JP5557051B2 - スイッチング電源装置、出力電流検出装置、および出力電流検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に係わり、特に、出力電流を検出可能なスイッチング電源装置、出力電流検出装置およびその出力電流検出方法に関する。

近年、自動車にはＣＡＮ（Control Area Network）に代表される車内ＬＡＮ（Local Area Network）が搭載されるようになり、自動車の各機能はＥＣＵ（Electric Control Unit）によって電子制御されている。ハイブリッド車などに搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータもこの車内ＬＡＮに接続され、入出力電圧や入出力電流、内部温度などの状態がＥＣＵにより詳細に監視されている。よって、車載のＤＣ／ＤＣコンバータは、これらの状態を精度よく検出する必要がある。

一方で、近年、車載のＤＣ／ＤＣコンバータは大電力化が進み、その出力電流の定格は２００Ａにも達する。よって、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を検出する目的で、出力に電流検出器を設けた場合には、その抵抗成分がたとえわずかであっても、大きな電力損失が生じ、その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を悪化させてしまうという問題があった。

ところで、電源の出力電流の大雑把な値を、電源の出力に直接電流検出器を挿入することなく把握する方法が提案されている（例えば、特許文献１、２など）。特許文献１では、複数のスイッチング電源を並列接続して動作させる場合において、各電源の出力電流がほぼ同じになるように制御する目的で、各電源の入力電流を検出し、これを基に各電源をそれぞれ別々に制御する方法が提案されている。また、特許文献２では、スイッチング電源の効率を、その出力電流の大小に係らず高く維持する目的で、電源の入力電流を検出し、これを基に電源の駆動方法を制御する方法が提案されている。

また、電源の出力に直接電流検出器を挿入することなく、出力電流を高精度で検出する方法についても、いくつか提案がなされている。例えば特許文献３には、入力電圧と出力電圧と入力電流とを含むｎ種類の検出値に基づいて、あらかじめ取得した演算用パラメータセットを用いて、一元多項式の演算をｎ段階繰り返すことにより出力電流を求める方法が提案されている。

特開平７−５９３４４号公報 特開２００７−６８３４９号公報 特開２０１１−５５６０２号公報

出力電流を高精度で検出する目的としては、例えば、入力電圧、出力電圧、および入力電流を検出し、これらに基づいてルックアップテーブル（ＬＵＴ；Look-Up Table）を用いて出力電流を得る演算方法が考えられる。この方法では、ルックアップテーブルに、様々な入力電圧、出力電圧、および入力電流の組み合わせにおける出力電流を、テーブルデータとしてあらかじめ記憶しておき、検出された入力電圧、出力電圧、および入力電流に基づいて、このテーブルデータを検索し、これらの検出値と一番近い条件における出力電流を選択することにより、出力電流を得ることができる。

特許文献３において提案された方法は、上記方法と比べて、コストを抑えつつ、出力電流の検出精度の向上を図るものである。しかしながら、特許文献３の方法では、例えば測定データに基づいて最小二乗法などを用いてフィッティングを行うことにより、予め演算用パラメータセットを取得する必要があり、それを取得する際にやや手間や時間がかかり、コストが増大するおそれがある。また、出力電流を求める際には、一元多項式の演算をｎ段階行う必要があるため、演算負荷が大きくなるおそれがある。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、コストを抑えつつ、シンプルな方法により高い精度で出力電流を求めることができるスイッチング電源装置、出力電流検出装置、および出力電流検出方法を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、電源回路と、演算部と、電流検出部と、デューティ比検出部とを備えている。電源回路は、入力側に設けられたスイッチング部を含むものである。演算部は、電源回路の入力電流の直流成分と、スイッチング部におけるデューティ比とに基づいて、電源回路の出力電流を求めるものである。電流検出部は、低域通過フィルタを有し、入力電流の直流成分を検出するものである。デューティ比検出部は、電源回路の入力電圧および出力電圧に基づいてデューティ比を検出するものである。上記電源回路は、スイッチング部が接続された１次側巻線と、一端が互いに接続された第１の２次側巻線および第２の２次側巻線とを有するメイントランスと、アノードと、第１の２次側巻線の他端に接続されたカソードとを有する第１のダイオードと、第１のダイオードのアノードに接続されたアノードと、第２の２次側巻線の他端に接続されたカソードとを有する第２のダイオードとをさらに含んでいる。上記電流検出部は、１次側巻線および２次側巻線を有し、その一次側巻線に入力電流が流れるトランスと、トランスの２次側巻線に接続された整流回路とを有し、上記低域通過フィルタは、整流回路の出力信号の直流成分を取り出すものである。上記演算部は、次式に基づいて電源回路の出力電流を求めるものである。

ここで、Ｉoutは電源回路の出力電流であり、Ｖindcは低域通過フィルタにより取り出された整流回路の出力信号の直流成分であり、Ｖinは電源回路の入力電圧であり、Ｖoutは電源回路の出力電圧であり、Ｖfは第１のダイオードおよび第２のダイオードの順方向電圧である。

本発明の出力電流検出方法は、低域通過フィルタを用いて、入力側に設けられたスイッチング部と、スイッチング部が接続された１次側巻線と一端が互いに接続された第１の２次側巻線および第２の２次側巻線とを有するメイントランスと、アノードと第１の２次側巻線の他端に接続されたカソードとを有する第１のダイオードと、第１のダイオードのアノードに接続されたアノードと第２の２次側巻線の他端に接続されたカソードとを有する第２のダイオードとを含む電源回路における入力電流の直流成分を検出し、電源回路の入力電圧および出力電圧に基づいて、スイッチング部におけるデューティ比を検出し、その入力電流の直流成分とデューティ比とに基づいて、次式に基づいて電源回路の出力電流を求めるものである。上記入力電流の直流成分を検出する際、１次側巻線および２次側巻線を有するトランスの１次側巻線に入力電流を流し、トランスの２次側巻線に接続された整流回路の出力信号から、低域通過フィルタを用いて入力電流の直流成分を検出する。

ここで、Ｉoutは電源回路の出力電流であり、Ｖindcは低域通過フィルタにより取り出された整流回路の出力信号の直流成分であり、Ｖinは電源回路の入力電圧であり、Ｖoutは電源回路の出力電圧であり、Ｖfは第１のダイオードおよび第２のダイオードの順方向電圧である。

