WO2017037815A1 - 電圧変換装置および無線電力伝送装置 - Google Patents

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寛明 石原
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株式会社 東芝
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    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/30—Reactive power compensation

Definitions

  • Embodiments described herein relate generally to a voltage conversion device and a wireless power transmission device.
  • An object of the embodiment of the present invention is to easily detect a phase difference between a voltage and a current.
  • a voltage conversion apparatus as an embodiment of the present invention includes a DC power supply unit that generates a DC voltage, an inverter, an AC component detection unit, and a phase estimation unit.
  • the inverter has a first end electrically connected to one of a positive side terminal and a negative side terminal of the DC power supply unit, and a second end electrically connected to the other of the positive side terminal and the negative side terminal. Then, AC power is generated based on the DC voltage.
  • the AC component detection unit detects an AC component of a current flowing through the first end or the second end.
  • the phase estimator is based on the amplitude of a specific frequency component included in the first absolute value signal representing the absolute value of the AC component, and the phase between the AC power voltage phase and the AC power current phase. Estimate the relationship.
  • the voltage converter supplies the AC power generated by the inverter to a load device, and the impedance of the load device in the fundamental frequency of the drive frequency of the inverter is that of the load device in the odd-order harmonics of the drive frequency. Less than impedance.
  • the simplified equivalent circuit schematic of a general wireless power transmission apparatus The figure which shows the relationship between the power factor and efficiency in the wireless power transmission apparatus of the structure of FIG.
  • the figure which shows a high-pass filter output waveform The figure which shows the output waveform of an absolute value detection part.
  • the figure which shows the structure of the voltage converter which concerns on 6th Embodiment The figure which shows the example of the operation
  • Fig. 1 shows an equivalent circuit with a simplified configuration of a general wireless power transmission device.
  • the wireless power transmission apparatus of FIG. 1 includes a power transmission side AC power source, a power transmission coil Ltx, and a power transmission side capacitance Ctx, a power reception side power reception coil Lrx, a power reception side capacitance Crx, and a load resistance R.
  • a series resonance circuit is configured by the power transmission coil L tx on the power transmission side and the power transmission side capacitance C tx .
  • This resonance frequency is given as follows.
  • the series resonant circuit is formed by inductor L rx, and capacitance C rx of the power receiving side, the resonant frequency is given as follows.
  • FIG. 2A shows the relationship between the frequency of the AC power supply on the power transmission side and the power transmission efficiency (hereinafter simply referred to as efficiency) when the resonance frequencies f tx and frx are 100 kHz, and the AC on the power transmission side.
  • efficiency the power transmission efficiency
  • the relationship between the frequency of a power supply and the power factor in an alternating current power supply output is shown.
  • the characteristics are shown when the coupling coefficient k is 0.1 and the Q value of the coil at 100 kHz is 30 for both L tx and L rx .
  • the inductances of L tx and L rx are both 100 ⁇ H, and the load resistance is set to a condition that provides the maximum efficiency at an AC power supply frequency of 100 kHz.
  • FIG. 2B shows the characteristics when the coupling coefficient k is 0.3 and the Q value of the coil at 100 kHz is 100 for both L tx and L rx .
  • Other conditions are the same as those in FIG.
  • the characteristics vary depending on the coupling coefficient, the Q value of the coil, etc., but in both cases, the frequency at which the power factor reaches its maximum value and the frequency at which the efficiency reaches its maximum value are almost the same.
  • Power factor is defined as the ratio of apparent power to active power. For AC power supplies that output ideal sinusoidal voltages and currents, the power factor is the difference between the phase of the output voltage and the phase of the output current. As It can be asked. That is, the power factor takes a maximum value of 1 when the phase difference between voltage and current is zero.
  • the phase difference Is defined by the phase of the current with reference to the voltage.
  • the power factor is the ratio of apparent power to active power. Normally, elements used in a power circuit have a rated voltage and current, and cannot be operated beyond this.
  • a high power factor means that the ratio of the effective power to the apparent power is high, so it can be said that more power can be handled by a power circuit with the same rating by improving the power factor. Therefore, it can be said that the power factor of the AC power supply output is one of important characteristics in various applications using the AC power supply, not limited to the wireless power transmission.
  • This embodiment is characterized in that when an inverter is used as an AC power supply, the output power factor, that is, the phase difference between voltage and current is easily detected.
  • FIG. 3 shows the voltage converter according to the first embodiment.
  • the voltage converter includes a DC power supply unit 101 that outputs a DC voltage, an inverter 102, a current detection unit 105, a high-pass filter 106, an absolute value detection unit 107, and a phase difference estimation unit 108.
  • a set of the current detection unit 105 and the high-pass filter 106 corresponds to an AC component detection unit that detects an AC component of the input current of the inverter 102.
  • the input voltage of the inverter 102 Input current Define Also, the output voltage of the inverter 102 Output current It is defined as A load device 103 is connected to the output of the inverter 102.
  • the load device 103 indicates the entire load driven by the inverter 102.
  • the load device includes a power transmission side capacitor Ctx and a power transmission coil Ltx connected to an AC power supply output, a power reception side power reception side capacitance Crx and a power reception coil Lrx, and a load resistance. Includes all of R.
  • the set of the power transmission side capacitance Ctx and the power transmission coil Ltx forms a power transmission side coil section.
  • a set of the power receiving side capacitance Crx and the power receiving coil Lrx forms a power receiving side coil portion.
  • the inverter 102 has a first end electrically connected to one of the positive side terminal and the negative side terminal of the DC power supply unit 101, and a second end electrically connected to the other of the positive side terminal and the negative side terminal.
  • AC power (AC voltage and AC current) is generated based on the input DC voltage from the power supply unit 102. That is, the inverter 102 operates as a DC-AC converter.
  • the inverter 102 includes four switching elements 102 ⁇ / b> A, 102 ⁇ / b> B, 103 ⁇ / b> C, and 104 ⁇ / b> D, and generates the AC power by switching elements in accordance with a switching signal supplied from the driving device.
  • the AC power generated by the inverter 102 is supplied to the load device 103.
  • each switching element is configured as a transistor and a diode connected in antiparallel.
  • the connection in reverse parallel means that the current flowing direction of each connected element is reversed (the direction in which the current flows backward to the D DC power supply unit).
  • One ends of the switching elements 102A and 102B are connected to each other, and one ends of the switching elements 102C and 102D are connected to each other.
  • the other ends of the switching elements 102 ⁇ / b> A and 102 ⁇ / b> C are commonly connected to the power supply terminal (positive side terminal) of the DC power supply unit 101.
  • the other ends of the switching elements 102B and 102D are connected in common to the ground terminal (negative terminal) of the DC power supply unit 101.
  • a connection node between the switching elements 102 ⁇ / b> A and 102 ⁇ / b> B is connected to one of the two input terminals of the load device 103.
  • a connection node between the switching elements 102C and 102D is connected to the other of the two input terminals.
  • the inverter 120 controls each switching element by a switching signal supplied by a driving device (not shown).
  • FIG. 4 shows the voltage waveform of the inverter output.
  • the vertical axis is normalized by the input DC voltage, and the horizontal axis is normalized by the period T.
  • the same normalized values are used for the voltage waveform diagrams shown below.
  • the voltage waveform of the inverter output is a rectangular wave with a period corresponding to the inverter drive frequency.
  • f fund is referred to as a fundamental frequency.
  • the frequency component of ffund included in the voltage and / or current is referred to as a fundamental wave component.
  • the waveform of the fundamental wave component is a sine wave having a zero cross point (a point at which the voltage becomes zero) that coincides with the transition timing of the rectangular wave.
  • FIG. 5 shows a voltage waveform and a fundamental wave component when the duty is changed.
  • the fundamental wave component is a sine wave that has a smaller amplitude and a zero cross at the midpoint of the period in which the voltage waveform is zero (the voltage is zero) as the duty decreases.
  • a method for reducing the duty there are methods such as inserting a dead time between the U-phase and V-phase drive signals of the differential inverter, or shifting the phases of the U-phase and V-phase drive signals.
  • the U phase indicates a portion configured by the switching elements 102A and 102B in the inverter 102
  • the V phase indicates a portion configured by the switching elements 102C and 102D.
  • This embodiment can be applied to general AC power generation devices that generate an AC output having a fundamental wave component with respect to a DC voltage input.
  • the output voltage is composed of a direct current component and an alternating current component, but the output voltage of the single-phase inverter includes a fundamental wave component as shown in FIG. Is possible.
  • the magnitude of the inverter output current with respect to the amplitude of the inverter output voltage is determined by the impedance of the load device. If the absolute value of the impedance at the fundamental frequency is small, the fundamental component of the inverter output current is large, and if it is large, the fundamental component of the output current is small. Similarly, the magnitude of the current of the harmonic component that is an odd multiple of the fundamental frequency is also determined by the absolute value of the impedance at each frequency.
  • the impedance of the fundamental frequency of the load device is smaller than the impedance in the odd-numbered harmonics, the frequency component included in the inverter output current is mainly only the fundamental component. At this time, the current waveform is close to a sine wave having a fundamental frequency. This can be said that the load device operates as a filter that selectively passes only the fundamental wave component of the frequency components in the inverter output voltage.
  • the difference between the phase of the fundamental wave component of the inverter output current and the phase of the fundamental wave component of the inverter output voltage is defined as the fundamental wave phase difference.
  • the fundamental wave phase difference is determined by the phase component of impedance at the fundamental wave frequency. When the phase component of the impedance at the fundamental wave frequency is 0, that is, when the imaginary part of the impedance is 0, the fundamental wave power factor is 1 which is the maximum value.
  • the load device operates as a filter for odd-order harmonics (does not pass harmonics)
  • the current approaches the sine wave of the fundamental frequency, so the output power of the inverter
  • the contributing component is mainly only the fundamental wave component.
  • detecting the fundamental wave power factor is substantially equivalent to detecting the power factor of the inverter output.
