TWI685183B - 混模式升壓型功因校正轉換器 - Google Patents

混模式升壓型功因校正轉換器 Download PDF

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Abstract

一種混模式升壓型功因校正轉換器，其包含電感單元、開關單元、二極體單元、電流偵測單元以及控制單元。電感單元耦接直流輸入電源。開關單元耦接電感單元與接地點。二極體單元耦接電感單元與開關單元。電流偵測單元接收流經電感單元的電感電流，且提供相應電感電流大小的電流偵測信號。控制單元耦接電流偵測單元，且接收電流偵測信號。當負載為輕載時，控制單元取樣電流偵測信號的峰值；當負載為重載時，控制單元取樣電流偵測信號的平均值。

Description

混模式升壓型功因校正轉換器
本發明係有關一種升壓型功因校正轉換器，尤指一種混模式升壓型功因校正轉換器。
傳統的升壓型功率因數轉換器(boost PFC)其控制方式有連續導通模式(continuous-conduction mode,CCM)與臨界導通模式(critical-conduction mode,CRM)。因應不同的負載大小，當boost PFC為高瓦特數或重載操作時，通常適用CCM的控制方式，透過偵測boost PFC的電感電流的平均值，以作為控制功率開關的切換；反之，當boost PFC為低瓦特數或輕載操作時，通常適用CRM的控制方式，透過偵測boost PFC的電感電流的峰值，以作為控制功率開關的切換。
由於CCM的控制方式與CRM的控制方式無法在不同負載狀況而同時兼具兩者的優勢，因此現有相關技術的研發人員對於能夠混合兩種操作模式的電路設計亦投入研究與開發。常見地，在結合兩種操作模式的電路拓樸基礎上，透過外加偵測電路與邏輯切換電路達成兩種操作模式的切換控制。換言之，當偵測電路偵測到boost PFC為重載操作時，則透過邏輯切換電路切換為CCM控制模式，而當偵測電路偵測到boost PFC為輕載操作時，則透過邏輯切換電路切換為CRM控制模式。
如此雖可達成因應負載狀況，而在兩種控制模式之間進行切換以選擇適用的控制方式，惟這樣的切換方式除了額外增加偵測電路與邏輯切換電 路的成本外，能否準確地偵測boost PFC的負載操作狀態而即時地進行兩種控制模式之間的切換，也存在著很大的技術瓶頸與挑戰。
本發明之一目的在於提供一種混模式升壓型功因校正轉換器，解決因額外增加偵測電路與邏輯切換電路提供不同控制模式之間的切換，所造成準確與即時控制的技術瓶頸與挑戰。
為達成前揭目的，本發明所提出的混模式升壓型功因校正轉換器，其包含電感單元、開關單元、二極體單元、電流偵測單元以及控制單元。電感單元具有第一端與第二端，第一端耦接直流輸入電源。開關單元具有第一端與第二端，第二端耦接接地點。二極體單元具有第一端與第二端，第一端耦接電感單元的第二端與開關單元的第一端，第二端與接地點之間提供直流輸出電源以供應負載。電流偵測單元接收流經電感單元的電感電流，且提供相應電感電流大小的電流偵測信號。控制單元耦接電流偵測單元，且接收電流偵測信號。當負載為輕載時，控制單元取樣電流偵測信號的峰值；當負載為重載時，控制單元取樣電流偵測信號的平均值；電流偵測單元設置於電感單元提供的釋能路徑上，且開關單元操作於切換週期與責任週期；當負載為重載時，控制單元於電流偵測單元設置於釋能路徑的取樣時間點取樣電流偵測信號的平均值，其中電流偵測單元設置於釋能路徑的取樣時間點為
Figure 107123137-A0305-02-0004-1
 其中tsp為電流偵測單元設置於釋能路徑的取樣時間點、toff為開關單元的截止起始點、D為責任週期，以及Tsw為切換週期。