本発明のスイッチング電源装置、出力電流検出装置、および出力電流検出方法では、電源回路に入力電圧が供給され、スイッチング部がスイッチングすることにより出力電圧が生成され、その出力電圧が電源回路の負荷回路に供給される。その際、電源回路の出力電流は、出力に直接電流検出器を挿入することなく、電源回路の入力電流の直流成分と、スイッチング部におけるデューティ比に基づいて求められる。このデューティ比は、電源回路の入力電圧および出力電圧に基づいて求められる。

また、例えば、電源回路には直流電圧が入力され、スイッチング部は、スイッチング動作により、入力された直流電圧を交流電圧に変換するようにしてもよい。

本発明のスイッチング電源装置、出力電流検出装置、および出力電流検出方法によれば、入力電流の直流成分とデューティ比に基づいて出力電流を求めるようにしたので、コストを抑えつつ、シンプルな方法により高い精度で出力電流を求めることができる。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 図１に示した演算処理部の一部の構成例を表す回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の一動作例を表す波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の基本動作の一状態について説明するための回路図である。 図１に示したスイッチング電源装置の基本動作の他の状態ついて説明するための回路図である。 出力電流の演算精度を表すものであり、（Ａ）は図１に示したスイッチング電源装置の特性図であり、（Ｂ）は比較例に係るスイッチング電源装置の特性図である。 第１の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 第１の実施の形態の他の変形例に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 第１の実施の形態の他の変形例に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 図９に示した演算処理部の一部の構成例を表す回路図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。 変形例に係るスイッチング電源装置の一構成例を表す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

＜第１の実施の形態＞
［構成例］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一構成例を表すものである。なお、本発明の実施の形態に係る出力電流検出装置および出力電流検出方法は、本実施の形態により具現化されるので、併せて説明する。スイッチング電源装置１は、例えば、入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された高圧バッテリＢＨから入力された直流電圧Ｖinを電圧変換する（降圧する）ことにより、直流の出力電圧Ｖoutを生成すると共に、この出力電圧Ｖoutを出力端子Ｔ３、Ｔ４を介して低圧バッテリＢＬへ供給するようになっている。なお、高圧バッテリＢＨは、１００Ｖから５００Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリであり、低圧バッテリＢＬは、１２Ｖから１５Ｖ程度の電圧を蓄電するバッテリである。

このスイッチング電源装置１は、入力平滑コンデンサＣinと、電圧検出回路７，９と、電流検出回路８と、スイッチング回路１０と、トランス２０と、整流回路３０と、平滑回路４０と、制御部５０と、演算処理部６０とを備えている。

入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、高圧バッテリＢＨから入力端子Ｔ１、Ｔ２間に入力された直流の入力電圧Ｖinを平滑化するためのものである。

電圧検出回路７は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されており、入力端子Ｔ１、Ｔ２間の入力電圧Ｖinを検出すると共に、この検出した入力電圧Ｖinに対応する検出信号を演算処理部６０へ出力するものである。このような電圧検出回路７の具体的な回路構成としては、例えば、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって電圧を検出し、これに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

電流検出回路８は、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上において、入力端子Ｔ１とスイッチング回路１０との間に配置されており、この１次側高圧ラインＬ１Ｈ上を流れる入力電流Ｉinを検出すると共に、この検出した入力電流Ｉinに対応する検出信号を演算処理部６０へ出力するものである。このような電流検出回路８の具体的な回路構成としては、例えばカレントトランスを含んだものが挙げられる。

スイッチング回路１０は、入力電圧Ｖinを交流電圧に変換するフルブリッジ型のスイッチング回路である。このスイッチング回路１０は、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４を有している。

スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、全てＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ１１のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１１が供給され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１２のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１２のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１２が供給され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１１のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１３が供給され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１４のドレインに接続され、ドレインが１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１４のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ１４が供給され、ソースが１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続され、ドレインがスイッチング素子ＳＷ１３のソースに接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１１のソースおよびスイッチング素子ＳＷ１２のドレインは、後述するトランス２０の１次側巻線２１（後述）の一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のソースおよびスイッチング素子ＳＷ１４のドレインは、共振用インダクタＬｒを介して、この１次側巻線２１（後述）の他端に接続されている。この共振用インダクタＬｒは、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４内の寄生容量素子、およびトランス２０のリーケージインダクタと共に所定のＬＣ共振回路を構成するためのものである。

この構成により、スイッチング回路１０では、制御部５０のＳＷ駆動部５５（後述）から供給されるＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に応じてスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をオンオフ制御することにより、入力電圧Ｖinを交流電圧に変換するようになっている。

トランス２０は、１次側と２次側とを直流的に絶縁するとともに交流的に接続するものであり、１次側巻線２１および２次側巻線２２Ａ，２２Ｂを含んで構成された３巻線型のトランスである。トランス２０の１次側巻線２１と２次側巻線２２Ａ，２２Ｂとは、フォワード接続されている。１次側巻線２１の一端はスイッチング回路１０に接続され、他端は共振用インダクタＬｒを介してスイッチング回路１０に接続されている。また、２次側巻線２２Ａの一端および２次側巻線２２Ｂの一端は、整流回路３０に接続されている。そして、２次側巻線２２Ａ，２２Ｂの他端同士はセンタタップＣＴで互いに接続され、さらに２次側高圧ラインＬ２Ｈに接続されている。１次側巻線２１の巻数はＮｐであり、２次側巻線２２Ａ，２２Ｂの巻数はそれぞれＮｓである。これらの巻数比Ｎｐ：Ｎｓは、例えば１０：１に設定される。

この構成により、トランス２０は、１次側巻線２１の両端間に供給された交流電圧をＮｓ／Ｎｐ倍に降圧し、２次側巻線２２Ａ，２２Ｂから出力するようになっている。

整流回路３０は、トランス２０から供給される交流電圧を整流する回路である。この整流回路３０は、ダイオード３１，３２を有している。ダイオード３１のカソードは２次側巻線２２Ｂの一端に接続され、アノードは２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続されている。ダイオード３２のカソードは２次側巻線２２Ａの一端に接続され、アノードは２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続されている。

平滑回路４０は、チョークコイルＬｃｈと出力平滑コンデンサＣoutとを有している。チョークコイルＬｃｈは、２次側高圧ラインＬ２Ｈ上に挿入配置されており、その一端はトランス２０のセンタタップＣＴに接続され、他端は端子Ｔ３に接続されている。出力平滑コンデンサＣoutは、端子Ｔ３に接続された２次側高圧ラインＬ２Ｈと端子Ｔ４に接続された２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に配置されている。