  • detecting the fundamental wave phase difference is almost equivalent to detecting the phase difference between the voltage and current of the inverter output.
  • the impedance has a minimum value near the fundamental wave component, and it can be said that the fundamental wave component is selectively passed.
  • This embodiment provides a method of detecting a fundamental wave power factor, that is, a phase difference between a voltage and a current of a fundamental wave component (fundamental wave phase difference) when the load device operates as a filter that passes the fundamental wave component.
  • FIG. 8A shows the waveforms of the input voltage and input current of the inverter when the phase difference between the output current of the inverter and the output voltage of the inverter is 0 degree, that is, the fundamental wave power factor is 1.
  • FIG. 8B shows a waveform when the phase difference between the input voltage and the input current is 90 degrees, that is, the fundamental wave power factor is zero.
  • shaft of the electric current shown in FIG. 8 is the value normalized by the electric current amplitude.
  • the normalized current values are used for the current waveform diagrams shown hereinafter.
  • the current detector 105 detects the inverter input current.
  • the inverter 102 is electrically connected to the positive terminal of the DC power supply unit 101 at one terminal and is connected to the negative terminal at the other terminal.
  • the current detection unit 105 detects the current flowing through the terminal of the inverter 102 connected to the positive terminal.
  • a configuration in which the current flowing through the terminal of the inverter 102 connected to the negative terminal is detected is also possible.
  • FIGS. 9A and 9B That is, a waveform obtained by multiplying the sine wave by the rectangular wave of the inverter output voltage is obtained.
  • 9A corresponds to the case where the phase difference is 0 degree
  • FIG. 9B corresponds to the case where the phase difference is 90 degrees. Note that the voltage waveform at the input of the inverter is constant because of direct current.
  • the current detected by the current detection unit 105 is input to the high-pass filter 106.
  • the high-pass filter 106 removes a direct current component from the input signal.
  • the inverter input current waveform is obtained by multiplying a sine wave by a rectangular wave, and thus becomes a periodic waveform having a period half the period of the fundamental frequency.
  • Such a periodic waveform includes a direct current component and an even-order harmonic component of the fundamental frequency.
  • the next lower frequency component of the DC component is twice the fundamental frequency, and the high-pass filter 106 operates to pass this frequency component (double frequency component) and higher frequency components. This prevents the direct current component from passing (removes the direct current component).
  • the inverter input current includes even-order harmonic components of higher fundamental frequency, but the contribution becomes smaller as the frequency becomes higher, so that the required accuracy can be ensured in later calculations. Can be passed. Therefore, the high-pass filter 106 may be replaced with a band-pass filter having an appropriate pass band. The cutoff frequency on the high frequency side when the band-pass filter is used can be determined based on the required phase difference estimation accuracy.
  • HPF_OUT The waveform of the high-pass filter output obtained by removing the DC component from the input current waveform of the inverter 102 by the high-pass filter 106 is defined as “HPF_OUT”.
  • HPF_OUT is shown in FIG. 10A corresponds to the case where the phase difference is 0 degree, and FIG. 10B corresponds to the case where the phase difference is 90 degrees.
  • the output of the high-pass filter 106 is input to the absolute value detection unit 107.
  • the absolute value detection unit 107 generates an absolute value signal representing an absolute value with respect to the input signal of the absolute value detection unit 107.
  • the output waveform of the absolute value detection unit 107 is defined as “ABS_OUT”. ABS_OUT is shown in FIG. 11A corresponds to the case where the phase difference is 0 degree, and FIG. 11B corresponds to the case where the phase difference is 90 degrees.
  • the output of the absolute value detection unit 107 is input to the phase difference estimation unit 108.
  • the phase difference estimation unit 108 estimates the phase difference from the absolute value signal that is the output of the absolute value detection unit 107. Details of this method will be described below.
  • FIG. 12 shows the results obtained by performing Fourier transform on the waveforms in FIG. 11A and FIG. 11B (the output waveform of the absolute value detection unit 107) and obtaining components of each frequency.
  • the horizontal axis in FIG. 12 is normalized by the fundamental frequency. Since the ABS_OUT (the output waveform of the absolute value detection unit 107) shown in FIGS. 11A and 11B is a repetitive waveform having a period that is half of the period of the fundamental frequency regardless of the phase difference.
  • the vertical axis is a value normalized by the amplitude of the inverter output current.
  • the double frequency component of the fundamental wave has a very large value when the phase difference is 0 degrees compared to when the phase difference is 90 degrees. From this result, it is expected that the value of the double frequency component of the fundamental wave included in ABS_OUT (the output waveform of the absolute value detection unit 107) greatly changes according to the phase difference. Assuming that the inverter output current is an ideal sine wave, calculate the magnitude of the double frequency component of the fundamental wave at ABS_OUT when the phase difference of the inverter output current relative to the inverter output voltage is changed from -180 degrees to 180 degrees The results are shown in FIG. It can be seen from FIG. 13 that the second harmonic frequency component of the fundamental wave takes a minimum value at phase differences of 0 degrees, 180 degrees, and ⁇ 180 degrees, and takes a maximum value at phase differences of ⁇ 90 degrees and 90 degrees.
  • phase difference when the phase difference is in the range of ⁇ 90 degrees to 90 degrees, the smaller the double frequency component of the fundamental wave in ABS_OUT (output waveform of the absolute value detection unit 107), the smaller the phase difference between the voltage and the current. It can be said. Using this relationship, the phase difference can be estimated from the amplitude of the double frequency component of the fundamental wave in ABS_OUT as the specific frequency component.
  • the ranges where the phase difference is ⁇ 180 degrees to ⁇ 90 degrees and 90 degrees to 180 degrees correspond to the output power of the inverter 102 being negative, that is, the power being input to the inverter 102. If the power flow is limited to one direction and the power is reliably output from the inverter 102, the phase difference should be in the range of ⁇ 90 degrees to 90 degrees. In this case, it can be said that the smaller the content of the second harmonic, the closer the phase difference is to 0, that is, the smaller the phase difference.
  • the phase difference can be estimated by combining with the power flow direction. good. That is, the phase difference is ⁇ 90 degrees to 90 degrees when power is output, and the phase difference is ⁇ 180 degrees to ⁇ 90 degrees, or 90 degrees to 180 degrees when power is input. You may judge that there is. In this case, when the power is output, the second harmonic output is smaller as the phase difference is closer to 0 degrees, and when the power is input, the second harmonic output is smaller as the phase difference is closer to 0 degrees. growing.
  • the phase difference may be estimated more accurately by using a combination of methods for separately detecting the phase difference between voltage and current.
  • the amplitude of the double frequency component of the fundamental wave of ABS_OUT (output waveform of the absolute value detection unit) in FIG. 13 is ⁇ 180 degrees to ⁇ 90 degrees, ⁇ 90 degrees to 0 degrees, 0 degrees to 90 degrees, 90 degrees to 180 degrees. If it is limited to each range of degrees, it takes a unique value according to the phase difference, but there is also a phase difference that takes the same value in other ranges. Of these four ranges, only which range the phase difference belongs to may be determined by separately detecting the phase difference separately. As a specific method, for example, the phase difference can be roughly detected by monitoring the voltage and current of the inverter output.
  • the phase difference can be estimated more accurately. Note that when the range of the phase difference is limited, such as when the flow of power is limited to one side, the phase difference may be determined roughly in only that range.
  • the phase difference estimation unit 108 has a function of extracting the double frequency component and a function of determining its amplitude. As long as it has, it can be set as arbitrary structures.
  • An example of the configuration of the phase difference estimation unit 108 is shown in FIG.
  • the phase difference estimation unit 108 includes a frequency component extraction unit 121 and an amplitude determination unit 122.
  • the frequency component extraction unit 121 extracts a double frequency component from ABS_OUT (the output waveform of the absolute value detection unit).
  • the amplitude determination unit 122 estimates a phase difference (amplitude determination) according to the amplitude of the extracted double frequency component.
  • a band pass filter or a high pass filter for an analog signal may be used as a method of extracting the double frequency component by the frequency component extraction unit 121.
  • sampling may be performed at a constant period and Fourier transform may be performed.
  • the amplitude determination in the amplitude determination unit 122 may determine whether or not the phase difference is in a predetermined range depending on whether or not the amplitude is in a predetermined range. Further, it may be determined whether or not the phase difference is close to a predetermined value depending on whether the amplitude is smaller or larger than a certain threshold value. For example, if the phase difference is in the range of -90 degrees to 90 degrees, it is determined whether the phase difference is close to 0 depending on whether the amplitude of the detected double frequency component is close to 0 (threshold value). Is possible. As an example, when the absolute value difference between the amplitude value and the threshold value is equal to or smaller than a certain value, it can be determined that the phase difference is close to zero.
  • phase difference when the phase difference is in a specific range (such as a range of ⁇ 90 degrees to 90 degrees), the phase difference may be estimated uniquely from the amplitude value. As long as the phase difference is estimated using the amplitude, methods other than those described here may be used.
  • FIG. 15 shows a more specific example of the phase difference estimation unit 108 shown in FIG.
  • the phase difference estimation unit 108 includes a band pass filter 131, an absolute value detection unit 132, a low pass filter 133, a comparison unit 134, and a threshold storage unit 135.
  • the threshold storage unit 135 may be a memory, a magnetic storage device such as a hard disk, or an optical storage device such as an optical disk.
  • the memory may be a volatile memory such as SRAM or DRAM, or a nonvolatile memory such as NAND, FeRAM, MRAM, or ROM.
  • the band pass filter 131 extracts a double frequency component of the fundamental wave.
  • the absolute value detection unit 132 obtains an absolute value signal representing the absolute value of the double frequency component from the double frequency component of the extracted fundamental wave.
  • the low-pass filter 133 passes a low-frequency component (DC component signal) from the absolute value signal.
  • the comparator 134 compares the amplitude of the signal that has passed through the low-pass filter 133 with at least one threshold value read from the threshold value storage unit 135. Thus, the phase relationship between the voltage and current is detected, such as whether or not the phase difference is within a predetermined range, whether the phase difference is close to a predetermined value, or the phase difference itself.