於一實施例中，電流偵測單元設置於電感單元提供的儲能路徑上，且開關單元操作於切換週期與責任週期；當負載為重載時，控制單元於電流偵測單元設置於儲能路徑的取樣時間點取樣電流偵測信號的平均值，其中電流偵測單元設置於儲能路徑的取樣時間點為
Figure 107123137-A0305-02-0005-2
 其中tsp為電流偵測單元設置於儲能路徑的取樣時間點、ton為開關單元的導通起始點、D為責任週期，以及Tsw為切換週期。
於一實施例中，在同一切換週期內的取樣時間點上以及取樣時間點的前後對稱時間點上，控制單元取樣複數電流偵測信號，且計算該些電流偵測信號的平均值為單一週期平均值。
於一實施例中，在連續週期內，控制單元取樣複數電流偵測信號的平均值，且計算該些平均值的平均值為連續週期平均值。
於一實施例中，當負載為輕載時，升壓型功因校正轉換器以臨界導通模式操作；當負載為重載時，升壓型功因校正轉換器以連續導通模式操作。
於一實施例中，電流偵測單元為電流偵測電阻或霍爾效應感測器。
於一實施例中，開關單元具有寄生電容；電感單元與寄生電容諧振時，在電感單元的第二端與開關單元的第一端的共接點產生諧振電壓，且當控制單元偵測到諧振電壓的波谷值時，控制單元切換開關單元。
於一實施例中，控制單元為數位控制器。
藉由所提出的混模式升壓型功因校正轉換器，可實現不同操作模式控制的準確性與即時性，提供高靈活性、高可靠度以及高適應性的電感電流偵測，並且可節省元件成本與簡化控制機制。
為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。
10‧‧‧混模式升壓型功因校正轉換器
11‧‧‧電流偵測單元
12‧‧‧控制單元
LPFC‧‧‧電感單元
DPFC‧‧‧二極體單元
SPFC‧‧‧開關單元
CS‧‧‧寄生電容
RL‧‧‧負載
IL‧‧‧電感電流
VAC‧‧‧交流輸入電源
Gnd‧‧‧接地點
Vin‧‧‧直流輸入電源
Vout‧‧‧直流輸出電源
Co‧‧‧輸出電容
Pc‧‧‧共接點
PS‧‧‧儲能路徑
PR‧‧‧釋能路徑
SSW‧‧‧開關控制信號
fsw‧‧‧切換頻率
Tsw‧‧‧切換週期
D‧‧‧責任週期
tsp‧‧‧取樣時間點
ton‧‧‧導通起始點
toff‧‧‧截止起始點
S1~S5‧‧‧偵測點
圖1：為本發明混模式升壓型功因校正轉換器之電路方塊圖。
圖2A：為本發明電流偵測單元設置於儲能路徑之示意圖。
圖2B：為本發明電流偵測單元設置於釋能路徑之示意圖。
圖3A：為本發明電感電流第一實施例的波形圖。
圖3B：為本發明電感電流第二實施例的波形圖。
圖3C：為本發明電感電流第三實施例的波形圖。
圖4A：為本發明電感儲能時電感電流平均值的取樣示意圖。
圖4B：為本發明電感釋能時電感電流平均值的取樣示意圖。
茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下。
請參見圖1所示，其係為本發明混模式升壓型功因校正轉換器之電路方塊圖。混模式升壓型功因校正轉換器10包含電感單元LPFC、開關單元SPFC、二極體單元DPFC、電流偵測單元11以及控制單元12。
電感單元LPFC具有第一端與第二端，電感單元LPFC的第一端耦接直流輸入電源Vin。在本實施例中，直流輸入電源Vin係為交流輸入電源VAC經由整流單元，例如橋式全整流器(full-wave rectifier)整流後所獲得的直流電源。
開關單元SPFC具有第一端與第二端，並且在第一端與第二端之間具有寄生電容CS。開關單元SPFC的第一端耦接電感單元LPFC的第二端，開關單元SPFC的第二端耦接接地點Gnd。