この構成により、平滑回路４０は、整流回路３０によって整流されセンタタップＣＴから出力される信号を平滑化して直流の出力電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３、Ｔ４間に接続された低圧バッテリＢＬに給電するようになっている。

電圧検出回路９は、２次側高圧ラインＬ２Ｈと２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に配置されており、出力端子Ｔ３、Ｔ４間の出力電圧Ｖoutを検出すると共に、この検出した出力電圧Ｖoutに対応する検出信号を制御部５０へ出力するものである。このような電圧検出回路９の具体的な回路構成としては、例えば、電圧検出回路７と同様に、２次側高圧ラインＬ２Ｈと２次側低圧ラインＬ２Ｌとの間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって電圧を検出し、これに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

制御部５０は、電圧検出回路９が検出した出力電圧Ｖoutの検出結果に基づいて、この出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように、スイッチング回路１０におけるスイッチング動作を制御するものである。制御部５０は、バッファ５１と、抵抗器Ｒ５２と、ＳＷ制御部５３と、トランス５４と、ＳＷ駆動部５５とを有している。

バッファ５１は、インピーダンス変換の機能を有するとともに、例えば電圧検出回路９から供給された信号の電圧レンジを変換して出力する回路である。抵抗器Ｒ５２は、バッファ５１の出力信号のノイズを除去し、あるいは、サージ電圧、過電流などを制限することにより、バッファ５１および演算部６９（後述）を保護する機能を有する。ＳＷ制御部５３は、バッファ５１から抵抗器Ｒ５２を介して供給された信号に基づいて、出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように、ＳＷ駆動部５５を制御するものである。具体的には、ＳＷ制御部５３は、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の基となる制御信号を生成し、トランス５４を介してＳＷ駆動部５５へ供給する機能を有する。ＳＷ駆動部５５は、ＳＷ制御部５３からトランス５４を介して供給された制御信号に基づいて、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成し、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４へそれぞれ供給するものである。

この構成により、スイッチング回路１０は、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に基づいてスイッチング動作を行い、スイッチング電源装置１は、出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように動作するようになっている。

演算処理部６０は、後述するように、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout、および入力電流Ｉinに基づいて、出力電流Ｉoutを求めるとともに、これらの４つの情報を外部に供給するものである。すなわち、スイッチング電源装置１では、２次側高圧ラインＬ２Ｈに出力電流Ｉoutを検出するための電流検出回路を設けることなく、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout、および入力電流Ｉinに基づいて、出力電流Ｉoutを演算により求めるようになっている。演算処理部６０は、トランス６１，６５と、平滑回路６２，６６と、バッファ６３，６７と、抵抗器Ｒ６４，Ｒ６８と、演算部６９とを有している。

トランス６１は、電流検出回路８から供給される検出信号を低圧の信号に変圧して、平滑回路６２へ出力する機能を有する。平滑回路６２は、電流検出回路８からトランス６１を介して供給された検出信号を平滑化するための回路である。バッファ６３は、インピーダンス変換の機能を有するとともに、例えば平滑回路６２から供給された信号の電圧レンジを変換して出力する回路である。抵抗器Ｒ６４は、抵抗Ｒ５２と同様に、バッファ６３の出力信号のノイズを除去し、あるいは、サージ電圧、過電流などを制限することにより、バッファ６３および演算部６９を保護する機能を有する。

図２は、平滑回路６２およびバッファ６３の構成例を表すものである。この例では、トランス６１は、１次側巻線６１１と２次側巻線６１２を有する２巻線型のトランスであり、１次側巻線６１１の巻数はＮｃｐであり、２次側巻線６１２の巻数はＮｃｓである。また、この例では、電流検出回路８はこのトランス６１を用いて構成されており、１次側巻線６１１には、入力電流Ｉｉｎが流れるようになっている。

平滑回路６２は、ダイオードＤ１、抵抗器Ｒ１，Ｒｆ、およびコンデンサＣｆを有している。ダイオードＤ１のアノードは、トランス６１の２次側巻線６１２の一端に接続され、カソードは抵抗器Ｒ１の一端に接続されている。抵抗器Ｒ１は、一端がダイオードＤ１のカソードに接続され、他端は２次側巻線６１２の他端に接続されるとともに接地されている。抵抗器Ｒｆは、一端がダイオードＤ１のカソードに接続され、他端がコンデンサＣｆの一端に接続されている。コンデンサＣｆは、一端が抵抗器Ｒｆの他端に接続され、他端が抵抗器Ｒ１の他端に接続されるとともに接地されている。これにより、平滑回路６２では、ダイオードＤ１および抵抗器Ｒ１が整流回路を構成し、抵抗器ＲｆおよびコンデンサＣｆが低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を構成するようになっている。

バッファ６３は、抵抗器Ｒ２，Ｒ３および演算増幅器ＯＰＡを有している。抵抗器Ｒ２は、一端が演算増幅器ＯＰＡの負入力端子に接続され、他端が接地されている。抵抗器Ｒ３は、一端は演算増幅器ＯＰＡの負入力端子に接続され、他端が演算増幅器ＯＰＡの出力端子に接続されている。演算増幅器ＯＰＡは、正入力端子が抵抗器Ｒｆの他端およびコンデンサＣｆの一端に接続され、負入力端子が抵抗器Ｒ２の一端および抵抗器Ｒ３の一端に接続され、出力端子が抵抗器Ｒ３の他端に接続されている。演算増幅器ＯＰＡの出力信号は、抵抗器Ｒ６４を介して演算部６９に供給される。この構成により、バッファ６３は、いわゆる非反転増幅器として機能するようになっている。

図２に示した、トランス６１、平滑回路６２、バッファ６３は、入力電流Ｉinを電圧に変換し、抵抗器Ｒ６４を介して演算部６９に供給するように機能する。これらの回路の利得Ｇは、次式で表すことができる。

ここで、利得Ｇは、入力電流Ｉinからバッファ６３の出力電圧Ｖopaへの直流における伝達度を表すものである。そして、演算部６９は、後述するように、バッファ６３から供給された電圧に基づいて、入力電流Ｉinの直流成分を取得するようになっている。

トランス６５は、電圧検出回路７から供給される検出信号を低圧の信号に変圧して、平滑回路６６へ出力する機能を有する。平滑回路６６は、電圧検出回路７からトランス６５を介して供給された検出信号を平滑化するための回路である。バッファ６７は、インピーダンス変換の機能を有するとともに、例えば平滑回路６６から供給された信号の電圧レンジを変換して出力する回路である。抵抗器Ｒ６８は、抵抗Ｒ６４等と同様に、バッファ６７の出力信号のノイズを除去し、あるいは、サージ電圧、過電流などを制限することにより、バッファ６７および演算部６９を保護する機能を有する。

