CN107979279A - 一种改进的宽负载升压型功率因数校正变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种改进的宽负载升压型功率因数校正变换器，由主电路(1)和控制电路(2)组成，主电路(1)包括：AC交流源(3)，整流桥电路(4)，Boost电路(5)，负载(6)；控制电路(2)包括：采样校正模块(7)，电压环模块(8)，电流环模块(9)，PWM模块(10)；其特征在于：AC交流源3的输出接整流桥4的输入经过整流桥后变成馒头波，作为Boost电路5的输入端，负载6并联在Boost电路5输出电容Co的两端，控制电路部分(7、8、9、10)为DSP内部的控制信号，采样校正模块(7)和电压环模块(8)的输出作为电流环模块(9)的输入，(9)的输出作为PWM模块(10)的输入。当变换器工作在CCM模式时提出的校正方法不会对占空比产生影响，对于宽负载范围的PFC变换器，采用同一程序进行校正，减小程序计算时间。

Description

一种改进的宽负载升压型功率因数校正变换器
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其是宽负载范围的功率因数校正变换器。
背景技术
在众多电力电子拓扑中，Boost变换器因其拓扑结构简单、变换效率高、控制策略易实现等优点，被广泛用作PFC电路。Boost变换器根据电感电流是否连续可分为连续导通模式(CCM)、临界连续导通模式(CRM)和断续导通模式(DCM)三种。固定负载的Boost功率因数校正(PFC)变换器根据输出功率的大小选择电感电流工作的模式。全工频周期内均工作于断续导通模式的Boost PFC变换器一般适用于小功率场合。当工作在中、大功率场合，变换器一般根据CCM模式设计电路参数，但要满足工作于CCM模式的条件是输出功率须达到一定值。当负载变轻时将导致输入电流的减小，这时电感将无法保持持续工作在CCM模式，工频周期内一段时间工作在DCM模式，一段时间工作在CCM模式，这种工作模式称为混合导通模式(Mixed Conduction Mode，MCM)。负载继续减小时，电感基本工作在DCM模式。通常情况，当变换器工作在CCM模式下时采用平均电流控制进行PF校正，当变换器工作在DCM模式时采样所得到的输入电流值大于电感电流平均值，不再使用平均电流控制。解决办法是增加模式判别程序来区分CCM和DCM模式或者对采样电流进行校正。
有研究人员提出在现有的采样数据基础上，经过简单的计算，得出实际占空比与理论占空比的比例系数，根据比例系数对当前的平均电流进行校正。但是采用这种方法忽略了电路寄生参数对电感电流的影响，存在一定的误差。
发明内容
综上所述，本发明是基于振荡电流对DCM模式下的电流采样校正方法进行改进，针对传统校正方法忽略了电路寄生参数对电感电流的影响，存在一定的误差的缺点，提出了一种用于宽负载范围功率因数校正变换器的电流采样校正方法，设计了一种改进的宽负载升压型功率因数校正变换器，在DCM模式下有高功率因数与高效率。具体技术方案如下：
1.一种改进的宽负载升压型功率因数校正变换器，由主电路1和控制电路2组成，主电路1包括：AC交流源3，整流桥电路4，Boost电路5，负载6；控制电路2包括：采样校正模块7，电压环模块8，电流环模块9，PWM模块10；各元器件的连接关系：AC交流源3的输出接整流桥4的输入经过整流桥后变成馒头波，作为Boost电路5的输入端，负载6并联在Boost电路5输出电容Co的两端，控制电路部分7、8、9、10为DSP内部的控制信号，采样校正模块7和电压环模块8的输出作为电流环模块9的输入，9的输出作为PWM模块10的输入。