二極體單元DPFC具有第一端與第二端，在本實施例，第一端為陽極(anode)，第二端為陰極(cathode)。二極體單元DPFC的第一端耦接電感單元LPFC的第二端與開關單元SPFC的第一端，二極體單元DPFC的第二端與接地點Gnd之間提供直流輸出電源Vout以供應負載RL。在本實施例中，輸出電容Co係耦接於二極體單元DPFC的第二端與接地點Gnd之間，因此直流輸出電源Vout係產生於輸出電容Co的兩端，並且所產生的直流輸出電源Vout經由輸出電容Co進行濾波和穩壓，進而供應負載RL高品質的操作電壓。
電流偵測單元11接收流經電感單元LPFC的電感電流IL，以偵測電感電流IL的大小。進一步地，電流偵測單元11根據所偵測的電感電流IL大小，提供相應電感電流IL大小的電流偵測信號。在一實施例中，電流偵測單元11可為電流偵測電阻或霍爾效應感測器(Hall sensor)，然不以此為限制，只要能夠用以偵測電感電流IL的元件、電路或裝置，皆可作為電流偵測單元11之用。再者，圖1所示的電流偵測單元11雖耦接於開關單元SPFC的第二端與接地點Gnd之間，然而不以此為限制電流偵測單元11的設置位置，具體地，電流偵測單元11的偵測操作將於後文中配合其他圖示加以詳述之。控制單元12耦接電流偵測單元11， 且接收電流偵測單元11所提供(相應電感電流IL大小)的電流偵測信號。在一實施例中，控制單元12可為數位控制器，即其具備數位信號處理、運算以及控制的功能，可為但不限定為微控制器(microcontroller,MCU)、數位信號處理器(digital signal processor,DSP)、現場可程式化閘陣列(field-programmable gatearray,FPGA)或者特殊應用積體電路(application-specific integrated circuit,ASIC)。
進一步地，控制單元12將電流偵測單元11所提供類比的電流偵測信號進行數位化處理、運算與計算，以輸出開關控制信號SSW，進而控制開關單元SPFC的導通與截止，具體說明詳述如後。值得一提，由於電流偵測信號大小係相應電感電流IL大小，且為了直觀地聚焦在本發明的技術核心係為偵測電感電流IL的峰值或平均值，因此在後文所記載關於控制單元12偵測電感電流IL的操作，實際上乃透過偵測數位化處理後的電流偵測信號的峰值或平均值所實現，亦即偵測到電流偵測信號的峰值(或平均值)即表示偵測到電感電流IL的峰值(或平均值)，在後文不再加以贅述，合先敘明。
請參見圖2A所示，其係為本發明電流偵測單元設置於儲能路徑之示意圖。配合圖1所示，在本實施例中，所謂”儲能路徑”係指當控制單元12提供開關控制信號SSW以控制開關單元SPFC為導通(turned on)狀態時，電感單元LPFC為儲存能量操作時的電流(能量)路徑，亦即電感電流IL係沿儲能路徑PS流動。
請參見圖2B所示，其係為本發明電流偵測單元設置於釋能路徑之示意圖。配合圖1所示，在本實施例中，所謂”釋能路徑”係指當控制單元12提供開關控制信號SSW以控制開關單元SPFC為截止(turned off)狀態時，電感單元LPFC為釋放能量操作時的電流(能量)路徑，亦即電感電流IL係沿釋能路徑PR流動。
在本發明中，電流偵測單元11可設置於儲能路徑PS(如圖2A所示)或釋能路徑PR(如圖2B所示)上的不同偵測位置，以靈活地、可靠地偵測電感電流IL。以下，針對電感單元LPFC於儲能與釋能不同狀態的操作分別加以說明。
配合參見圖2A，對電感單元LPFC為儲能狀態的操作說明。電流偵測單元11設置於電感單元LPFC提供的儲能路徑PS上，其中儲能路徑PS耦接至混模式升壓型功因校正轉換器10的輸入側。即圖2A所示的多個偵測點S1~S2之任一者皆可為電流偵測單元11設置的偵測位置，以提供靈活地、準確地偵測電感電流IL的大小。具體地，當控制單元12透過開關控制信號SSW控制開關單元SPFC導通時，電感電流IL流經儲能路徑PS，因此當電流偵測單元11設置於上述該些偵測點S1~S2的任一者時，皆可準確地偵測到電感電流IL的大小。