演算部６９は、バッファ６３から供給される入力電流Ｉinに係る電圧、バッファ６７から供給される入力電圧Ｖinに係る電圧、およびバッファ５１から供給される出力電圧Ｖoutに係る電圧に基づいて演算を行い、出力電流Ｉoutを求めるものである。その際、演算部６９は、後述するように、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutに基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求め、入力電流Ｉinとそのスイッチングデューティ比Ｄに基づいて出力電流Ｉoutを求めるようになっている。そして、演算部６９は、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout、入力電流Ｉin、出力電流Ｉoutに関する情報を、端子Ｔ５に接続された外部の装置に対して送信する。この外部の装置は、例えば、このスイッチング電源装置１が属するシステム全体を制御する制御装置であり、このスイッチング電源装置１の状態（入出力電圧、入出力電流、温度など）をモニタする目的で、これらのデータを収集するものであり、例えば、ＥＣＵが挙げられる。

なお、この演算部６９としては、例えば、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）などを用いて構成することができる。また、演算部６９に加え、例えばＳＷ制御部５３またはその一部をマイクロコントローラなどで実現してもよい。

［動作および作用］
次に、本実施の形態のスイッチング電源装置１の動作および作用について説明する。

（全体動作概要）
まず最初に、図１を参照して、スイッチング電源装置１の動作を説明する。スイッチング回路１０は、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に基づいてスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４をスイッチングすることにより、高圧バッテリＢＨから供給された直流電圧Ｖinを交流電圧に変換し、トランス２０の１次側巻線２１の両端間に供給する。そしてトランス２０は、この交流電圧をＮｓ／Ｎｐ倍に変圧（降圧）し、２次側巻線２２Ａ，２２Ｂから、変圧された交流電圧を出力する。整流回路３０は、この交流電圧を整流する。平滑回路４０は、この整流された信号を平滑化して直流電圧Ｖoutを生成し、端子Ｔ３，Ｔ４に接続された低圧バッテリＢＬに給電する。

制御部５０は、電圧検出回路９が検出した出力電圧Ｖoutの検出結果に基づいて、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成してスイッチング回路１０に供給し、出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように制御する。演算処理部６０は、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout、および入力電流Ｉinに基づいて、出力電流Ｉoutを求めるとともに、これらの４つの情報を外部に供給する。

（スイッチング動作について）
図３は、スイッチング電源装置１の動作を表すものであり、（Ａ）〜（Ｄ）はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の波形をそれぞれ示す。この例では、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４は、そのゲートに印加されたＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４が高レベルの時にオン状態となり、低レベルの時にオフ状態になるものである。

図３に示したように、ＳＷ駆動部５５は、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４が同時に高レベルになる期間Ｔ１１を有するように、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４を生成する（図３（Ａ），（Ｄ））。これにより、図３（Ｅ）に示したように、この期間Ｔ１１（電力伝達期間Ｐ）において、入力電流Ｉin（電流値Ｉinac）が、トランス２０の１次側巻線２１に流れ、電力がトランス２０の１次側から２次側へ伝達される。ここで、周期Ｔの時間における電力伝達期間Ｐの時間（Ｔ１１＋Ｔ１２）の占める割合をスイッチングデューティ比Ｄと定義する。

同様に、ＳＷ駆動部５５は、ＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３が同時に高レベルになる期間Ｔ１２を有するように、ＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３を生成する（図３（Ｂ），（Ｃ））。これにより、図３（Ｅ）に示したように、この期間Ｔ１２（電力伝達期間Ｐ）において、入力電流Ｉin（電流値Ｉinac）が、トランス２０の１次側巻線２１に流れ、電力がトランス２０の１次側から２次側へ伝達される。

その際、ＳＷ駆動部５５が生成するＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１２は、同時に高レベルになることはなく（図３（Ａ），（Ｂ））、同様に、ＳＷ制御信号Ｓ１３，Ｓ１４は、同時に高レベルになることはない（図３（Ｃ），（Ｄ））。言い換えれば、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２は、同時にオン状態になることはなく、同様に、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４は、同時にオン状態になることはない。つまり、スイッチング電源装置１では、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとが電気的に短絡しないようになっている。なお、ＳＷ制御信号Ｓ１１が高レベルになる期間と、ＳＷ制御信号Ｓ１２が高レベルになる期間とは、互いにデッドタイムＴｄだけ離れて設定されており、同様に、ＳＷ制御信号Ｓ１３が高レベルになる期間と、ＳＷ制御信号Ｓ１４が高レベルになる期間とは、互いにデッドタイムＴｄだけ離れて設定される。このデッドタイムＴｄは、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとが電気的に短絡するのを回避するためにとられる時間である。

図４，５は、スイッチング電源装置１の動作を表すものであり、図４は、期間Ｔ１１における動作を示し、図５は、期間Ｔ１２における動作を示す。なお、これらの図では、説明の便宜上、スイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４を、その動作状態（オン状態もしくはオフ状態）を表すスイッチの形状で示す。また、説明の便宜上、その説明に直接必要のない回路ブロックや素子などについては、適宜図示を省略する。

期間Ｔ１１では、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオフ状態になる（図３（Ａ）〜（Ｄ））。これにより、スイッチング電源装置１の１次側では、図４に示したように、スイッチング素子ＳＷ１１、トランス２０の１次側巻線２１、共振用インダクタＬｒ、スイッチング素子ＳＷ１４、高圧バッテリＢＨおよび入力平滑コンデンサＣinを順に通る、１次側ループ電流Ｉａ１が流れる。一方、２次側では、電力がトランス２０の１次側から２次側へ伝達されることにより、ダイオード３２、トランス２０の２次側巻線２２Ａ、インダクタＬｃｈ、低圧バッテリＢＬおよび出力平滑コンデンサＣoutを順に通る２次側ループ電流Ｉａ２が流れる。