  • a plurality of threshold values may be stored in the threshold value storage unit 135, and the comparator 134 may determine in which range of the plurality of ranges the phase difference exists based on the comparison with the plurality of threshold values.
  • the phase relationship may be acquired from the DC component value extracted by the low-pass filter 133 and the lookup table using a lookup table in which the DC component value is associated with the phase relationship.
  • the threshold value, the value set in the lookup table, or both can be determined based on the relationship of FIG. 13 described above. In the configuration of FIG. 15, since the DC component (DC signal) is input to the comparator 134, a very low-speed comparator can be used.
  • the output signal of the low-pass filter 133 is converted into digital data by ADC (Analog to Digital Converter) (that is, a DC component value is obtained), and the comparator 134 obtains a threshold value by the DC component value (digital data). May be compared. Thereby, the comparator 134 can be realized by a digital circuit. In this case, since ADC can be made low speed, improvement in accuracy and reduction in power consumption can be expected.
  • ADC Analog to Digital Converter
  • 3 and 15 can be configured by using an analog circuit as shown in FIG. 16, for example.
  • This analog circuit includes diodes 141 and 145, resistors 142, 143, and 147, a capacitor 146, and comparators 144 and 145. Based on these elements, the analog circuit represents an absolute value of a signal input to the terminal Vin. An absolute value signal is generated and output from the terminal Vout.
  • the AC component is detected from the input current of the inverter, and the phase relationship between the output voltage of the inverter and the output current is estimated according to the amplitude of the fundamental frequency double frequency component in the absolute value signal. .
  • the input voltage of the inverter is constant. Therefore, occurrence of such a problem is suppressed in this embodiment.
  • this embodiment since it is not necessary to detect a voltage in order to estimate a phase difference, there arises a problem that the frequency characteristics of both are different when both current detection means and current detection means are used as in the related art. Absent.
  • FIG. 17 shows the configuration of the phase difference estimation unit 108 according to the second embodiment.
  • the phase difference estimation unit 108 in FIG. 17 includes a low-pass filter 151 and an amplitude determination unit 152.
  • the low-pass filter 151 extracts the low-frequency component (DC component) from the absolute value signal that is the output of the absolute value detection unit 107.
  • the amplitude determination unit 152 estimates the phase difference according to the amplitude of the DC component.
  • the estimation method is the same as in the first embodiment.
  • FIG. 18 shows the relationship between the magnitude of the DC component and the phase difference in ABS_OUT (the output waveform of the absolute value detection unit 107). From FIG. 18, the direct current component of ABS_OUT (the output waveform of the absolute value detection unit 107) has the same dependence on the phase difference as the double frequency component of the fundamental wave shown in FIG. Therefore, the various methods described in the first embodiment can be similarly applied to estimate the phase difference.
  • the present invention can be similarly implemented at other frequencies.
  • FIG. 19 shows a configuration of a phase difference estimation unit according to the third embodiment.
  • the 19 includes a frequency component extraction unit 161, an amplitude detection unit 162, a low-pass filter 163, a DC component detection unit 164, and a division unit 165.
  • the frequency component extraction unit 161 extracts a double frequency component from ABS_OUT (output waveform of the absolute value detection unit).
  • the amplitude detector 162 detects the amplitude value of the double frequency component.
  • the low-pass filter 163 blocks a frequency component more than twice the fundamental wave from ABS_OUT (output waveform of the absolute value detection unit).
  • the DC component detection unit 164 detects the value of the DC component from the signal that has passed through the low-pass filter 163.
  • the division unit 165 calculates a ratio between the amplitude value detected by the amplitude detection unit 162 and the DC component value detected by the DC component detection unit 164. For example, the ratio is calculated by dividing the amplitude value of the double frequency component of the fundamental wave by the value of the DC component. Then, using the calculated ratio, a phase relationship such as a phase difference is estimated in the same manner as the embodiments described so far, such as using a threshold value or a lookup table.
  • FIG. 20 shows the relationship between the ratio of the amplitude value of the double frequency component of the fundamental wave and the value of the DC component in ABS_OUT (the output waveform of the absolute value detection unit 107) and the phase difference. Since both the direct current component and the double frequency component are proportional to the current amplitude, the ratio of these values is determined by only the phase difference regardless of the magnitude of the current. Therefore, even when the current values are greatly different, the same phase determination configuration can be used. That is, the phase difference can be estimated with high accuracy by referring to the same threshold value or the same lookup table regardless of the magnitude of the current.
  • FIG. 21 shows the configuration of the voltage converter according to the fourth embodiment.
  • the difference from the first embodiment is that the high-pass filter is removed.
  • the current detection unit 175 uses a sensor that does not have sensitivity to direct current. In general, some current sensors such as CT (Current Transformer) do not have sensitivity to a direct current component depending on the application, and thus a high-pass filter can be eliminated by using this.
  • the absolute value detection unit 107 may generate an absolute value signal representing the absolute value of the current (alternating current component) signal detected by the current detection unit 175.
  • FIG. 22 shows the configuration of the voltage converter according to the fifth embodiment.
  • an inductor 182 and a capacitive element 181 are provided on the output side of the DC power supply unit 101.
  • Inductor 182 is connected in series to DC power supply unit 101, and capacitive element 181 is connected in parallel to DC power supply unit 101.
  • the current detection unit 105 detects the current of the capacitive element 181, and the high-pass filter is removed.
  • the inductor 182 may be an actual inductor element, or may utilize a parasitic inductance attached to the wiring.
  • the capacitive element 181 is configured so that the impedance of the capacitive element 181 is lower than that of the inductor 182 in the frequency component equal to or higher than the second harmonic frequency of the fundamental wave.
  • the direct current component is supplied from the inductor 182 side.
  • the current may be observed by the current detection unit 105 at a terminal connected to the negative side of the DC power supply unit 101 of the capacitor 181 as shown in FIG.
  • the current detection unit 105 When a ripple voltage is generated at both ends of the capacitive element 181 due to the inductance of the inductor 182, if the ripple amount is different at both ends of the capacitive element 181, a terminal having a smaller ripple amount (the inductor is not connected).
  • the influence can be reduced.
  • the inductor 183 is also connected in series to the negative side of the DC power supply unit 101, and two capacitive elements 181 and 184 are connected in series to the DC power supply unit 101.
  • the current detection unit 105 observes the current at a position between the capacitive elements 181 and 184, for example, at a midpoint.
  • the inductance is added symmetrically in the positive and negative directions, the influence of ripple can be reduced by observing the current at a position that is the middle point in terms of potential.
  • FIG. 25 shows the configuration of the voltage converter according to the sixth embodiment.
  • a frequency adjustment unit 191 is added to the configuration of FIG.
  • the frequency adjustment unit 191 Based on the output (estimation result) of the phase difference estimation unit 108, the frequency adjustment unit 191 adjusts the drive frequency of the inverter 102 so that the phase relationship approaches a desired relationship (for example, the phase difference approaches a desired value). A frequency adjustment signal is generated.
  • the frequency adjustment unit 191 outputs the generated frequency adjustment signal to the drive device of the inverter 102.
  • the drive device of the inverter 102 controls the frequency of the output current by controlling the switching timing of each switching element according to the frequency adjustment signal. For example, when the phase difference is brought close to 0, the adjustment signal may be generated so that the output of the phase difference estimation unit shows a value closer to the phase difference 0.
  • the output of the phase difference estimation unit can be brought close to a predetermined range and included in the predetermined range.
  • the predetermined range is a range that the output of the phase difference estimation unit 108 can take when the phase difference is within a target range. If it is within the predetermined range, the frequency changing operation is terminated. If not within the predetermined range, the output of the phase difference estimation unit 108 is held in a storage device such as a memory (S12), and the drive frequency of the inverter is increased (S13). The storage device may be inside the phase difference estimation unit 108 or outside the phase difference estimation unit 108. After the frequency is increased, it is determined whether or not the output of the phase difference estimation unit 108 is closer to a predetermined range than the value held earlier (S14). When approaching a predetermined range, the same operation is repeated.
  • the output of the phase difference estimator is held in a storage device such as a memory and the drive frequency of the inverter is decreased (S17). Thereafter, it is determined again whether or not the output of the phase difference estimation unit 108 has approached a predetermined range (S18). If the output has approached, the same processing is repeated. When the distance is away from the predetermined range, the output of the phase difference estimation unit is held (S12), and the drive frequency of the inverter is increased (S13).
  • the change width of the increase when the drive frequency of the inverter is increased in step S13 and the change width of the decrease when the drive frequency of the inverter is increased in step S17 may be constant widths.
  • the change width of the increase and / or the change width of the decrease may be varied according to the output value of the phase difference estimation unit 108.
  • the drive frequency of the inverter can be adjusted so that the phase difference is included in a desired range.
  • control is performed so that the output of the phase difference estimation unit is included in a predetermined range, but control may be performed so as to match a predetermined value.
  • the predetermined range may be replaced with a predetermined value, and it may be determined whether or not the predetermined range is matched in step S11.
  • the fundamental frequency changes. Therefore, the frequency characteristics of the various filter units may be set appropriately in consideration of the change. Or you may switch the frequency characteristic of various filter parts according to the change of the drive frequency of an inverter.
  • the frequency characteristic of the impedance of the load device 103 is known, it is possible to uniquely determine in advance whether the frequency should be increased or decreased in order to bring the output of the phase difference estimation unit 108 close to a desired range or a predetermined value. In some cases, the frequency may be changed based on this.
  • the output of the phase difference estimation unit 108 can be included in a predetermined range even when it is unclear whether the frequency should be increased or decreased. It is.
  • FIG. 27 shows another configuration example of the voltage converter according to the sixth embodiment.
  • the difference from the configuration of FIG. 25 is that a load adjustment unit 192 is provided instead of the frequency adjustment unit.