配合參見圖2B，對電感單元LPFC為釋能狀態的操作說明。電流偵測單元11設置於電感單元LPFC提供的釋能路徑PR上，其中釋能路徑PR耦接至混模式升壓型功因校正轉換器10的輸出側。即圖2B所示的多個偵測點S3~S5之任一者皆可為電流偵測單元11設置的偵測位置，以提供靈活地、準確地偵測電感電流IL的大小。具體地，當控制單元12透過開關控制信號SSW控制開關單元SPFC截止時，電感電流IL流經釋能路徑PR，因此當電流偵測單元11設置於上述該些偵測點S3~S5的任一者時，皆可準確地偵測到電感電流IL的大小。
請參見圖3A所示，其係為本發明電感電流第一實施例的波形圖。圖3A所示的上半部為電感電流IL的電流值，所示的下半部為開關控制信號SSW的準位值。其中，從圖3A可清楚看出，當控制單元12輸出的開關控制信號SSW為高準位時，高準位的開關控制信號SSW導通開關單元SPFC，因此電感單元LPFC為儲能操作，此時電感電流IL逐漸增加，並且電感電流IL流經儲能路徑PS可對應圖2A所示。反之，當控制單元12輸出的開關控制信號SSW為低準位時，低準位的開關控制信號SSW截止開關單元SPFC，因此電感單元LPFC為釋能操作，此時電感電流IL逐漸減少，並且電感電流IL流經釋能路徑PR可對應圖2B所示。
因此，可透過設置於如圖2A所示該些偵測點S1~S2之任一者的電流偵測單元11，偵測到當開關單元SPFC為導通狀態下，流經儲能路徑PS的電 感電流IL的大小。再者，亦可透過設置於如圖2B所示該些偵測點S3~S5之任一者的電流偵測單元11，偵測到當開關單元SPFC為截止狀態下，流經釋能路徑PR的電感電流IL的大小。換言之，可透過設置於該些偵測點S1~S2之任一者的電流偵測單元11偵測到電流變化斜率為正值的電感電流IL的大小。反之，可透過設置於該些偵測點S3~S5之任一者的電流偵測單元11偵測到電流變化斜率為負值的電感電流IL的大小。
當偵測到混模式升壓型功因校正轉換器10為輕載(即負載RL為輕載)時，包括混模式升壓型功因校正轉換器10為軟啟動(soft start)的輕載狀態時，控制單元12以臨界導通模式(CRM)操作混模式升壓型功因校正轉換器10，則控制單元12取樣電流偵測單元11所偵測到的電感電流IL的峰值。舉例來說，控制單元12透過在開關控制信號SSW由高準位轉態為低準位的時間點，取樣當時的電感電流IL，則可獲得在當下週期時的電感電流IL的峰值，如此達成臨界導通模式(CRM)的峰值電流偵測。
當偵測到混模式升壓型功因校正轉換器10為重載(即負載RL為重載)時，控制單元12以連續導通模式(CCM)操作混模式升壓型功因校正轉換器10，則控制單元12取樣電流偵測單元11所偵測到的電感電流IL的平均值。具體操作如下詳述。
以下針對電流偵測單元11於圖2A所示該些偵測點S1~S2之任一者的電流(電感電流IL)取樣和/或於圖2B所示該些偵測點S3~S5之任一者的電流(電感電流IL)取樣的操作進一步說明。請參見圖4A所示，其係為本發明電感儲能時電感電流平均值的取樣示意圖，即為圖3B的局部放大所示意。另外，請參見圖4B，其係為本發明電感釋能時電感電流平均值的取樣示意圖，即為圖3C的局部放大所示意。圖4A與圖4B所示的上半部為電感電流IL的電流值，所示的下半部為開關控制信號SSW的準位值。在本實施例中，控制開關單元SPFC導通與 截止的開關控制信號SSW具有切換週期Tsw與責任週期D。如圖4A所示，開關控制信號SSW的一個週期中的導通(on)週期為切換週期Tsw與責任週期D的乘積，即D×Tsw。如圖4B所示，開關控制信號SSW的一個週期中的截止(off)週期則為(1-D)×Tsw。