一方、期間Ｔ１２では、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３がオン状態になるとともに、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４がオフ状態になる（図３（Ａ）〜（Ｄ））。これにより、スイッチング電源装置１の１次側では、図５に示したように、スイッチング素子ＳＷ１３、共振用インダクタＬｒ、トランス２０の１次側巻線３１、スイッチング素子ＳＷ１２、高圧バッテリＢＨおよび入力平滑コンデンサＣinを順に通る、１次側ループ電流Ｉｂ１が流れる。一方、２次側では、電力がトランス２０の１次側から２次側へ伝達されることにより、ダイオード３１、トランス２０の２次側巻線２２Ｂ、インダクタＬｃｈ、低圧バッテリＢＬおよび出力平滑コンデンサＣoutを順に通る２次側ループ電流Ｉｂ２が流れる。

このように、スイッチング電源装置１では、期間Ｔ１１，Ｔ１２（電力伝達期間Ｐ）において、トランス２０の１次側から２次側へ電力が伝達され、２次側ループ電流Ｉａ２，Ｉｂ２が流れる。この期間Ｔ１１，Ｔ１２の長さは、図３に示したように、ＳＷ制御信号Ｓ１１，Ｓ１４間の位相差φ、およびＳＷ制御信号Ｓ１２，Ｓ１３間の位相差φにより制御される。すなわち、例えば、位相差φが小さくなると、期間Ｔ１１，Ｔ１２（電力伝達期間Ｐ）の長さが長くなってスイッチングデューティ比Ｄが大きくなり、２次側ループ電流Ｉａ２，Ｉｂ２が流れる時間が長くなるため、生成される出力電圧Ｖoutが高くなる。制御部５０は、出力電圧Ｖoutが所定の電圧を保つように、この位相差φを制御する。

（出力電流Ｉoutの取得について）
スイッチング電源装置１では、演算処理部６０は、入力電圧Ｖin、出力電圧Ｖout、および入力電流Ｉinに基づいて、出力電流Ｉoutを求めるとともに、これらの４つの情報を外部に供給する。その際、演算処理部６０の演算部６９は、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutに基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求め、入力電流Ｉinとそのスイッチングデューティ比Ｄに基づいて出力電流Ｉoutを求める。以下にその詳細を説明する。

図３（Ｅ）に示した波形を有する入力電流Ｉinは、演算処理部６０のトランス６１，平滑回路６２，バッファ６３により電圧に変換され平滑化される。これにより、図３（Ｅ）に示した入力電流の平均値（直流成分）Ｉindcに対応する電圧Ｖindc（＝Ｉindc×Ｇ）が、抵抗器Ｒ６４を介して演算部６９に対して供給される。この電圧値Ｖindcは、次式で表すことができる。

ここで、回路定数Ａは利得Ｇの逆数である。また、出力電流Ｉoutは、電流Ｉinacを用いて次式のように表すことができる。

式（２）を式（３）に代入することにより、次式を得る。

すなわち、出力電流Ｉoutは、電流Ｉindcに対応する電圧Ｖindcおよびスイッチングデューティ比Ｄの関数である。

このように、式（４）を用いることにより、実動作時における電流Ｉindc（電圧Ｖindc）およびスイッチングデューティ比Ｄに基づいて、出力電流Ｉoutを求めることができる。言い換えれば、検出した電流Ｉindc（電圧Ｖindc）およびスイッチングデューティ比Ｄに基づいて、式（２）を用いて電流Ｉinacを求め、その電流Ｉinacを、式（３）を用いて出力電流Ｉoutに変換することにより、出力電流Ｉoutを求めるようになっている。

スイッチングデューティ比Ｄは、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutを用いて、次式のように表すことができる。

ここで、電圧Ｖｆは、ダイオード３１，３２の順方向電圧である。すなわち、スイッチングデューティ比Ｄは、検出した入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutに基づいて求めることができる。式（５）を式（４）に代入することにより、次式を得る。

すなわち、出力電流Ｉoutは、電流Ｉindcに対応する電圧Ｖindc、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖoutの関数である。

このように、式（６）を用いることにより、実動作時における電流Ｉindc（電圧Ｖindc）、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutに基づいて、出力電流Ｉoutを求めることができる。

スイッチング電源装置１では、次数が１である３つの変数（電圧Ｖindc、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖout）に基づいて、単に数式（式（６））に代入することにより出力電流Ｉoutを求めるようにしたので、シンプルな演算方法を実現できる。これにより、演算をリアルタイムに、高速に、かつ軽快に行うことができるとともに、ハードウェアに要求される性能を低減することもできる。

また、式（６）において、実動作時に検出するこれらの３つの変数以外は、全て設計段階で決まる値であるため、量産時におけるコストを削減することができる。すなわち、例えば、特許文献３に示した方法では、あらかじめ様々な条件で測定を行い、その測定データを用いて演算用パラメータセットを取得する必要があるため、手間や時間がかかりコストが増大するおそれがある。一方、スイッチング電源装置１では、このようにあらかじめパラメータなどを取得する必要がないため、コストを削減することができる。

また、平滑回路６２として低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を用いたので、入力電流Ｉinの平均値（電流Ｉindc）を得ることができる。すなわち、例えば、平滑回路６２においてピークホールド回路を用いた場合には、スイッチングデューティ比Ｄの情報が失われてしまい、入力電流Ｉinの平均値（電流Ｉindc）を得ることができず、上述したような方法で出力電流Ｉoutを求めることができない。一方、スイッチング電源装置１では、低域通過フィルタを用いたので、スイッチングデューティ比Ｄの情報を反映した入力電流Ｉinの平均値を得ることができ、上述したような方法で出力電流Ｉoutを求めることができる。

（出力電流Ｉoutの演算精度例）
図６（Ａ）は、スイッチング電源装置１における出力電流Ｉoutの演算精度を表すプロット図である。横軸は実際の出力電流Ｉout（測定値）を示し、縦軸は演算された出力電流Ｉoutを示す。この測定結果例では、特性は入力電圧Ｖinや出力電圧Ｖoutに依らず、精度の目安として示した±５％以内に余裕を持って収まっていることが確認できる。

上述したように、本実施の形態では、スイッチング電源装置１は、電流Ｉindcに対応する電圧Ｖindc、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖoutを式（６）に代入することにより、出力電流Ｉoutを求める。これにより、図６（Ａ）に示したように、出力電流Ｉoutは、様々な入力電圧Ｖinや出力電圧Ｖoutに対しても、式（６）を用いて計算されるため、広い動作範囲において良い精度を実現できる。また、スイッチング電源装置１では、出力電流Ｉoutが増えると、一般に入力電流Ｉinも増加することとなるが、この場合でも、その入力電流Ｉinに応じて出力電流Ｉoutが計算されるため、良い精度を実現できる。