  • the load adjustment unit 192 changes the phase of the output current by performing load adjustment.
  • the load adjustment is performed, for example, by changing element values of variable elements such as a variable capacitor, a variable inductance, and a variable resistor provided in the load device 103, and corresponds to adjusting the frequency characteristics of the load device.
  • the load adjustment unit 192 the one in which the frequency changed in steps S13 and S17 of the operation flow in FIG. 26 is replaced with the element value of the variable element in the load device 103 can be applied.
  • the load adjustment unit 192 may exist on the power transmission device side or the power reception device side.
  • the load adjustment signal is transmitted to the power reception device by wireless or wired communication, and the load adjustment signal is received on the power reception device side and output to the load device 103.
  • the load adjustment unit 192 exists on the power receiving device side, the output of the phase difference estimation unit is transmitted from the power transmission device to the power reception device by wireless communication, and the load adjustment unit 192 on the power reception side determines the load based on the output of the phase estimation unit.
  • An adjustment signal may be generated.
  • the wireless communication method may be a general wireless communication standard such as a wireless LAN or Bluetooth (registered trademark), or may be a unique wireless communication standard.
  • the coupling state may be adjusted.
  • the impedance changes by changing the coupling state of the coils. Therefore, by changing the physical positional relationship between the power transmission coil (Ltx) and the power reception coil (Lrx), the output of the phase difference estimation unit 108 can be adjusted to be included in a predetermined range or match a predetermined value. Adjustment of the frequency characteristics of the coil section on the power transmission side, the frequency characteristics of the coil section on the power reception side, and the load connected to the power receiving apparatus is also included in the load adjustment.
  • Adjusting the frequency characteristics of the coil section on the power transmission side includes, for example, changing element values such as the coil Ctx and the inductor Ltx. Adjusting the frequency characteristics of the coil portion on the power receiving side includes changing element values such as the coil Crx and the inductor Lrx, for example. In addition, adjusting the load connected to the power receiving apparatus includes changing the element value of the resistor R.
  • FIG. 28 shows the configuration of the voltage converter according to the seventh embodiment.
  • 27 includes an operation control unit 193 in addition to the configuration of FIG.
  • the operation control unit 193 outputs a stop signal according to the output of the phase difference estimation unit 193.
  • the phase difference estimation unit 108 outputs a stop signal to the drive device of the inverter 102 when the phase difference is not within a predetermined range.
  • the drive device of the inverter 102 stops the operation of the AC power supply by receiving the stop signal. By appropriately determining the predetermined range, the operation of the AC power supply can be stopped when the load device 103 is in an unexpected state or an abnormal state.
  • an appropriate operation may be selected such as notifying the monitoring device that the operation has been stopped by some means, restarting the operation from the initial state again, or performing a check or calibration of the load device 103.
  • the wireless power transmission apparatus if the range of the phase difference estimation unit output that can be taken in the positional relationship of the transmitting and receiving coils when power transmission is possible is known, the output of the phase difference estimation unit is not within a predetermined range. By detecting, it is possible to detect that the positional relationship between the transmitting and receiving coils is a positional relationship where power cannot be transmitted, and to stop the operation of the AC power supply.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
  • various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment.
  • constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

Abstract

【課題】電圧と電流の位相差を簡易に検出する。 【解決手段】本発明の実施形態としての電圧変換装置は、直流電圧を生成する直流電源部と、インバータと、交流成分検出部と、位相推定部を備える。インバータは、第１端が直流電源部の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が正側端子および負側端子の他方に電気的に接続され、直流電圧に基づき交流電力を生成する。交流成分検出部は、第１端または第２端を流れる電流の交流成分を検出する。位相推定部は、交流成分の絶対値信号に含まれる特定の周波数成分の振幅に基づき、交流電力の電圧の位相と、交流電力の電流の位相との位相関係を推定する。電圧変換装置は、交流電力を負荷装置に供給し、インバータの駆動周波数の基本波における負荷装置のインピーダンスが、駆動周波数の奇数次高調波における負荷装置のインピーダンスよりも小さい。

Description

電圧変換装置および無線電力伝送装置
　本発明の実施形態は、電圧変換装置および無線電力伝送装置に関する。
　無線電力伝送において、送電側の交流電圧と交流電流との位相差が０、つまり力率が高い状態ほど、電力の伝送効率が高くなることが知られている。電圧と電流を検出し、それぞれが所定の範囲内となる期間の排他的論理和を用いて、位相差を検出する方法が提案されている。
　しかしながら、上記の方法においては、電流を検出する箇所が交流電圧出力端子であるため、観測箇所の電圧が急峻に変動する。特に大電力を送電する用途においては、一般に大きな出力電圧が必要となるため、電圧変動幅も大きくなる。このような条件下においては、電流の検出の精度を確保するのが困難となる。
　例えば、電流センサを使用すると、一般的に電圧の変化時に電流センサにスパイク状の雑音が混入する。微少な抵抗を挿入し、その両端電圧から電流を観測する方法もあるが、このような方法でも電圧変動の影響を完全に除去するのは困難である。