此外，如圖2A與相對應的圖3B所示，係為電流偵測單元11設置於儲能路徑PS上，因此在開關單元SPFC導通時，電流偵測單元11能夠有效地偵測到電感電流IL的大小，而在開關單元SPFC截止時，則不對電感電流IL進行偵測。相反地，如圖2B與相對應的圖3C所示，係為電流偵測單元11設置於釋能路徑PR上，因此在開關單元SPFC截止時，電流偵測單元11能夠有效地偵測到電感電流IL的大小，而在開關單元SPFC導通時，則不對電感電流IL進行偵測。
以下具體地以圖4A與圖4B為例加以說明，當偵測到混模式升壓型功因校正轉換器10為重載(即負載RL為重載)時，控制單元12以連續導通模式(CCM)操作混模式升壓型功因校正轉換器10，控制單元12如何取樣電感電流IL的平均值。
如圖4A所示，當開關控制信號SSW為高準位時，開關控制信號SSW在導通起始點ton導通開關單元SPFC，因此電感單元LPFC開始為週期的儲能操作，此時電感電流IL逐漸增加。由於開關控制信號SSW的責任週期D與切換週期Tsw為已知，因此，控制單元12可根據計算導通(on)週期到達一半的時間點取樣所接收到電感電流IL的大小，即為週期中電感電流IL的平均值，其適用圖3A與圖3B的開關控制信號SSW的導通(on)週期。其中，上述導通(on)週期到達一半的時間點(取樣時間點)為：
Figure 107123137-A0305-02-0011-3
 其中tsp為取樣時間點、ton為開關單元SPFC的導通起始點、D為責任週期，以及Tsw為切換週期。以下以假設的合理數據為例加以說明。
假設開關單元SPFC的切換頻率fsw為100KHz，責任週期D為0.5，則切換週期Tsw為切換頻率fsw的倒數為10μs。因此，電感電流IL的平均值的取樣時間點tsp為：
Figure 107123137-A0305-02-0012-4
 即電感電流IL的平均值的取樣時間點tsp為開關單元SPFC導通時起算2.5μs的時間點，且在取樣時間點tsp所取樣到的電感電流IL大小即為週期中電感電流IL的平均值。
同理，若假設開關單元SPFC的切換頻率fsw為100KHz(切換週期Tsw為10μs)，責任週期D為0.8，則電感電流IL的平均值的取樣時間點tsp為：
Figure 107123137-A0305-02-0012-5
 即電感電流IL的平均值的取樣時間點tsp為開關單元SPFC導通時起算4μs的時間點，且在取樣時間點tsp所取樣到的電感電流IL大小即為週期中電感電流IL的平均值。
相較於前述導通(on)週期的取樣時間點計算以及電感電流IL的平均值的取樣，截止(off)週期相對應的說明如下。如圖4B所示，當開關控制信號SSW為低準位時，開關控制信號SSW在截止起始點toff截止開關單元SPFC，因此電感單元LPFC開始為週期的釋能操作，此時電感電流IL逐漸減少。由於開關控制信號SSW的責任週期D與切換週期Tsw為已知，因此，控制單元12可根據計算截止(off)週期到達一半的時間點取樣所接收到電感電流IL的大小，即為週期中電感電流IL的平均值，其適用圖3A與圖3C的開關控制信號SSW的截止(off)週期。其中，上述截止(off)週期到達一半的時間點(取樣時間點)為：
Figure 107123137-A0305-02-0013-6
 其中tsp為取樣時間點、toff為開關單元SPFC的截止起始點、D為責任週期，以及Tsw為切換週期。以下以假設的合理數據為例加以說明。
假設開關單元SPFC的切換頻率fsw為100KHz，責任週期D為0.5，則切換週期Tsw為切換頻率fsw的倒數為10μs。因此，電感電流IL的平均值的取樣時間點tsp為：
Figure 107123137-A0305-02-0013-7