2.主电路1的Boost电路5的拓扑结构包括AC交流源(3kVA调压器)，四个普通硅二极管D1、D2、D3和D4构成的不控整流桥电路(GBJ1510)，输入高频滤波电容Cin(CBB电容，630V/474nF)，升压电感L(PQ铁氧体磁芯，560μH)，开关管MOSFET(SPP20N60C3)，续流二极管D(SiC二极管)，输出滤波电容Co(电解电容，450V/1000μF)，纯电阻负载RL(负载箱)，AC交流源的一端接不控整流桥的二极管D1的阳极，另一端接二极管D2的阳极；二极管D1的阳极与二极管D3的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D4的阴极相连，二极管D1、D2的阴极相连，二极管D3、D4的阳极相连；输入高频滤波电容Cin的一端与二极管D1、D2的阴极相连接，另一端与二极管D3、D4的阳极相连接；与二极管D1、D2的阴极连接的Cin端和升压电感的一端相连接，电感的另一端和续流二极管D的阳极以及MOSFET的漏极相连接；MOSFET的源极与二极管D3、D4的阳极以及输出滤波电容Co的负极相连接；续流二极管D的阴极与输出滤波电容Co的正极相连接；输出滤波电容Co的负极接地。电阻负载RL的正极与Co的正极相连接，RL的负极与Co的负极相连接。
3.控制电路2采用DSP数字控制，控制电路部分7、8、9、10为DSP内部的控制信号，从Boost电路5获得的采样信号iL、vg、vo作为采样校正模块7和电压环模块8的输入，7得到校正后的电感电流和8得到的电感电流参考值提供给电流环模块9的输入，9的输出作为占空比d，得到的d作为PWM模块10的输入，经PWM转换后由DSP输出给Boost电路5开关管的门极驱动电路控制MOSFET的开通和关断。
本发明有如下积极的技术优势：
1)本发明能够抑制PFC变换器工作在轻载时寄生参数对电感电流的影响，从而提高PFC变换器的功率因数、减小输入电流THD；
2)本发明基于振荡电流对DCM模式下的电流采样校正方法进行改进，克服了传统校正方法忽略电路寄生参数对电感电流的影响，存在一定的误差的问题；
3)本发明通过改进控制算法来抑制电流振荡，区别于传统的缓冲电路不会给变换器带来额外的损耗，能够有效地提高变换器的效率；
4)当变换器工作在CCM模式时本发明提出的校正方法不会对占空比产生影响，对于宽负载范围的PFC变换器而言可以采用同一程序进行校正，减小了程序计算时间；
5)本发明提出的控制算法基于平均电流控制进行改进，改动量小、易于实现。
基于以上优点将本发明提出的算法应用于宽负载范围的PFC变换器可以提高PFC变换器的效率，减小寄生参数振荡所引起的输入电流畸变，提高功率因数。
附图说明
图1结构框图
图2主电路拓扑图
图3控制电路框图
图4 DCM模式受寄生参数影响的电感电流波形
图5电感电流校正系数表达式构成图
图中：1主电路，2控制电路，3 AC交流源，4不控整流桥电路，5 Boost电路，6负载，7采样校正模块，8电压环模块，9电流环模块，10 PWM模块。
具体实施方式
1.主电路
如图1中：主电路1和控制电路2组成。
主电路1包括：AC交流源3，整流桥电路4，Boost电路5，负载6。
其工作原理：本发明采用平均电流控制加采样校正的算法实现低负载范围内功率因数校正。根据CCM模式设计的Boost功率因数校正变换器工作在轻载时，输入电压过零点附近会出现电感电流断续现象，且随着负载的减小，断续范围扩大直至整个工频周期内电感电流为DCM。电路寄生参数是造成DCM模式下变换器输入电流畸变的主要原因。本发明采用平均电流控制加采样校正的控制方法，当Boost变换器轻载工作在DCM时，采样输入电压、输出电压和单个开关周期导通时间中点处电感电流值，通过采样校正模块计算校正后的电感电流，将输入电压、输出电压和校正后的电感电流送入平均电流控制模块得到占空比d，通过d控制开关管。
2.主电路拓扑结构
如图2主电路拓扑图中主要元器件：主电路拓扑为Boost电路，包括AC交流源(3kVA调压器)，不控整流桥电路(GBJ1510)，输入高频滤波电容Cin(CBB电容，630V/474nF)，升压电感L(PQ铁氧体磁芯，560μH)，开关管MOSFET(SPP20N60C3)，续流二极管D(SiC二极管)，输出滤波电容Co(电解电容，450V/1000μF)，纯电阻负载RL(负载箱)。
3.控制电路
如图3控制电路，框图控制电路采用数字控制，DSP为MC56F8257，是一款16位可编程数字信号处理器。DSP8257不同于传统的CPU，它采用双哈佛结构，将程序空间与数据空间分开编址，这样在DSP处理数据空间运算与数据传输的同时可以并行地从程序空间读取下一条指令，这种结构的的好处是速度快，读程序和读/写数据可以同时进行。MC56F8257成本低，配置灵活，拥有紧凑程序代码，适合于多种应用场合。8257主频为60MHz，它还集成了64KB片内非易失性存储器(FLASH)和8KB的高速的随机存储器(RAM)，高精度12位ADC模数转换模块，完成一次AD转换的时间最快为600ns，并针对电力电子应用集成了片内高性能DAC模块等。本发明所采用的数字控制中，中断频率为100kHz，采用PWM重载中断，每个开关周期重载一次，开关频率为100kHz。DSP需要从主电路采集三个采样值分别为：整流桥后输入电压vg、输出电压vo、电感电流iL。Vref为电路给定的参考输出电压，一般设定为400V。