　上記の方法のように所定の範囲内の期間を検出する場合には、スパイク状の雑音により電流が所定の範囲内に達すると、誤った検出が行われるため、電流と電圧の位相差の検出精度が低下する。
　また、電流検出手段と電圧検出手段の周波数特性を全く同一にするのは困難である。検出すべき周波数において電圧検出手段と電流検出手段の入出力特性に位相差があると、誤差の原因となる。一般的には特に周波数が高くなると、位相特性の影響が顕著になる。
特開第２０１２－１８２９７５号公報
　この発明の実施形態は、電圧と電流の位相差を容易に検出することを目的とする。
　本発明の実施形態としての電圧変換装置は、直流電圧を生成する直流電源部と、インバータと、交流成分検出部と、位相推定部を備える。前記インバータは、第１端が前記直流電源部の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が前記正側端子および前記負側端子の他方に電気的に接続され、前記直流電圧に基づき交流電力を生成する。前記交流成分検出部は、前記第１端または前記第２端を流れる電流の交流成分を検出する。前記位相推定部は、前記交流成分の絶対値を表す第１絶対値信号に含まれる特定の周波数成分の振幅に基づき、前記交流電力の電圧の位相と、前記交流電力の電流の位相との位相関係を推定する。前記電圧変換装置は、前記インバータにより生成した前記交流電力を負荷装置に供給し、前記インバータの駆動周波数の基本波における前記負荷装置のインピーダンスは、前記駆動周波数の奇数次高調波における前記負荷装置のインピーダンスよりも小さい。
一般的な無線電力伝送装置の簡略化した等価回路図。 図１の構成の無線電力伝送装置における力率と効率の関係を示す図。 第１の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。 インバータ出力電圧波形を示す図。 デューティーを下げた場合のインバータ出力電圧波形を示す図。 単相インバータ使用時のインバータ出力電圧波形を示す図。 図１の構成における、送電側から見込んだインピーダンスの絶対値を示す図。 インバータ出力における電圧波形と電流波形を示す図。 インバータ入力の電圧波形と電流波形を示す図。 高域通過フィルタ出力波形を示す図。 絶対値検出部の出力波形を示す図。 位相差０度、９０度における絶対値検出部の出力波形の各周波数成分の振幅を示す図。 位相差と絶対値検出部の出力波形における基本波の２倍周波数成分振幅との関係を示す図。 位相差推定部の構成例を示す図。 図１４の位相差推定部の具体的な構成例を示す図。 絶対値検出部の具体例を示す図。 第２の実施形態に係る位相差推定部の構成を示す図。 位相差と絶対値検出部の出力波形における直流成分の関係を示す図。 第３の実施形態に係る位相差推定部の構成を示す図。 位相差と、絶対値検出部の出力波形における基本波周波数の２倍波成分と直流成分の比との関係を示す図。 第４の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。 第５の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。 第５の実施形態に係る電圧変換装置の別の構成を示す図。 第５の実施形態に係る電圧変換装置の別の構成を示す図。 第６の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。 第６の実施形態に係る動作フローの例を示す図。 第６の実施形態に係る電圧変換装置の別の構成を示す図。 第７の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す図。
　以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
　図１に一般的な無線電力伝送装置の構成を簡略化した等価回路を示す。図１の無線電力伝送装置は、送電側の交流電源、送電コイルＬｔｘおよび送電側容量Ｃｔｘと、受電側の受電コイルＬｒｘ、受電側容量Ｃｒｘ、および負荷抵抗Ｒとを備える。
　送電側の送電コイルＬｔｘ、および送電側容量Ｃｔｘによって直列共振回路が構成される。この共振周波数は次のように与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　同様に、受電側のインダクタＬｒｘ、および容量Ｃｒｘによっても直列共振回路が構成され、この共振周波数は次のように与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図２（Ａ）に、共振周波数ｆｔｘとｆｒｘを１００ｋＨｚとした場合の送電側の交流電源の周波数と、電力の伝送効率（以下単に効率と呼ぶ）との関係、および当該送電側の交流電源の周波数と、交流電源出力における力率との関係を示す。結合係数ｋを０．１、１００ｋＨｚにおけるコイルのＱ値をＬｔｘ、Ｌｒｘ共に３０とした場合の特性を示している。送電側は理想的な交流電圧源を仮定し、Ｌｔｘ、Ｌｒｘのインダクタンスは共に１００μＨとし、負荷抵抗は交流電源周波数１００ｋＨｚにおいて最大の効率が得られる条件に設定している。
　図２（Ｂ）は、結合係数ｋを０．３、１００ｋＨｚにおけるコイルのＱ値を、Ｌｔｘ、Ｌｒｘ共に１００とした場合の特性を示す。その他の条件は図２（Ａ）と同様である。
　このように、結合係数やコイルのＱ値などにより、特性は変わるが、いずれの場合も力率が最大値をとる周波数と、効率が最大値をとる周波数はほぼ一致しており、力率が高いほど伝送効率が高いと言える。
　力率は、皮相電力と有効電力の比で定義される。理想的な正弦波の電圧および電流を出力する交流電源の場合、力率は、出力電圧の位相と出力電流の位相の差を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
として、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 と求めることができる。つまり、電圧と電流の位相差が０となるときに力率が最大値１をとる。なお、位相差
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
は、電圧を基準にした電流の位相で定義するものとする。
　ここでは、図１のような無線電力伝送装置において力率を高めることで効率を高めることが可能であることを示した。整流回路の追加やフィルタ回路の追加など種々の変更を加えても、多くの場合に無線電力伝送において力率を高めることで、効率の改善が期待できることは容易に推測できる。
　また、上述したように、力率とは皮相電力と有効電力の比である。通常、電力回路に使用する素子には、定格の電圧と電流が定められており、これを超えて運用することはできない。力率が高くなるとは、皮相電力に占める有効電力の比が高くなることを意味することから、力率を改善することで同一定格の電力回路でより多くの電力を扱うことができるといえる。これらのことから、無線電力伝送に限らず、交流電源を利用する種々の応用において、交流電源出力の力率は重要な特性の一つであるといえる。
　本実施形態は、交流電源としてインバータを用いる場合において、その出力の力率、つまり電圧と電流の位相差を容易に検出することを特徴の１つとしている。
　図３に、第１の実施形態に係る電圧変換装置を示す。この電圧変換装置は直流電圧を出力する直流電源部１０１と、インバータ１０２と、電流検出部１０５と、高域通過フィルタ１０６と、絶対値検出部１０７と、位相差推定部１０８とを備える。電流検出部１０５と高域通過フィルタ１０６の組は、インバータ１０２の入力電流の交流成分を検出する交流成分検出部に対応する。
　インバータ１０２の入力電圧を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
入力電流を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
を定義する。また、インバータ１０２の出力電圧を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
、出力電流を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
と定義する。インバータ１０２の出力には負荷装置１０３が接続される。負荷装置１０３は、インバータ１０２が駆動する負荷全体を指す。例えば図１の一般的な無線電力伝送装置においては、負荷装置は、交流電源出力に接続される送電側の容量Ｃｔｘと送電コイルＬｔｘ、受電側の受電側容量Ｃｒｘと受電コイルＬｒｘ、および負荷抵抗Ｒの全てを含む。送電側の容量Ｃｔｘと送電コイルＬｔｘの組は、送電側のコイル部を形成する。受電側の受電側容量Ｃｒｘと受電コイルＬｒｘの組は、受電側のコイル部を形成する。
　インバータ１０２は、第１端が直流電源部１０１の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が正側端子および負側端子の他方に電気的に接続され、直流電源部１０２からの入力直流電圧に基づき交流電力（交流電圧および交流電流）を生成する。つまり、インバータ１０２は、ＤＣ－ＡＣ変換器として動作する。インバータ１０２は、４つのスイッチング素子１０２Ａ、１０２Ｂ、１０３Ｃ、１０４Ｄを備え、これらスイッチング素子を、駆動装置から供給されるスイッチング信号に応じてスイッチングすることで、上記の交流電力を生成する。インバータ１０２により生成された交流電力は、負荷装置１０３に供給される。
　ここで各スイッチング素子は、トランジスタとダイオードとを逆並列に接続したものとして構成される。逆並列に接続とは、接続された各素子の電流の流れる方向が逆（Ｄ直流電源部に電流が逆流する向き）という意味である。スイッチング素子１０２Ａと１０２Ｂの一端同士が接続され、スイッチング素子１０２Ｃと１０２Ｄの一端同士が接続されている。スイッチング素子１０２Ａ、１０２Ｃの他端が、直流電源部１０１の電源端子（正側端子）に共通に接続されている。スイッチング素子１０２Ｂ、１０２Ｄの他端が、直流電源部１０１のグランド端子（負側端子）に共通に接続されている。スイッチング素子１０２Ａ、１０２Ｂ間の接続ノードは、負荷装置１０３の２つの入力端子のうちの一方に接続されている。スイッチング素子１０２Ｃ、１０２Ｄ間の接続ノードは、当該２つの入力端子のうちの他方に接続されている。インバータ１２０は、駆動装置（図示せず）により供給されるスイッチング信号により各スイッチング素子を制御する。
　図４にインバータ出力の電圧波形を示す。なお、縦軸は入力直流電圧で規格化しており、横軸は周期Ｔで規格化している。これ以降示す電圧波形の図についても、同様の規格化を行った値を用いる。インバータ出力の電圧波形は、インバータ駆動周波数に応じた周期の矩形波である。このような矩形波は、周期Ｔに対してｆｆｕｎｄ＝１／Ｔ［Ｈｚ］の周波数成分と、ｆｆｕｎｄの奇数倍の高調波成分とを含む。以下、ｆｆｕｎｄを基本周波数と呼ぶ。また、電圧または電流またはこれらの両方に含まれるｆｆｕｎｄの周波数の成分を基本波成分と呼ぶこととする。図４には、矩形波の電圧波形に含まれる基本波成分も示される。このように、基本波成分の波形は、矩形波の遷移タイミングと一致するゼロクロス点（電圧がゼロになる点）を有する正弦波となる。
　なお、入力の直流電圧を保ったまま交流電圧の振幅を下げる方法として、矩形波のデューティーを変更する方法がある。図５に、デューティーを変更した場合の電圧波形と基本波成分を示す。基本波成分は、デューティーが小さいほど振幅が小さくなり、電圧波形が０の期間の中点でゼロクロスする（電圧がゼロになる）正弦波となる。デューティーを下げる方法としては、差動インバータのＵ相とＶ相の駆動信号の間にデッドタイムを挿入する、またはＵ相とＶ相の駆動信号の位相をずらす、などの方法がある。なお、ここでＵ相とはインバータ１０２においてスイッチング素子１０２Ａ、１０２Ｂにより構成される部分、Ｖ相とはスイッチング素子１０２Ｃ、１０２Ｄにより構成される部分を示す。