 即電感電流IL的平均值的取樣時間點tsp為開關單元SPFC截止時起算2.5μs的時間點，且在取樣時間點tsp所取樣到的電感電流IL大小即為週期中電感電流IL的平均值。
同理，若假設開關單元SPFC的切換頻率fsw為100KHz(切換週期Tsw為10μs)，責任週期D為0.8，則電感電流IL的平均值的取樣時間點tsp為：
Figure 107123137-A0305-02-0013-8
 即電感電流IL的平均值的取樣時間點tsp為開關單元SPFC截止時起算1μs的時間點，且在取樣時間點tsp所取樣到的電感電流IL大小即為週期中電感電流IL的平均值。
再者，除了上述的導通(on)週期與截止(off)週期在取樣時間點tsp取樣一次電感電流IL的平均值之外，基於為獲得更準確的電感電流IL的平均值，數位式的控制單元12可透過其對信號的快速處理與運算能力的特性，在同一切換週期(導通週期或截止週期)內，控制單元12可取樣複數(多個)電感電流IL，例如可在預計的取樣時間點tsp，以及取樣時間點tsp的前後多組對稱時間點上，連續地取樣電感電流IL，藉此，透過取樣相當數量的電感電流IL，再對其取算術平均值，則可弱化雜訊干擾造成電感電流IL異常的影響，使得獲得更準確的電感電 流IL的平均值。如此，所得到更準確的電感電流IL的平均值，則作為混模式升壓型功因校正轉換器10為重載的連續導通模式(CCM)操作時，所取樣獲得電感電流IL的平均值。
舉例來說，控制單元12在取樣時間點tsp，例如責任週期D為0.5，以及取樣時間點tsp前後對稱的四個時間點，例如責任週期D為0.5的前後5%與10%，即在責任週期D為0.45、0.475、0.525以及0.55，連續取樣共計5個電感電流IL分別為5.55安培(取樣點在D=0.45)、5.61安培(取樣點在D=0.475)、5.66(取樣點在D=0.5)、5.77(取樣點在D=0.525)、5.78(取樣點在D=0.55)，此例僅為說明之用，實際上數位處理的能力可在鄰近的時間點連績取樣數十、數百個值。由於其中在D=0.525所取樣的5.77安培屬於異常的取樣值(合理的正常值應約為5.72安培)，因此，經過算術平均計算所得的平均值為5.674安培，其與在責任週期D為0.5取樣單一的電感電流IL相近，故此可弱化雜訊干擾造成電感電流IL異常的影響，使得獲得更準確的電感電流IL的平均值。再者，若取樣達數十、數百個電流值，則雜訊干擾對取樣電感電流IL的平均值的影響可謂之微乎其微。
再舉另一例說明，控制單元12在取樣時間點tsp，例如責任週期D為0.5，以及其鄰近的前後的四個時間點，例如責任週期D為0.5鄰近的前後5%與10%，即在責任週期D為0.45、0.475、0.525以及0.55，連續共計取樣5個電感電流IL分別為5.55安培(取樣點在D=0.45)、5.61安培(取樣點在D=0.475)、5.71(取樣點在D=0.5)、5.72(取樣點在D=0.525)、5.78(取樣點在D=0.55)。由於其中在D=0.5所取樣的5.71安培屬於異常的取樣值(合理的正常值應約為5.66安培)，因此，若僅在責任週期D為0.5取樣單一的電感電流IL，則將所取樣的5.71安培作為電感電流IL的平均值，如此將造成相當程度的誤差。故此，透過取樣時間點tsp，以及取樣時間點tsp的前後多組對稱時間點上，連續地取樣電感電流IL， 將可弱化雜訊干擾造成電感電流IL異常的影響，獲得更準確的電感電流IL的平均值。
再者，控制單元12亦可在連續週期內，例如連續的導通(on)週期或者連續的截止(off)週期內，取樣複數(多個)電感電流IL的平均值，其中每個週期的電感電流IL的平均值，亦可配合上述的單一週期取樣多個電感電流IL所獲得的單一週期平均值為準，如此再計算該些平均值的平均值為連續週期平均值，以作為混模式升壓型功因校正轉換器10為重載的連續導通模式(CCM)操作時，所取樣獲得電感電流IL的平均值。