控制电路包括两部分，平均电流控制与采样校正。
电压环与电流环两个模块构成平均电流控制。
控制原理：该控制算法采用预测电流控制加占空比补偿的算法实现宽负载范围内功率因数校正。当变换器满载工作在CCM时，电感电流采样值即为平均值，当变换器轻载工作在DCM时，电路寄生参数所引起的振荡电流会对电感电流采样造成影响，采样输入电压、输出电压和单个开关周期导通时间中点处电感电流值，通过采样校正模块计算校正后的电感电流，将输入电压、输出电压和校正后的电感电流送入平均电流控制模块得到占空比d，最终控制Boost电路开关管的开通和关断。该控制算法满足三种工作模式下选择合适的控制算法，可以实现零到满载的全负载范围内功率因数校正
平均电流控制连接关系为：采样得到的输出电压vo与参考输出电压Vref比较后经过PI调节器输出vpi，构成电压环；vpi作为电感电流参考值的一个输入提供参考电流的幅值，vg作为电感电流参考值的另一个输入提供参考电流的相位，为实现恒功率控制，在电感电流参考值Iref中加入输入电压前馈值1/(Vff*Vff)；采样得到的电感电流经过采样校正后保证采样得到的电感电流为每个开关周期内的平均值，最后将计算得到的参考电流和校正后的电感电流比较后经过PI调节器输出平均电流控制占空比。
4.电压环与电流环PI调节器：
由于PI调节器算法成熟、可靠性高，本发明中电压环误差调节器采用数字PI算法。PI调节器是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成控制偏差，如式(1)所示：
e(t)＝r(t)-c(t) (1)
将偏差的比例(P)和积分(I)通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制，其控制规律如式(2)所示：
其中u(t)为PI控制器的输出，e(t)为PI调节器的输入，Kp为比例系数，Ti为积分时间常数。
PI控制器中，比例环节用于及时成比例的反映系统的偏差信号，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。通常随Kp值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加快，但是当Kp增加到一定程度，系统会变得不稳定。积分环节的主要作用是消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分常数Ti，Ti越大，积分作用越弱，反之越强。通常在Kp不变的情况下，Ti越大积分作用越弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢。
由于DSP控制是一种采样控制，它只能根据采样时刻的偏差值计算控制量，为了能实现的数字控制，必须把式进行离散化处理，转化成数字形式。离散后的PI控制算法如式(3)：
将式(3)的输出限定在合适的范围内：
u(n)＝Kp*e(n)+I(n-1) (4)
Epi＝US-u(n) (6)
其中US为有饱和特性数字PI调节器的输出
5.电感电流采样频率与采样点的选择
对于Boost变换器，由于输入电流含有大量谐波。因此，采样频率必须远远高于开关频率，输入电流才能不失真地还原。由于开关频率已经很高(100kHz)，要采用更高的采样频率是困难的，而且处理器也来不及处理相应的控制计算任务，而使用比较低频率将产生频谱重叠。因此，采样频率选择与开关频率同步，这样开关纹波就成为隐形振荡，不会在还原信号中出现。这种采样方法在一个周期中只采样一次，称为SSOP(single sampling inone period)方法。采用这种采样方法时，对数字采样算法而言主要集中在采样点的选取的研究。尤其是对电感电流的采样最为重要，采样点选取不合适，会加重电流波形的波形畸变，甚至导致系统的不稳定。