　本実施形態は、直流電圧入力に対し基本波成分を有する交流出力を生成する交流電源生成装置一般に適用できる。例えば、単相のインバータの場合には、出力電圧は直流成分と交流成分から構成されるが、図６のように単相のインバータの出力電圧は基本波成分を含むため、本実施形態は適用可能である。
　インバータ出力電圧の振幅に対するインバータ出力電流の大きさは、負荷装置のインピーダンスによって決まる。基本波周波数におけるインピーダンスの絶対値が小さければ、インバータ出力電流の基本波成分は大きくなり、大きければ出力電流の基本波成分は小さくなる。同様に、基本波周波数の奇数倍の高調波成分の電流の大きさも、それぞれの周波数におけるインピーダンスの絶対値によって決まる。ここで、負荷装置の基本波周波数のインピーダンスが、奇数倍の高調波におけるインピーダンスよりも小さい場合、インバータ出力電流に含まれる周波数成分は主に基本波成分のみとなる。このとき、電流波形は基本波周波数の正弦波に近くなる。これは、負荷装置が、インバータ出力電圧における周波数成分のうち基本波成分のみを選択的に通過させるフィルタとして動作する、といえる。
　インバータ出力電流の基本波成分の位相と、インバータ出力電圧の基本波成分の位相との差を基本波位相差と定義する。この基本波位相差を
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
として、上記の式（３）によって得られる
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
を、基本波力率と定義する。基本波位相差は基本波周波数におけるインピーダンスの位相成分によって決定される。基本波周波数におけるインピーダンスの位相成分が０、すなわちインピーダンスの虚部が０の場合に基本波力率は最大値の１となる。先に述べたように、負荷装置が奇数次の高調波に対してフィルタとして動作する（高調波を通過させない）場合には、電流は基本波周波数の正弦波に近づくため、インバータの出力電力に寄与する成分は、主に基本波成分のみとなる。そのため、基本波力率を検出することは、インバータ出力の力率を検出することとほぼ等価であると言える。また、基本波位相差を検出することは、インバータ出力の電圧と電流の位相差を検出することとほぼ等価であると言える。
　例として、図１の無線電力伝送装置における交流電源出力から見込んだインピーダンスの絶対値の周波数特性を図７に示す。図７（Ａ）はｋ＝０．１、Ｑ＝３０とした場合の周波数特性、図７（Ｂ）はｋ＝０．３、Ｑ＝１００とした場合の周波数特性を示す。このように、図１の構成では基本波成分付近でインピーダンスは極小値をとっており、基本波成分を選択的に通過させていると言える。
　本実施形態は、負荷装置が基本波成分を通過させるフィルタとして動作する場合において基本波力率、すなわち基本波成分の電圧と電流の位相差（基本波位相差）を検出する方法を提供する。
　インバータの出力電流とインバータの出力電圧の位相差が０度、即ち基本波力率が１であるときのインバータの入力電圧と入力電流の波形を図８（Ａ）に示す。また、別の典型的な例として、入力電圧と入力電流の位相差が９０度、即ち基本波力率が０の場合の波形を図８（Ｂ）に示す。なお、図８に示す電流の縦軸は電流振幅で規格化した値である。これ以降示す電流波形の図についても、同様に規格化した電流値を用いる。
　図３において、電流検出部１０５はインバータ入力電流を検出する。上述したように、インバータ１０２は、その一方の端子において直流電源部１０１の正側端子と電気的に接続され、他方の端子において負側端子に接続されている。ここでは電流検出部１０５は、正側端子に接続されたインバータ１０２の端子を流れる電流を検出する。ただし、負側端子に接続されたインバータ１０２の端子を流れる電流を検出する構成も可能である。
　インバータ１０２の入力から見ると、インバータ１０２のスイッチング素子１０２Ａ～１０２Ｄにより、基本波周波数の半周期毎に電流経路が切り換えられる。このため正弦波状のインバータ出力電流をインバータ駆動周波数の半周期毎に反転した電流が観測される。観測される電流を、図９（Ａ）および図９（Ｂ）に示す。つまり、正弦波にインバータ出力電圧の矩形波を乗算した波形が得られる。図９（Ａ）は位相差が０度、図９（Ｂ）は位相差が９０度の場合に対応している。なお、インバータの入力における電圧波形は直流のため一定である。
　電流検出部１０５で検出された電流は、高域通過フィル１０６に入力される。高域通過フィルタ１０６は、その入力信号から直流成分を除去する。インバータ入力の電流波形は、上述したように、正弦波に矩形波が乗算されたものであるため、基本波周波数の周期の半分の周期を持つ周期波形となる。このような周期波形は、直流成分、および基本波周波数の偶数次の高調波成分を含む。直流成分の次に低い周波数の成分は基本周波数の２倍周波数であり、高域通過フィルタ１０６はこの周波数成分（２倍周波数の成分）、およびそれ以上の周波数成分を通過させるよう動作する。これにより直流成分の通過を阻止（直流成分を除去）する。ここでインバータ入力電流は、より高次の基本波周波数の偶数次の高調波成分を含むが、周波数が高くなるほどその寄与は小さくなるので、後の演算において必要な精度が確保できる程度の周波数までを通過させればよい。従って、高域通過フィルタ１０６は適切な通過域を有する帯域通過フィルタで置き換えても良い。帯域通過フィルタとした場合の高周波側の遮断周波数は、必要となる位相差の推定精度に基づいて決定できる。
　高域通過フィルタ１０６によりインバータ１０２の入力電流波形から直流成分を除去した高域通過フィルタ出力の波形を“ＨＰＦ＿ＯＵＴ”と定義する。ＨＰＦ＿ＯＵＴを図１０に示す。図１０（Ａ）は位相差が０度、図１０（Ｂ）は位相差が９０度の場合に対応している。高域通過フィルタ１０６の出力は、絶対値検出部１０７に入力される。
　絶対値検出部１０７は、絶対値検出部１０７の入力信号に対して絶対値を表す絶対値信号を生成する。絶対値検出部１０７の出力波形を、“ＡＢＳ＿ＯＵＴ”と定義する。ＡＢＳ＿ＯＵＴを図１１に示す。図１１（Ａ）は位相差が０度、図１１（Ｂ）は位相差が９０度の場合に対応している。
　絶対値検出部１０７の出力は位相差推定部１０８に入力される。位相差推定部１０８では、絶対値検出部１０７の出力である絶対値信号から位相差の推定を行う。この方法の詳細を以下に説明する。
　図１１（Ａ）および図１１（Ｂ）の波形（絶対値検出部１０７の出力波形）について、フーリエ変換を行い、各周波数の成分を求めた結果を、図１２にそれぞれ示す。図１２の横軸は基本波周波数で規格化している。図１１（Ａ）および図１１（Ｂ）に示すＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）は、位相差にかかわらず基本波周波数の周期の２分の１の周期の繰り返し波形となるため、ＡＢＳ＿ＯＵＴに含まれる周波数成分は、基本波の偶数次高調波、即ち２×ｎ×ｆｆｕｎｄ（ｎ＝０，１，２・・・）である。「×」は乗算を表す。縦軸は、インバータ出力電流の振幅で規格化した値である。
　図１２から、位相差が０度の場合と９０度の場合とで、周波数成分毎の振幅が大きく異なることが分かる。
　図１２で、一例として、基本波の２倍周波数成分に注目する。基本波の２倍周波数成分は位相差０度の時に、位相差９０度の時と比べて非常に大きい値となっている。この結果から、位相差に応じて、ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）に含まれる基本波の２倍周波数成分の値が大きく変化することが予想される。インバータ出力電流を理想正弦波と仮定し、インバータ出力電圧に対するインバータ出力電流の位相差を－１８０度から１８０度まで変化させた場合のＡＢＳ＿ＯＵＴにおける基本波の２倍波周波数の成分の大きさを計算した結果を図１３に示す。図１３から基本波の２倍波周波数の成分は、位相差０度、１８０度、および－１８０度で最小値をとり、位相差－９０度、９０度で最大値をとることが分かる。
　例えば、位相差が－９０度から９０度の範囲にある場合には、ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）における基本波の２倍周波数成分が小さいほど、電圧と電流の位相差が小さいと言える。この関係を利用して、特定の周波数成分として、ＡＢＳ＿ＯＵＴにおける基本波の２倍周波数成分の振幅により位相差を推定することができる。
　なお、位相差が－１８０度～－９０度、および９０度～１８０度の範囲はインバータ１０２の出力電力が負、すなわちインバータ１０２に電力が入力されることに相当する。電力の流れが一方向に限定されており、インバータ１０２から確実に電力が出力されるよう構成された場合には、位相差は－９０度～９０度の範囲となるはずであり、このような場合には、２倍波の含有量が小さいほど位相差が０に近い、即ち位相差が小さいと言える。
　電力の流れが双方向、即ちインバータから電力を出力する場合と、インバータに電力が入力される場合が存在するシステムに適用する場合は、電力の流れる方向と組み合わせることで位相差を推定しても良い。すなわち、電力を出力している場合には位相差が－９０度～９０度、電力が入力されている場合には位相差が－１８０度～－９０度、または９０度～１８０度の範囲にあると判断しても良い。この場合、電力を出力している場合には位相差が０度に近いほど２倍波出力が小さくなり、電力が入力されている場合には位相差が０度に近いほど２倍波出力が大きくなる。
　さらに、別途電圧と電流の位相差を粗く検出する方法を組み合わせて用いることで位相差をより正確に推定しても良い。図１３におけるＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）の基本波の２倍周波数成分の振幅は、－１８０度～－９０度、－９０度～０度、０度～９０度、９０度～１８０度のそれぞれの範囲に限定すれば、位相差に応じて一意の値をとるが、他の範囲でも同一の値をとる位相差が存在する。この４つの範囲のうち、位相差がいずれの範囲に属するかのみを、別途位相差を粗く検出することで判定しても良い。この具体的な方法としては、例えばインバータ出力の電圧と電流とをモニタすることで、位相差を粗く検出することができる。この結果と、図１３の構成におけるＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）における基本波の２倍波周波数成分とから、位相差をより正確に推定することができる。なお、電力の流れが一方に限定されている場合など、位相差の範囲が限定される場合には、その範囲のみにおいて粗く位相差を判定できるように構成すれば良い。
　上記のようにＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）における基本周波数の２倍周波数成分を利用する場合、位相差推定部１０８は２倍周波数成分を抽出する機能と、その振幅を判定する機能を有する限り、任意の構成とすることができる。位相差推定部１０８の構成の一例を図１４に示す。位相差推定部１０８は、周波数成分抽出部１２１と振幅判定部１２２とを備える。周波数成分抽出部１２１ではＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）から２倍周波数成分を抽出する。振幅判定部１２２では、その抽出した２倍周波数成分の振幅に応じて位相差を推定（振幅判定）する。
　周波数成分抽出部１２１で２倍周波数成分を抽出する方法としては、アナログ信号に対する帯域通過フィルタまたは高域通過フィルタを利用しても良い。また、一定の周期でサンプリングし、フーリエ変換を行っても良い。
　振幅判定部１２２での振幅判定は、振幅が所定の範囲にあるか否かにより、位相差が所定の範囲にあるか否かを判定しても良い。また、振幅がある閾値よりも小さい、または大きいかにより、位相差が所定の値に近いか否かを判定しても良い。例えば、位相差が－９０度～９０度の範囲にある場合には検出された２倍周波数成分の振幅が０（閾値）に近いか否かにより、位相差が０に近いか否かを判定することが可能である。一例として、振幅の値と閾値との絶対値差分が、一定値以下の場合は、位相差が０に近いと判定することができる。また、位相差が特定の範囲（－９０度～９０度の範囲など）にある場合、振幅の値から一意に位相差を推定してもよい。振幅を用いて位相差を推定する限り、ここで述べた以外の方法を用いてもよい。