（比較例）
次に、比較例に係るスイッチング電源装置１Ｒと対比して、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１の効果を説明する。本比較例は、入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖoutに基づいて、ルックアップテーブルにより出力電流Ｉoutを求める演算部６９Ｒを用いて、スイッチング電源装置１Ｒを構成したものである。具体的には、演算部６９Ｒは、様々な入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖoutにおける出力電流Ｉoutの値を、ルックアップテーブルとしてあらかじめ記憶しており、実動作時において、検出された入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖoutに基づいて、そのルックアップテーブル内のデータを検索し、これらの検出値と一番近い条件における出力電流を選択することにより、出力電流Ｉoutを得るものである。その他の構成は、本実施の形態（図１など）と同様である。

図６（Ｂ）は、比較例に係るスイッチング電源装置１Ｒにおける出力電流Ｉoutの演算精度を表すプロット図である。この測定結果例では、特性は入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutに依存して大きく変化し、精度の目安として示されている±５％を一部超えていることが確認できる。

この比較例では、上述したように、スイッチング電源装置１Ｒは、ルックアップテーブルの中から対応する出力電流Ｉoutを選び出すことにより、出力電流Ｉoutを求める。つまり、求められた出力電流Ｉoutの値は量子化されているため、図６（Ｂ）に示したように、得られる出力電流Ｉoutは、入力電圧Ｖinや出力電圧Ｖoutに依存して、理想特性からずれるおそれがある。

一方、本実施の形態に係るスイッチング電源装置１では、電流Ｉindcに対応する電圧Ｖindc、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖoutを式（６）に代入することにより、出力電流Ｉoutを求めるため、テーブルデータを用いる場合と異なり量子化されていないため、この比較例に比べて、より高い演算精度を実現することができる。

また、本比較例では、設計段階において、ルックアップテーブルのテーブルデータを作成するために、様々な条件においてあらかじめデータを収集する必要があり、その作成に要する手間と時間が大きくなり、コストアップを招くおそれがある。

一方、本実施の形態では、出力電流Ｉoutの演算に用いる式（６）は、実動作時に検出するパラメータ（電圧Ｖindc、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖout）以外はすべて設計段階で決まる値であるため、設計段階においてデータ収集を行う必要がないため、コストアップを抑えることができる。

［効果］
以上のように本実施の形態では、入力電流と、スイッチングデューティ比に基づいて、出力電流を求めるようにしたので、シンプルな演算方法を実現でき、演算をリアルタイムに、高速に、かつ軽快に行うことができる。

本実施の形態では、入力電流およびスイッチングデューティ比を変数とする式を用いて出力電流を求めるようにしたので、出力電流を精度良く求めることができる。

本実施の形態では、検出した入力電圧および出力電圧に基づいてスイッチングデューティ比を求めるようにしたので、特別な回路や特別な検出デバイスを必要とすることなく、実効的なスイッチングデューティ比を得ることができるため、より精度良く出力電流を得ることができる。

本実施の形態では、実動作時に検出するパラメータと、設計段階で決まる値のみにより出力電流を求めるようにしたので、設計段階においてあらかじめデータ収集を行う必要がないため、コストアップを抑えることができる。

［変形例］
上記実施の形態では、入力電圧Ｖinおよび出力電圧Ｖoutに基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求めたが、これに限定されるものではない。以下に、スイッチングデューティ比Ｄを求める他の方法について、いくつかの例をあげて説明する。

図７は、変形例に係るスイッチング電源装置１Ｂの一構成例を表すものである。スイッチング電源装置１Ｂは、トランス２０における磁束の変化に基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求めるものである。スイッチング電源装置１Ｂは、トランス２０Ｂと、演算処理部６０Ｂとを備えている。

トランス２０Ｂは、上記実施の形態のトランス２０に、磁束の変化を検出するホール素子２３を付したものである。具体的には、トランス２０Ｂは、例えば、ギャップ付きのトランスを用いた場合において、ホール素子２３をそのギャップ部分に配置したものである。ホール素子２３は、磁束の変化を検出し、その検出信号を演算処理部６０Ｂに供給するようになっている。

演算処理部６０Ｂは、トランス６１と、平滑回路６２と、バッファ６３と、抵抗器Ｒ６４と、演算部６９Ｂとを有している。すなわち、演算処理部６０Ｂは、上記実施の形態に係る演算処理部６０において、トランス６５、平滑回路６６、バッファ６７、および抵抗器Ｒ６８を省くとともに、演算部６９を演算部６９Ｂに変更したものである。

演算部６９Ｂは、バッファ６３から抵抗器６４を介して供給される信号に基づいて入力電流Ｉinを取得するとともに、ホール素子２３から供給される検出信号に基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求める。その際、演算部６９Ｂは、ホール素子２３から供給される検出信号に基づいて電力伝達期間Ｐおよび周期Ｔを求め、これらによりスイッチングデューティ比Ｄを求める。そして、演算部６９Ｂは、入力電流Ｉinとそのスイッチングデューティ比Ｄに基づいて出力電流Ｉoutを求めることができる。

なお、この例では、トランス２０における磁束の変化を検出したが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば共振用インダクタＬｒにおける磁束の変化を検出してもよいし、トランス６１における磁束の変化を検出してもよい。

図８は、他の変形例に係るスイッチング電源装置１Ｃの一構成例を表すものである。スイッチング電源装置１Ｃは、スイッチング回路１０におけるスイッチング動作を制御する制御部５０からの信号に基づき、スイッチングデューティ比Ｄを求めるものである。スイッチング電源装置１Ｃは、演算処理部６０Ｃを備えている。

演算処理部６０Ｃは、トランス６１と、平滑回路６２と、バッファ６３と、抵抗器Ｒ６４と、演算部６９Ｃとを有している。演算部６９Ｃは、バッファ６３から抵抗器６４を介して供給される信号に基づいて入力電流Ｉinを取得するとともに、制御部５０のＳＷ制御部５３から供給された制御信号に基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求める。すなわち、ＳＷ制御部５３は、トランス５４に供給する制御信号を演算部６９Ｃにも供給し、演算部６９Ｃがこの制御信号に基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求める。つまり、この制御信号はＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の基となる制御信号であり、図３に示した電力伝達期間Ｐおよび周期Ｔの情報を含んでいるものである。演算部６９Ｃは、この制御信号に基づいて電力伝達期間Ｐおよび周期Ｔを求め、これらによりスイッチングデューティ比Ｄを求める。そして、演算部６９Ｃは、入力電流Ｉinとそのスイッチングデューティ比Ｄに基づいて出力電流Ｉoutを求めることができる。