本发明采用采样校正，为了保证在每次开关周期中确定一个固定的采样点，而且远离开关点，采用在上升沿或者下降沿的中点进行采样。但由于占空比的变化很大，当输入电压达到其波峰值时，占空比为最小，在上升沿采样会受到影响；当输入电压过零时，占空比达到1，在下降沿采样会受到影响。为了解决这个矛盾，不能把采样点一直取在电感电流上升沿或者一直取在电感电流下降沿，因此采用了交替边沿采样的方法：根据上一周期计算出的本周期的占空比的大小来确定本周期的采样点时刻，当占空比较大时采用上升沿采样，而占空比较小时采用下降沿采样。在DSP控制的PFC变换器中，确定采样点时刻的工作可以由一个定时器的比较寄存器来实现。
6.采样校正原理原理
CCM模式下，采样得到的电感电流正好为一个开关周期内的平均值，无需对采样值进行校正；DCM模式下，由于在开关周期结束之前，电感电流已经降为零，同时由于寄生参数引起电感电流振荡，此时在电感电流上升阶段的中点采样得到的值不等于一个开关周期内的平均值，如图4、5所示。
CCM模式下电感电流在一个开关周期内的平均值为：
＜iL＞＝[dT+(1-d)T]·iL＝iL (8)
正好等于电感电流的采样值。
DCM模式下电感电流在单个开关周期上升沿或者下降沿的中点的理论值为：
电感电流采样值与单个开关周期初始时刻电感电流值之差等于上升沿或者下降沿中点处的理论值：
单个开关周期内电感电流峰值等于上升沿或者下降沿的中点采样值加上式(10)所得到的差值：
根据式(11)可以求出开关管管短时间toff：
根据式(10)和式(11)可以求出DCM模式下校正后单个开关周期内电感电流平均值：

Claims (3)

1.一种改进的宽负载升压型功率因数校正变换器，由主电路(1)和控制电路(2)组成，主电路(1)包括：AC交流源(3)，整流桥电路(4)，Boost电路(5)，负载(6)；控制电路(2)包括：采样校正模块(7)，电压环模块(8)，电流环模块(9)，PWM模块(10)；其特征在于：AC交流源(3)的输出接整流桥(4)的输入经过整流桥后变成馒头波，作为Boost电路(5)的输入端，负载(6)并联在Boost电路(5)输出电容Co的两端，控制电路部分(7、8、9、10)为DSP内部的控制信号，采样校正模块(7)和电压环模块(8)的输出作为电流环模块(9)的输入，(9)的输出作为PWM模块(10)的输入。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于：所述主电路(1)的Boost电路(5)的拓扑结构包括AC交流源，四个普通硅二极管D1、D2、D3和D4构成的不控整流桥电路，输入高频滤波电容Cin，升压电感L，开关管MOSFET，续流二极管D，输出滤波电容Co，纯电阻负载RL，AC交流源的一端接不控整流桥的二极管D1的阳极，另一端接二极管D2的阳极；二极管D1的阳极与二极管D3的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D4的阴极相连，二极管D1、D2的阴极相连，二极管D3、D4的阳极相连；输入高频滤波电容Cin的一端与二极管D1、D2的阴极相连接，另一端与二极管D3、D4的阳极相连接；与二极管D1、D2的阴极连接的Cin端和升压电感的一端相连接，电感的另一端和续流二极管D的阳极以及MOSFET的漏极相连接；MOSFET的源极与二极管D3、D4的阳极以及输出滤波电容Co的负极相连接；续流二极管D的阴极与输出滤波电容Co的正极相连接；输出滤波电容Co的负极接地。电阻负载RL的正极与Co的正极相连接，RL的负极与Co的负极相连接。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于：所述控制电路(2)采用DSP数字控制，控制电路部分(7)、(8)、(9)、(10)为DSP内部的控制信号，从Boost电路(5)获得的采样信号iL、vg、vo作为采样校正模块(7)和电压环模块(8)的输入，(7)得到校正后的电感电流和(8)得到的电感电流参考值提供给电流环模块(9)的输入，(9)的输出作为占空比d，得到的d作为PWM模块(10)的输入，经PWM转换后由DSP输出给Boost电路(5)开关管的门极驱动电路控制MOSFET的开通和关断。
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