　図１５に、図１４に示した位相差推定部１０８のより具体的な一例を示す。位相差推定部１０８は、帯域通過フィルタ１３１と、絶対値検出部１３２と、低域通過フィルタ１３３と、比較部１３４と、閾値記憶部１３５とを備える。閾値記憶部１３５は、メモリでも、ハードディスク等の磁気記憶装置、光ディスク等の光学記憶装置でもよい。メモリは、ＳＲＡＭ、ＤＲＡＭ等の揮発性メモリでも、ＮＡＮＤ、ＦｅＲＡＭ、ＭＲＡＭ、ＲＯＭ等の不揮発性メモリでもよい。
　帯域通過フィルタ１３１は、基本波の２倍周波数成分を抽出する。絶対値検出部１３２は、抽出された基本波の２倍周波数成分から、当該２倍周波数成分の絶対値を表す絶対値信号を求める。低域通過フィルタ１３３は、この絶対値信号から低域周波数成分（直流成分の信号）を通過させる。比較器１３４は、低域通過フィルタ１３３を通過した信号の振幅を、閾値記憶部１３５から読み出した少なくとも１つの閾値と比較する。これにより、位相差が所定の範囲にあるか否か、あるいは位相差が所定値に近いか、あるいは位相差そのもの等、電圧と電流間の位相関係を検出する。
　閾値記憶部１３５に複数の閾値を記憶させておき、比較器１３４が複数の閾値との比較に基づき、位相差が複数の範囲のうちどの範囲に存在するかを判定しても良い。また、直流成分の値と位相関係とを対応づけたルックアップテーブルを用いて、低域通過フィルタ１３３で抽出した直流成分の値と、ルックアップテーブルとから、位相関係を取得しても良い。閾値、またはルックアップテーブルに設定する値、またはこれらの両方は、上述した図１３の関係に基づいて決定することができる。図１５の構成では、比較器１３４に入力されるのが直流成分（直流信号）となるため、非常に低速の比較器が利用できる。また、低域通過フィルタ１３３の出力信号をＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｔｉｇａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）によりデジタルデータに変換し（すなわち直流成分の値を取得し）、比較器１３４では直流成分の値（デジタルデータ）で閾値との比較を行ってもよい。これにより比較器１３４をデジタル回路で実現できる。この場合、ＡＤＣを低速とすることができるため、精度の向上および消費電力の削減が期待できる。
　図３や図１５における絶対値検出部は、例えば図１６に示すようなアナログ回路を用いて構成することができる。このアナログ回路は、ダイオード１４１、１４５と、抵抗１４２、１４３、１４７と、コンデンサ１４６と、比較器１４４、１４５とを備え、これらの素子に基づき、端子Ｖｉｎに入力される信号の絶対値を表す絶対値信号を生成して、端子Ｖｏｕｔから出力する。
　以上、本実施形態によれば、インバータの入力電流から交流成分を検出し、その絶対値信号における基本波２倍周波数成分の振幅に応じて、インバータの出力電圧と出力電流の位相関係を推定する。背景技術の欄で述べた関連技術のように、インバータの出力側の電流を観測する場合、電圧の急峻な変動により電流の検出精度の確保が困難であるが、インバータの入力電圧は一定であるため、本実施形態ではこのような問題の発生は抑制される。また、本実施形態では位相差を推定するために電圧を検出する必要はないため、関連技術のような電流検出手段と電流検出手段の両方を用いる場合に起こる両者の周波数特性が異なる問題も生じない。
（第２の実施形態）
　第２の実施形態に係る電圧変換装置のブロック図は、図３と同一であるが、絶対値検出部１０７の構成が異なる。第１の実施形態では、特定の周波数成分として、絶対値検出部１０７の出力における基本波の２倍波周波数を利用していたのに対し、第２の実施形態では直流成分を利用する。第２の実施形態に係る位相差推定部１０８の構成を図１７に示す。図１７の位相差推定部１０８は、低域通過フィルタ１５１と振幅判定部１５２とを備える。低域通過フィルタ１５１は、絶対値検出部１０７の出力である絶対値信号からその低域成分（直流成分）を抽出する。つまり、基本波の２倍波周波数以上の周波数成分を遮断するように動作する。振幅判定部１５２は、直流成分の振幅に応じて位相差を推定する。推定の方法は、第１の実施形態と同様である。
　前述した図１２において、直流成分に着目すると、位相差０度と位相差９０度で大きく値が異なることが確認できる。よって、これを利用することでも、第１の実施形態と同様にして、位相差の検出が可能であると考えられる。ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）における直流成分の大きさと位相差との関係を図１８に示す。図１８からＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）の直流成分は位相差に対して、図１３に示す基本波の２倍周波数成分と同様の依存性を有している。よって、第１の実施形態において述べた種々の方法を同様に適用して、位相差を推定することが可能である。直流成分、２倍波周波数以外にも、複数の位相差で大きく値が異なる限り、他の周波数でも同様にして実施可能である。
（第３の実施形態）
　第３の実施形態について説明する。第３の実施形態に係る電圧変換装置のブロック図は、図３と同一であるが、位相差推定部１０８の構成が異なる。第１の実施形態では絶対値検出部１０７の出力における基本波の２倍波周波数を利用していたのに対し、本実施形態では、基本波の２倍波周波数成分と直流成分との比を利用する。第３の実施形態に係る位相差推定部の構成を示す図を図１９に示す。
　図１９に示す位相差推定部は、周波数成分抽出部１６１と、振幅検出部１６２と、低域通過フィルタ１６３と、直流成分検出部１６４と、除算部１６５とを備える。周波数成分抽出部１６１は、ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）から２倍周波数成分を抽出する。振幅検出部１６２は、当該２倍周波数成分の振幅値を検出する。低域通過フィルタ１６３は、ＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部の出力波形）から基本波の２倍周波数成分以上を遮断する。直流成分検出部１６４は、低域通過フィルタ１６３を通過した信号から直流成分の値を検出する。除算部１６５は、振幅検出部１６２で検出した振幅の値と、直流成分検出部１６４で検出した直流成分の値との比を計算する。例えば基本波の２倍周波数成分の振幅値を直流成分の値で除算することで、当該比を計算する。そして、計算した比を用いて、閾値またはルックアップテーブルを用いるなど、これまで記述した実施形態と同様にして、位相差等の位相関係を推定する。
　図２０にＡＢＳ＿ＯＵＴ（絶対値検出部１０７の出力波形）における基本波の２倍周波数成分の振幅値と直流成分の値との比と、位相差との関係を示す。直流成分、および２倍周波数成分はともに電流振幅に比例するため、これらの値の比は電流の大きさによらず位相差のみで決まる値となる。よって、電流値が大きく異なる場合でも、同じ位相判定の構成を用いることができる。つまり、電流の大きさに拘わらず、同じ閾値、または同じルックアップテーブル等を参照することで、高精度に位相差を推定することが可能となる。
（第４の実施形態）
　図２１に第４の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す。第１の実施形態との差違は、高域通過フィルタが除かれている点である。さらに、第４の実施形態においては、電流検出部１７５で、直流に対して感度を有しないセンサを利用する。一般的に、ＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）などの電流センサには用途に応じて直流成分に感度を有しないものが存在するため、これを利用することで高域通過フィルタを不要とすることができる。絶対値検出部１０７は、電流検出部１７５で検出された電流（交流成分）信号の絶対値を表す絶対値信号を生成すればよい。
（第５の実施形態）
　図２２に第５の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す。第１の実施形態との差違として、直流電源部１０１の出力側にインダクタ１８２と容量素子１８１が設けられている。インダクタ１８２は直流電源部１０１に直列に接続され、容量素子１８１は直流電源部１０１に並列に接続されている。また、電流検出部１０５が容量素子１８１の電流を検出しており、高域通過フィルタが除かれている。なお、インダクタ１８２は、実際のインダクタ素子でもよいし、あるいは、配線につく寄生のインダクタンスを利用したものでもよい。
　第５の実施形態において、基本波の２倍波周波数以上の周波数成分において、インダクタ１８２よりも容量素子１８１の方がインピーダンスが低くなるよう構成することで、インバータ入力電流のうち交流成分は容量素子１８１から供給され、直流成分がインダクタ１８２側から供給される。これにより、容量素子１８１の電流を検出することで、インバータ入力電流の交流成分のみを検出することが可能となる。よって、高域通過フィルタも不要となる。
　別の構成としては、図２３のように容量素子１８１の直流電源部１０１の負側に接続される端子で、電流検出部１０５により電流を観測しても良い。インダクタ１８２のインダクタンスの影響で、容量素子１８１の両端においてリップル電圧が発生する場合において、容量素子１８１の両端でリップル量が異なる場合には、リップル量の小さい側の端子（インダクタが接続されていない直流電源部１０１の負側の端子）で電流を検出することで、その影響を低減することができる。
　また、別の構成としては図２４のように、インダクタ１８３を直流電源部１０１の負側にも直列に接続するとともに、直流電源部１０１に並列に容量素子１８１、１８４を２つ直列に接続する。電流検出部１０５は、容量素子１８１、１８４の間の位置、例えば中点で電流を観測する。正負に対称にインダクタンスが付加される場合には、電位的に中点となる位置で電流を観測することで、リップルの影響を低減することができる。
（第６の実施形態）
　図２５に第６の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す。図２５の構成では、図３の構成に対して周波数調整部１９１が追加されている。
　周波数調整部１９１は、位相差推定部１０８の出力（推定結果）に基づき、位相関係を所望の関係に近づける（例えば位相差を所望の値に近づける）ように、インバータ１０２の駆動周波数を調整する周波数調整信号を生成する。周波数調整部１９１は、生成した周波数調整信号をインバータ１０２の駆動装置に出力する。インバータ１０２の駆動装置は、周波数調整信号に応じて各スイッチング素子のスイッチングタイミングを制御することで、出力電流の周波数を制御する。例えば、位相差を０に近づける場合には、位相差推定部の出力がより位相差０に近い値を示すように調整信号を生成すれば良い。一例として、図２６の動作フロー例に従うことで、位相差推定部の出力を所定の範囲に近づけ、所定の範囲に含めることができる。
　まず、位相差推定部１０８の出力が所定の範囲か否かを判定する（Ｓ１１）。所定の範囲とは、位相差が目標とする範囲内である場合に、位相差推定部１０８の出力が取り得る範囲のことである。所定の範囲内である場合には、周波数の変更動作を終了する。所定の範囲内でない場合には、位相差推定部１０８の出力をメモリ等の記憶装置に保持し（Ｓ１２）、インバータの駆動周波数を増加させる（Ｓ１３）。なお、記憶装置は位相差推定部１０８の内部にあっても、位相差推定部１０８の外部にあってもよい。周波数の増加後に、位相差推定部１０８の出力が、先ほど保持した値よりも所定の範囲に近づいたか否かを判定する（Ｓ１４）。所定の範囲に近づいた場合には、同様の動作を繰り返す。