綜上，對於混模式升壓型功因校正轉換器10為重載的連續導通模式(CCM)操作時，控制單元12可於電感單元LPFC為儲能操作時，以開關單元SPFC的導通起始點tn起計算導通(on)週期到達一半的取樣時間點，以及/或者可於電感單元LPFC為釋能操作時，以開關單元SPFC的截止起始點toff起計算截止(off)週期到達一半的取樣時間點，取樣所接收到電感電流IL的大小，以獲得所對應週期中電感電流IL的平均值，以達成連續導通模式(CCM)的平均值電流偵測。
此外，再請參見圖1所示，在一實施例中，開關單元SPFC具有寄生電容Cs。當電感單元LPFC與寄生電容Cs發生諧振時，在電感單元LPFC的第二端與開關單元SPFC的第一端的共接點Pc會產生諧振電壓，其中諧振電壓為共接點Pc與接地點Gnd之間的電壓值。當諧振電壓的大小為波谷值(valley)時，控制單元12在此時切換開關單元SPFC導通，如此可大幅地降低開關單元SPFC的切換損失而提高轉換效率，並且可省去使用過零檢測(zero cross detection)電路來偵測零電感電流，以提供臨界導通模式(CRM)時的開關單元SPFC切換。
因此，在另外的實施例中，電流偵測單元11由兼具偵測電流與偵測電壓的電流電壓偵測單元所取代，以作為偵測電感電流IL與偵測共接點Pc的諧振電壓之用，進而將所偵測到的電感電流IL與諧振電壓傳送至控制單元12， 以供控制單元12作為控制之用。或者，在另外的實施例中，除電流偵測單元11之外，可再使用電壓偵測單元，作為偵測共接點Pc的諧振電壓之用，同樣地，電流偵測單元11與電壓偵測單元所偵測到的電感電流IL與諧振電壓傳送至控制單元12，以供控制單元12作為控制之用。
綜上所述，本發明係具有以下之特徵與功效：
1、本發明的混模式升壓型功因校正轉換器可在同一電路拓樸下，即無須額外設置偵測電路與邏輯切換電路作為兩種操作模式(CCM/CRM)的切換控制，如此不僅可節省元件成本、簡化控制機制，並且透過數位式的控制單元12對信號的精準且快速的處理與運算能力特性，實現兩種操作模式控制的準確性與即時性。
2、電流偵測單元11可設置於儲能路徑PS或釋能路徑PR上的不同偵測位置，提供高靈活性(high flexibility)、高可靠度(high reliability)以及高適應性(adaptability)的電感電流IL偵測。
3、透過單一週期內的對稱時間點上，連續地取樣電感電流IL再對其取算術平均值以獲得單一週期電感電流IL的平均值，以及計算連續週期的電感電流IL的平均值以獲得連續週期電感電流IL平均值，可弱化雜訊干擾所造成電感電流IL異常的影響，而可獲得更準確的電感電流IL的平均值。
4、當控制單元12偵測到諧振電壓的波谷值時，控制單元12切換開關單元SPFC導通，如此可大幅地降低切換損失而提高轉換效率，並且可省去使用過零檢測電路來偵測零電感電流，以提供臨界導通模式(CRM)時的開關單元SPFC切換。
以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例， 皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。
10‧‧‧混模式升壓型功因校正轉換器
11‧‧‧電流偵測單元
12‧‧‧控制單元
LPFC‧‧‧電感單元
DPFC‧‧‧二極體單元
SPFC‧‧‧開關單元
CS‧‧‧寄生電容
RL‧‧‧負載
IL‧‧‧電感電流
VAC‧‧‧交流輸入電源
Gnd‧‧‧接地點
Vin‧‧‧直流輸入電源
Vout‧‧‧直流輸出電源
Co‧‧‧輸出電容