なお、この例では、演算部６９Ｃは、ＳＷ制御部５３がトランス５４に供給する制御信号に基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求めたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、ＳＷ制御部５３がこの制御信号とは別の信号を演算部６９Ｃに供給し、演算部６９Ｃがその信号に基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求めてもよい。

図９は、他の変形例に係るスイッチング電源装置１Ｄの一構成例を表すものである。スイッチング電源装置１Ｄは、入力電流Ｉinの波形からスイッチングデューティ比Ｄを求めるものである。スイッチング電源装置１Ｄは、演算処理部６０Ｄを備えている。演算処理部６０Ｄは、トランス６１と、平滑回路６２と、バッファ６３と、抵抗器Ｒ６４と、バッファ６３Ｄと、演算部６９Ｄとを有している。

図１０は、平滑回路６２およびバッファ６３Ｄの一構成例を表すものである。バッファ６３Ｄは、平滑回路６２のダイオードＤ１のカソードにおける信号を増幅して、高レベル電圧ＶＨおよび低レベル電圧ＶＬの間で遷移する論理信号に変換するものである。そして、バッファ６３Ｄは、生成した論理信号を演算部６９Ｄに供給する。

演算部６９Ｄは、バッファ６３から抵抗器６４を介して供給される信号に基づいて入力電流Ｉinを取得するとともに、バッファ６３Ｄから供給された論理信号に基づいてスイッチングデューティ比Ｄを求める。すなわち、バッファ６３Ｄから供給される論理信号の波形は、図３（Ｅ）に示した入力電流Ｉinの波形に対応するものであるため、その論理信号は、電力伝達期間Ｐおよび周期Ｔの情報を含んでいる。演算部６９Ｄは、この論理信号に基づいて電力伝達期間Ｐおよび周期Ｔを求め、これらによりスイッチングデューティ比Ｄを求める。なお、演算部６９Ｄが例えばＭＣＵにより構成されている場合には、そのＭＣＵが有するパルス計測機能を用いて、スイッチングデューティ比Ｄを求めることができる。そして、演算部６９Ｄは、入力電流Ｉinとそのスイッチングデューティ比Ｄに基づいて出力電流Ｉoutを求めることができる。

なお、図１０の例では、トランス６１として２巻線型のトランスを用いたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、トランス６１として２次側に２つの巻線を有する３巻線型のトランスを用い、その２次側巻線の一方については、図２と同様の構成の回路を接続して入力電流Ｉinの直流成分を求め、２次側巻線の他方から、図１０に示した回路と同様な回路によりスイッチングデューティ比Ｄを求めるように構成してもよい。

＜第２の実施の形態＞
次に、本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置２について説明する。本実施の形態に係るスイッチング電源装置２は、入力電流Ｉin、入力電圧Ｖin、および出力電圧Ｖoutに加え、温度Ｔempをも検出し、これらに基づいて出力電流Ｉoutを求めるものである。なお、上記第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置１と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

図１１は、スイッチング電源装置２の一構成例を表すものである。スイッチング電源装置２は、温度センサ７１と、演算処理部７０とを備えている。

温度センサ７１は、温度を検出し、その温度に対応する検出信号を演算処理部７０へ供給するものである。

演算処理部７０は、演算部７９を有している。演算部７９は、上記第１の実施の形態に係る演算部６９と同様に、バッファ６３から供給される入力電流Ｉinに係る電圧、バッファ６７から供給される入力電圧Ｖinに係る電圧、およびバッファ５１から供給される出力電圧Ｖoutに係る電圧に基づいて演算を行い、出力電流Ｉoutを求めるものである。その際、演算部７９は、温度センサ７１において検出された温度にも基づいて、その出力電流Ｉoutを求める。具体的には、式（１）〜式（６）において、回路定数Ａを温度Ｔの関数（Ａ（Ｔ））に置き換え、ダイオードの順方向電圧を示す電圧Ｖｆを、温度Ｔの関数（Ｖｆ（Ｔ））に置き換えた一連の式を用いて、出力電流Ｉoutを求める。演算部７９は、例えば、次式を用いて、上記第１の実施の形態の場合と同様に出力電流Ｉout（Ｔ）を求めることができる。

以上のように、本実施の形態では、出力電流を求める際、温度の検出結果を用いるようにしたので、使用環境の温度に依らず、より高精度な演算が実現できる。

また、本実施の形態では、回路定数Ａおよび電圧Ｖｆをそれぞれ温度Ｔの関数としたので、シンプルな演算方法を実現でき、演算をリアルタイムに、高速に、かつ軽快に行うことができる。

その他の効果は、上記第１の実施の形態の場合と同様である。

以上、いくつかの実施の形態および変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等には限定されず、種々の変形が可能である。

例えば、上記第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置２に、上記第１の実施の形態の各変形例を適用してもよい。

また、例えば、上記実施の形態等では、整流回路３０はダイオードにより整流を行うものとしたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、いわゆる同期整流を行うものであってもよい。以下にその詳細を説明する。

図１２は、同期整流を行うスイッチング電源装置４の一構成例を表すものである。スイッチング電源装置４は、整流回路８０と、制御部９０とを備えている。

整流回路８０は、トランス２０から供給される交流電圧を整流する整流回路として機能するものである。この整流回路８０は、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を有している。スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、スイッチング回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４と同様に、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が使用可能である。この例では、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２は、ＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。スイッチング素子ＳＷ２１のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２１（後述）が供給され、ソースが２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続され、ドレインがトランス２０の２次側巻線２２Ｂの一端に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ２２のゲートにはＳＷ制御信号Ｓ２２（後述）が供給され、ソースが２次側低圧ラインＬ２Ｌに接続され、ドレインがトランス２０の２次側巻線２２Ａの一端に接続されている。

制御部９０は、ＳＷ制御部９３と、ＳＷ駆動部９６とを有している。ＳＷ制御部９３は、ＳＷ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４の基となる制御信号を生成し、トランス５４を介してＳＷ駆動部５５へ供給するとともに、ＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２の基となる制御信号を生成し、ＳＷ駆動部９６へ供給するものである。ＳＷ駆動部９６は、ＳＷ制御部９３からの指示に基づいてＳＷ制御信号Ｓ２１，Ｓ２２を生成して、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２に対して供給するものである。ＳＷ制御信号Ｓ２１は、例えば、図３において、期間Ｔ１２において高レベルとなり、他の期間において低レベルとなる信号である。また、ＳＷ制御信号Ｓ２２は、例えば、図３において、期間Ｔ１１において高レベルとなり、他の期間において低レベルとなる信号である。

