電圧検出器 １３…コンバータ制御回路 １４…直流電圧制御回路 １５…電圧検出器 １６…停電検出回路 １７…入力電流制御回路 １８…ＰＬＬ回路 １９…電流検出器 ２０…ゲート制御回路 ３１…スイッチング素子 ３２…ダイオード ３３…ゲート駆動回路 ３６…ソフトスタート信
号 ３７…乗算器 ３８…ＰＩ制御回路 ４１…乗算器 ４２…Ｐ制御回路 ４３…キャリア発生回路 ４４…コンパレータ ４５…ゲート生成回路 ５１…判定回路 ５２…位相補正テーブル ５３…ゲイン設定器 ６０…電圧検出器 ６１…電流検出器 ６２…電力検出回路 ６３…乗算器 ６４…割算器 ６５…最大値判定回路
号 ３７…乗算器 ３８…ＰＩ制御回路 ４１…乗算器 ４２…Ｐ制御回路 ４３…キャリア発生回路 ４４…コンパレータ ４５…ゲート生成回路 ５１…判定回路 ５２…位相補正テーブル ５３…ゲイン設定器 ６０…電圧検出器 ６１…電流検出器 ６２…電力検出回路 ６３…乗算器 ６４…割算器 ６５…最大値判定回路
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｙ
Claims (6)
- 【請求項１】 商用電源から交流フィルタを介して供給
される交流を直流に変換するコンバータと、 該コンバータの直流を交流に変換するインバータと、 前記コンバータの電流が電流振幅基準に一致するように
前記コンバータの出力電圧指令を作成する電流制御手段
と、 該電流制御手段からのコンバータ出力電圧指令に基づき
前記コンバータを構成するスイッチング素子のゲートを
制御するゲート回路と、を有した電力変換装置におい
て、 電力変換装置の負荷容量に応じて入力電圧の位相と入力
電流の位相が一致するようにコンバータの位相の補正量
が設定された位相補正テーブルと、 該位相補正テーブルに基づいて前記コンバータの電流位
相を調整する位相補正手段とを具備したことを特徴とす
る電力変換装置。 - 【請求項２】 商用電源から交流フィルタを介して供給
される交流を直流に変換するコンバータと、 該コンバータの直流を交流に変換するインバータと、 前記コンバータの電流が電流振幅基準に一致するように
前記コンバータの出力電圧指令を作成する電流制御手段
と、 該電流制御手段からのコンバータ出力電圧指令に基づき
前記コンバータを構成するスイッチング素子のゲートを
制御するゲート回路と、を有した電力変換装置におい
て、 電力変換装置の出力電力を検出する電力検出手段と、 該電力検出手段の出力に応じて入力電圧の位相と入力電
流の位相が一致するように前記コンバータの電流位相を
調整する位相補正手段とを具備したことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項３】 商用電源から交流フィルタを介して供給
される交流を直流に変換するコンバータと、 該コンバータの直流を交流に変換するインバータと、 前記コンバータの電流が電流振幅基準に一致するように
前記コンバータの出力電圧指令を作成する電流制御手段
と、 該電流制御手段からのコンバータ出力電圧指令に基づき
前記コンバータを構成するスイッチング素子のゲートを
制御するゲート回路と、を有した電力変換装置におい
て、 インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、 該電流検出手段の出力に応じて入力電圧の位相と入力電
流の位相が一致するように前記コンバータの電流位相を
調整する位相補正手段とを具備したことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項４】 商用電源から交流フィルタを介して供給
される交流を直流に変換するコンバータと、 該コンバータの直流を交流に変換するインバータと、 前記コンバータの電流が電流振幅基準に一致するように
前記コンバータの出力電圧指令を作成する電流制御手段
と、 該電流制御手段からのコンバータ出力電圧指令に基づき
前記コンバータを構成するスイッチング素子のゲートを
制御するゲート回路と、を有した電力変換装置におい
て、 直流回路の電流を検出する電流検出手段と、 該電流検出手段の出力に応じて入力電圧の位相と入力電
流の位相が一致するように前記コンバータの電流位相を
調整する位相補正手段とを具備したことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項５】 商用電源から交流フィルタを介して供給
される交流を直流に変換するコンバータと、 該コンバータの直流を交流に変換するインバータと、 前記コンバータの電流が電流振幅基準に一致するように
前記コンバータの出力電圧指令を作成する電流制御手段
と、 該電流制御手段からのコンバータ出力電圧指令に基づき
前記コンバータを構成するスイッチング素子のゲートを
制御するゲート回路と、を有した電力変換装置におい
て、 コンバータの電流を検出する電流検出手段と、 該電流検出手段の出力に応じて入力電圧の位相と入力電
流の位相が一致するように前記コンバータの電流位相を
調整する位相補正手段とを具備したことを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項６】 商用電源から交流フィルタを介して供給
される交流を直流に変換するコンバータと、 該コンバータの直流を交流に変換するインバータと、 前記コンバータの電流が電流振幅基準に一致するように
前記コンバータの出力電圧指令を作成する電流制御手段
と、 該電流制御手段からのコンバータ出力電圧指令に基づき
前記コンバータを構成するスイッチング素子のゲートを
制御するゲート回路と、を有した電力変換装置におい
て、 前記電流制御手段からの出力電圧指令を検出する電圧指
令検出手段と、 該電圧指令検出手段の出力に応じて入力電圧の位相と入
力電流の位相が一致するように前記コンバータの電流位
相を調整する位相補正手段とを具備したことを特徴とす
る電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10100700A JPH11299244A (ja) | 1998-04-13 | 1998-04-13 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10100700A JPH11299244A (ja) | 1998-04-13 | 1998-04-13 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11299244A true JPH11299244A (ja) | 1999-10-29 |
Family
ID=14280999
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10100700A Pending JPH11299244A (ja) | 1998-04-13 | 1998-04-13 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11299244A (ja) |
Cited By (6)
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| WO2011128962A1 (ja) * | 2010-04-12 | 2011-10-20 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2014230318A (ja) * | 2013-05-20 | 2014-12-08 | 田淵電機株式会社 | パワーコンディショナ |
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-
1998
- 1998-04-13 JP JP10100700A patent/JPH11299244A/ja active Pending
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