　一方、所定の範囲に近づかない、つまり所定の範囲から遠ざかった場合には、位相差推定部の出力をメモリ等の記憶装置に保持し、インバータの駆動周波数を減少させる（Ｓ１７）。その後、再度、位相差推定部１０８の出力が所定の範囲に近づいたか否かを判定し（Ｓ１８）、近づいた場合には同様の処理を繰り返す。所定の範囲から遠ざかった場合には、位相差推定部の出力を保持し（Ｓ１２）、インバータの駆動周波数を増加させる（Ｓ１３）。
　ステップＳ１３でインバータの駆動周波数を増加させる際の増加の変化幅、およびステップＳ１７でインバータの駆動周波数を増加させる際の減少の変化幅は、それぞれ一定幅でもよい。または、位相差推定部１０８の出力値に応じて、増加の変化幅または減少の変化幅またはこれらの両方を変動させてもよい。
　以上の処理を繰り返すことによりインバータの駆動周波数を位相差が所望の範囲に含まれるように調整することができる。なお、上記の動作フローでは位相差推定部の出力が所定の範囲に含まれるように制御したが、所定値に一致するように制御してもよい。この場合、上記の動作フローの説明において、所定の範囲を所定値に置き換えるとともに、ステップＳ１１では所定値に一致したかを判断すればよい。
　インバータの駆動周波数を変更する場合には、基本波周波数が変化するため、各種フィルタ部の周波数特性はその変化分を加味して適切に設定しておけば良い。もしくは、インバータの駆動周波数の変更に応じて、各種フィルタ部の周波数特性を切り換えても良い。
　なお、負荷装置１０３のインピーダンスの周波数特性が既知の場合など、位相差推定部１０８の出力を所望の範囲または所定値に近づけるために周波数を増加させるべきか減少させるべきかが予め一意に決定できる場合には、それに基づき周波数を変更してもよい。図２６の動作フロー例に従う場合は、このような周波数を増加、または減少のいずれの方向に動かすべきかが不明の場合にも、位相差推定部１０８の出力を所定の範囲に含めることが可能である。
　図２７に第６の実施形態に係る電圧変換装置の別の構成例を示す。図２５の構成との差分は、周波数調整部に代わり、負荷調整部１９２を備える点である。負荷調整部１９２は、負荷調整を行うことで、出力電流の位相を変更する。負荷調整は、例えば負荷装置１０３内に備えた可変容量や可変インダクタンス、可変抵抗などの可変素子の素子値を変更することで行われ、負荷装置の周波数特性の調整を行うことに相当する。負荷調整部１９２の動作フローとしては、図２６の動作フローのステップＳ１３、Ｓ１７で変更している周波数を、負荷装置１０３内の上記可変素子の素子値に置き換えたものを適用できる。
　なお、電圧変換装置が無線電力電送装置に適用される場合、負荷調整部１９２は、送電装置側に存在しても、受電装置側に存在してもよい。負荷調整部１９２が送電装置側に存在する場合、負荷調整信号を、受電装置に無線または有線の通信で送信し、受電装置側で負荷調整信号を受信して、負荷装置１０３に出力してもよい。負荷調整部１９２が受電装置側に存在する場合、送電装置から受電装置に無線通信により位相差推定部の出力を送信し、受電側の負荷調整部１９２で当該位相推定部の出力に基づき、負荷調整信号を生成してもよい。無線通信の方式は、無線ＬＡＮ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）など、一般的な無線通信規格でもよいし、独自の無線通信規格でもよい。
　負荷調整方法の別の一例としては、図１に示した無線電力伝送装置のように結合するコイル（Ｌｔｘ、Ｌｒｘ）が存在する場合には、その結合状態を調整しても良い。無線電力伝送装置では一般的にコイル同士の結合状態を変更することでインピーダンスが変化することが知られている。よって、送電コイル（Ｌｔｘ）と受電コイル（Ｌｒｘ）の物理的な位置関係を変更することで、位相差推定部１０８の出力が所定の範囲に含まれるまたは所定値に一致するよう調整できる。送電側のコイル部の周波数特性、受電側のコイル部の周波数特性、受電装置に接続される負荷を調整することも、負荷調整に含まれる。送電側のコイル部の周波数特性を調整することは、例えば、コイルＣｔｘとインダクタＬｔｘのなどの素子値を変更することを含む。受電側のコイル部の周波数特性を調整することは、例えば、コイルＣｒｘとインダクタＬｒｘのなどの素子値を変更することを含む。また、受電装置に接続される負荷を調整することは、抵抗Ｒの素子値を変更することを含む。
（第７の実施形態）
　図２８に第７の実施形態に係る電圧変換装置の構成を示す。図２７の構成は、図３の構成に加えて動作制御部１９３を有する。動作制御部１９３は、位相差推定部１９３の出力に応じて停止信号を出力する。例えば、位相差推定部１０８において、位相差が所定の範囲に収まっていない場合に、停止信号をインバータ１０２の駆動装置に出力する。インバータ１０２の駆動装置は、停止信号を受けることで、交流電源の動作を停止する。所定の範囲を適切に定めることで、負荷装置１０３が想定しない状態または異常な状態となった場合に、交流電源の動作を停止させることができる。停止した後は、何らかの手段で停止したことを監視装置に通知する、再度初期状態から動作を再開する、負荷装置１０３のチェックまたはキャリブレーション等を実施する、など適切な動作を選択すれば良い。たとえば、無線電力伝送装置において、送電可能な状態のときの送受コイルの位置関係において取り得る位相差推定部出力の範囲が既知であれば、位相差推定部の出力が所定の範囲内でないことを検出することで、送受コイルの位置関係が送電不可能な位置関係であることを検知し、交流電源の動作を停止することが可能となる。
　なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
１０１：交流電源部
１０２：インバータ
１０２Ａ、１０２Ｂ、１０２Ｃ、１０２Ｄ：スイッチング素子
１０３：負荷装置
１０５：電流検出部
１０６：高域通過フィルタ
１０７：絶対値検出部
１０８：位相差推定部
１２１：周波数成分抽出部
１２２：振幅判定部
１３１：帯域通過フィルタ
１３２：絶対値検出部
１５１：低域通過フィルタ
１５２：振幅判定部
１６１：周波数成分抽出部
１６２：振幅検出部
１６３：低域通過フィルタ
１６４：直流成分検出部
１６５：除算部
１７５：電流検出部
１８１、１８４：容量素子
１８２、１８３：インダクタ
１９１：周波数調整部
１９２：負荷調整部
１９３：動作制御部

Claims (14)

  1. 　直流電圧を生成する直流電源部と、
    　第１端が前記直流電源部の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が前記正側端子および前記負側端子の他方に電気的に接続され、前記直流電圧に基づき交流電力を生成するインバータと、
    　前記第１端または前記第２端を流れる電流の交流成分を検出する交流成分検出部と、
    　前記交流成分の絶対値を表す第１絶対値信号に含まれる特定の周波数成分の振幅に基づき、前記交流電力の電圧の位相と、前記交流電力の電流の位相との位相関係を推定する位相推定部とを備え、
    　前記電圧変換装置は、前記インバータにより生成した前記交流電力を負荷装置に供給し、前記インバータの駆動周波数の基本波における前記負荷装置のインピーダンスは、前記駆動周波数の奇数次高調波における前記負荷装置のインピーダンスよりも小さい、電圧変換装置。
  2. 　一端が前記直流電源部の一方の端子に電気的に接続され、他端が前記直流電源部の他方の端子に電気的に接続された容量素子を備え、
    　前記交流成分検出部は、前記交流成分として前記容量素子を流れる電流を検出する
    　請求項１に記載の電圧変換装置。
  3. 　前記交流成分検出部は、前記第１端または前記第２端を流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出された前記電流から交流成分を抽出するフィルタとを備えた
    　請求項１または２に記載の電圧変換装置。
  4. 　前記交流成分検出部は、直流電流に感度を有さない電流センサを用いて、前記交流成分を検出する
    　請求項１または２に記載の電圧変換装置。
  5. 　前記特定の周波数成分は、前記インバータの駆動周波数の２倍の周波数成分である
    　請求項１ないし４のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
  6. 　前記位相推定部は、前記特定の周波数成分の絶対値を表す第２絶対値信号を生成し、前記第２絶対値信号から低域通過フィルタで直流成分を抽出し、前記直流成分に基づいて前記位相関係を推定する
    　請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
  7. 　前記位相推定部は、前記第１絶対値信号から低域通過フィルタで直流成分を抽出し、前記直流成分の値を検出し、
    　前記第１絶対値信号に含まれる前記特定の周波数成分の振幅値と、前記直流成分の値との比とに基づいて、前記位相関係を推定する
    　請求項１ないし５のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
  8. 　前記電圧と前記電流の位相差が、所定の範囲に含まれるように、前記インバータの駆動周波数を調整する周波数調整部
    　を備えた請求項１ないし７のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
  9. 　前記電圧と前記電流の位相差が、所定の範囲に含まれるように、前記負荷装置の周波数特性を調整する負荷調整部
    　を備えた請求項１ないし８のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
  10. 　前記電圧と前記電流の位相差が所定の範囲外であるときに、前記インバータの動作の停止信号を出力する動作制御部
    　を備えた請求項１ないし９のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
  11. 　前記交流成分検出部により検出された前記交流成分に基づき、前記第１絶対値信号を生成する絶対値検出部
    　を備えた請求項１ないし１０に記載の電圧変換装置。
  12. 　前記第１絶対値信号から前記特定の周波数成分を抽出するフィルタを備え、
    　前記フィルタは、帯域通過フィルタまたは低域通過フィルタまたは高域通過フィルタのいずれかである
    　請求項１ないし１１のいずれか一項に記載の電圧変換装置。
  13. 　直流電圧を生成する直流電源部と、
    　第１端が前記直流電源部の正側端子および負側端子の一方に電気的に接続され、第２端が前記正側端子および前記負側端子の他方に電気的に接続され、前記直流電圧に基づき交流電力を生成するインバータと、
    　前記第１端または前記第２端を流れる電流の交流成分を検出する交流成分検出部と、
    　前記交流成分の絶対値を表す第１絶対値信号に含まれる特定の周波数成分の振幅に基づき、前記交流電力の電圧の位相と、前記交流電力の電流の位相との位相関係を推定する位相推定部とを備え、
    　前記インバータにより生成した前記交流電力を負荷装置に供給し、前記インバータの駆動周波数の基本波における前記負荷装置のインピーダンスは、前記駆動周波数の奇数次高調波における前記負荷装置のインピーダンスよりも小さく、
    　前記負荷装置は、送電コイルを含むコイル部を備え、前記インバータが生成した前記交流電力を、受電装置の受電コイルに磁気結合を介して伝送する、無線電力伝送装置。
  14. 　前記電圧と前記電流との位相差が減少するように、前記インバータの駆動周波数、前記コイル部の周波数特性、前記受電装置の周波数特性、前記送電コイルと前記受電コイルの位置関係、の少なくとも１つを制御する
    　請求項１３に記載の無線電力電送装置。
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