本変形例では、演算部６９は、式（１）〜式（６）において、ダイオード３１，３２の順方向電圧を示す電圧Ｖｆを、スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２のオン抵抗に起因する電圧降下量Ｖonに置き換えた一連の式を用いて、出力電流Ｉoutを求める。演算部６９は、例えば、次式を用いて、上記第１の実施の形態の場合と同様に出力電流Ｉoutを求めることができる。

また、例えば、上記実施の形態では、トランス２０の１次側巻線２１と２次側巻線２２Ａ，２２Ｂとはフォワード接続したが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、フライバック接続してもよい。

また、例えば、上記実施の形態では、スイッチング回路１０は、フルブリッジ構成としたが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えばハーフブリッジ構成やプッシュプル構成などにしてもよい。

また、例えば、上記実施の形態では、スイッチング電源装置１などは、直流入力電圧Ｖinを変圧して直流出力電圧Ｖoutを生成したが、これに限定されるものではない。すなわち、出力電流Ｉoutが直流になるものであればどのようなものであってもよく、例えば、交流入力電圧を変圧して直流出力電圧Ｖoutを生成してもよい。同様に、直流入力電圧Ｖinを変圧して交流出力電圧を生成してもよいし、交流入力電圧を変圧して交流出力電圧を生成してもよい。

また、例えば、上記実施の形態では、トランス２０を用いてスイッチング電源装置を構成したが、これに限定されるものではなく、これに代えて、例えば、トランス２０を用いず、チョッパ方式によりスイッチング電源装置を構成してもよい。

１，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，２，４…スイッチング電源装置、７，９…電圧検出回路、８…電流検出回路、１０…スイッチング回路、２０，２０Ｂ…トランス、２１…１次側巻線、２２Ａ，２２Ｂ…２次側巻線、２３…ホール素子、３０，８０…整流回路、３１，３２，Ｄ１…ダイオード、４０…平滑回路、５０，９０…制御部、５１，６３，６３Ｄ，６７…バッファ、Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ５２，Ｒ６４，Ｒ６８，Ｒｆ…抵抗器、５３，９３…ＳＷ制御部、５４…トランス、５５，９６…ＳＷ駆動部、６０，６０Ｂ，６０Ｃ，６０Ｄ，７０…演算処理部、６１，６５…トランス、６２，６６…平滑回路、６９，６９Ｂ，６９Ｃ，６９Ｄ，７９…演算部、７１…温度センサ、ＢＨ…高圧バッテリ、ＢＬ…低圧バッテリ、Ｃin…入力平滑コンデンサ、Ｃout…出力平滑コンデンサ、Ｉa1，Ｉb1…１次側ループ電流、Ｉa2，Ｉb2…２次側ループ電流、Ｉin…入力電流、Ｉout…出力電流、Ｌch…チョークコイル、ＯＰＡ…演算増幅器、Ｐ…電力伝達期間、ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２…スイッチング素子、Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２…ＳＷ制御信号、Ｔ…周期、Ｔｄ…デッドタイム、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｔ１１，Ｔ１２…期間、Ｖin…入力電圧、Ｖout…出力電圧、φ…位相差。

Claims (3)

1. 入力側に設けられたスイッチング部を含む電源回路と、
   前記電源回路の入力電流の直流成分と、前記スイッチング部におけるデューティ比とに基づいて、前記電源回路の出力電流を求める演算部と、
   低域通過フィルタを有し、前記入力電流の直流成分を検出する電流検出部と、
   前記電源回路の入力電圧および出力電圧に基づいて前記デューティ比を検出するデューティ比検出部と
   を備え、
   前記電源回路は、
   前記スイッチング部が接続された１次側巻線と、一端が互いに接続された第１の２次側巻線および第２の２次側巻線とを有するメイントランスと、
   アノードと、前記第１の２次側巻線の他端に接続されたカソードとを有する第１のダイオードと、
   前記第１のダイオードのアノードに接続されたアノードと、前記第２の２次側巻線の他端に接続されたカソードとを有する第２のダイオードと
   をさらに含み、
   前記電流検出部は、
   １次側巻線および２次側巻線を有し、その１次側巻線に前記入力電流が流れるトランスと、
   前記トランスの２次側巻線に接続された整流回路と
   を有し、
   前記低域通過フィルタは、前記整流回路の出力信号の直流成分を取り出し、
   前記演算部は、次式に基づいて前記電源回路の出力電流を求める
   スイッチング電源装置。
   

   

   ここで、Ｉoutは前記電源回路の出力電流であり、Ｖindcは前記低域通過フィルタにより取り出された前記整流回路の出力信号の直流成分であり、Ｖinは前記電源回路の入力電圧であり、Ｖoutは前記電源回路の出力電圧であり、Ｖfは前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードの順方向電圧である。
2. 前記電源回路には直流電圧が入力され、
   前記スイッチング部は、スイッチング動作により、入力された直流電圧を交流電圧に変換する
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 低域通過フィルタを用いて、入力側に設けられたスイッチング部と、前記スイッチング部が接続された１次側巻線と一端が互いに接続された第１の２次側巻線および第２の２次側巻線とを有するメイントランスと、アノードと前記第１の２次側巻線の他端に接続されたカソードとを有する第１のダイオードと、前記第１のダイオードのアノードに接続されたアノードと前記第２の２次側巻線の他端に接続されたカソードとを有する第２のダイオードとを含む電源回路における入力電流の直流成分を検出し、
   前記電源回路の入力電圧および出力電圧に基づいて、前記スイッチング部におけるデューティ比を検出し、
   その入力電流の直流成分と、前記デューティ比とに基づいて、次式に基づいて前記電源回路の出力電流を求め、
   前記入力電流の直流成分を検出する際、１次側巻線および２次側巻線を有するトランスの前記１次側巻線に前記入力電流を流し、前記トランスの２次側巻線に接続された整流回路の出力信号から、前記低域通過フィルタを用いて前記入力電流の直流成分を検出する
   出力電流検出方法。
   

   

   ここで、Ｉoutは前記電源回路の出力電流であり、Ｖindcは前記低域通過フィルタにより取り出された前記整流回路の出力信号の直流成分であり、Ｖinは前記電源回路の入力電圧であり、Ｖoutは前記電源回路の出力電圧であり、Ｖfは前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードの順方向電圧である。

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