Pc‧‧‧共接點
SSW‧‧‧開關控制信號

Claims (8)

  1. 一種混模式升壓型功因校正轉換器，包含：一電感單元，具有一第一端與一第二端，該第一端耦接一直流輸入電源；一開關單元，具有一第一端與一第二端，該第二端耦接一接地點；一二極體單元，具有一第一端與一第二端，該第一端耦接該電感單元的該第二端與該開關單元的該第一端，該第二端與該接地點之間提供一直流輸出電源以供應一負載；一電流偵測單元，接收流經該電感單元的一電感電流，且提供相應該電感電流大小的一電流偵測信號；及一控制單元，耦接該電流偵測單元，且接收該電流偵測信號；其中當該負載為輕載時，該控制單元取樣該電流偵測信號的一峰值；當該負載為重載時，該控制單元取樣該電流偵測信號的一平均值；其中該電流偵測單元設置於該電感單元提供的一釋能路徑上，且該開關單元操作於一切換週期與一責任週期；當該負載為重載時，該控制單元於該電流偵測單元設置於該釋能路徑的取樣時間點取樣該電流偵測信號的該平均值，其中該電流偵測單元設置於該釋能路徑的取樣時間點為：
    Figure 107123137-A0305-02-0019-9
     其中tsp為該電流偵測單元設置於該釋能路徑的取樣時間點、toff為該開關單元的截止起始點、D為該責任週期，以及Tsw為該切換週期。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之混模式升壓型功因校正轉換器，其中該電流偵測單元設置於該電感單元提供的一儲能路徑上，且該開關單元操作於該切換週期與該責任週期；當該負載為重載時，該控制單元於該電流偵測單元設置於該儲能路徑的取樣時間點取樣該電流偵測信號的該平均值，其中該電流偵測單元設置於該儲能路徑的取樣時間點為：
    Figure 107123137-A0305-02-0020-10
     其中tsp為該電流偵測單元設置於該儲能路徑的取樣時間點、ton為該開關單元的導通起始點、D為該責任週期，以及Tsw為該切換週期。
  3. 如申請專利範圍第1或第2項所述之混模式升壓型功因校正轉換器，其中在同一切換週期內的該取樣時間點上以及該取樣時間點的前後對稱時間點上，該控制單元取樣複數該電流偵測信號，且計算該些電流偵測信號的平均值為一單一週期平均值。
  4. 如申請專利範圍第1或第2項所述之混模式升壓型功因校正轉換器，其中在連續週期內，該控制單元取樣複數該電流偵測信號的該平均值，且計算該些平均值的平均值為一連續週期平均值。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之混模式升壓型功因校正轉換器，其中當該負載為輕載時，該混模式升壓型功因校正轉換器以臨界導通模式操作；當該負載為重載時，該混模式升壓型功因校正轉換器以連續導通模式操作。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之混模式升壓型功因校正轉換器，其中該電流偵測單元為一電流偵測電阻或一霍爾效應感測器。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之混模式升壓型功因校正轉換器，其中該開關單元具有一寄生電容；該電感單元與該寄生電容諧振時，在該電感單元的該第二端與該開關單元的該第一端的一共接點產生一諧振電壓，且當該控制單元偵測到該諧振電壓的一波谷值時，該控制單元切換該開關單元。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之混模式升壓型功因校正轉換器，其中該控制單元為一數位控制器。
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