CN110932576B - 定开关周期利用率的dcm降压-升降压pfc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种定开关周期利用率的DCM降压‑升降压PFC变换器，包括主功率电路、输出电压分压电路和控制电路，控制电路包括输入电压前馈电路、输出电压反馈控制电路、第一乘法器、第二乘法器、第一开关管驱动电路、第二开关管驱动电路和驱动信号选择电路。控制电路根据主功率电路的输入电压前馈和输出电压反馈，产生控制信号，驱动主功率电路中的第一开关管和第二开关管工作，使得变换器的占空比在一个工频周期按照一定的规律变化，实现在同一个输入电压下，变换器的开关周期利用率恒定。

Description

定开关周期利用率的DCM降压-升降压PFC变换器
技术领域
本发明涉及一种交直流变换器，特别是一种定开关周期利用率的DCM降压-升降压PFC变换器。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。
有源功率因数校正技术(APFC)从80年代发展以来，各国学者从控制策略、电路拓扑、小信号建模等角度进行了深入的研究，并取得了一系列的研究成果。就目前而言，APFC技术新的一个研究热点是对PFC电路拓扑的研究。理论上任何一种DC/DC变流器拓扑都能作为PFC变换器的拓扑，但就目前为止，传统的有源PFC还是广泛采用Boost拓扑。虽然BoostPFC是一种提高功率因数、降低电流谐波的有效方式，但是在低压输入时的损耗大也是制约其发展的瓶颈，而Buck PFC由于Buck电路自身降压的特性，使得输入输出电压较为接近，可以使其在整个输入电压范围内都能保持较高的效率，另外，Buck PFC输出电压低、共模EMI噪声小、无需浪涌限制器和主电感小等这些优点都使得Buck PFC逐渐成为功率因数校正技术的一个研究热点。
然而Buck变换器存在死区，导致功率因数较低，因此提出了Buck-Buck/Boost PFC变换器，在Buck死区的时候让Buck/Boost变换器工作，可以有效的消除死区，提高功率因数。
传统的DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器每个开关周期的占空比相同，开关周期也是恒定的。优点是控制电路设计简单；缺点是临界电感取值较小，电感电流有效值大、开关周期利用率整体较低、效率较低。
发明内容
本发明的目的在于提供一种定开关周期利用率的DCM降压-升降压PFC变换器。
实现本发明目的的技术方案为：一种定开关周期利用率的DCM降压-升降压PFC变换器，压反馈控制电路、第一开关管驱动电路、第二开关管驱动电路和驱动信号选择电路；所述主功率电路中输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路的输入端口连接，二极管整流电路的输出负极为参考电位零点且与第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的源极连接，二极管整流电路的输出正极分别与二极管Dfw和电感L的一端相连接，电感L的另一端分别与输出电容Co的一端、负载RL的一端、第二开关管Qb/b的另一端连接，二极管Dfw的另一端分别与输出电容Co的另一端、负载RL的另一端、第一开关管Qb的另一端连接；所述分压电路中第一分压电阻Ra1一端分别接电感L另一端和第三分压电阻Ra3一端，第一分压电阻Ra1另一端分别接第二分压电阻Ra2一端和双极性晶体管基极，第二分压电阻Ra2另一端接输出电容Co，第三分压电阻Ra3另一端接双极性晶体管发射极，双极性晶体管集电极通过第四分压电阻Ra4接地；所述控制电路中输出电压反馈控制电路中第二射极跟随器IC2输入端与双极性晶体管集电极连接，第二射极跟随器IC2输出端分别与第一乘法器的第一输入端vA、第二乘法器的第一输入端vx、加法电路IC4的第二输入端、误差比较器IC3的反相输入端连接，误差比较器IC3同相输入端与基准电压Vref连接，误差比较器IC3输出端同时与第一乘法器的第三输入端vC和第二乘法器的第三输入端vy相连，输入电压前馈电路的信号输入端与主功率电路的二极管整流电路整流后的电压vg连接，输入电压前馈电路的信号输入端经过第一射极跟随器IC1，第一射极跟随器IC1的输出端B分别与加法电路IC4和第一乘法器的第二输入端vB相连，加法电路IC4的输出端E与第二乘法器的第二输入端vz相连，第一乘法器的输出端与第一开关管驱动电路的输入端连接，第二乘法器的输出端与第二开关管驱动电路的输入端连接，第一开关管驱动电路和第二开关管驱动电路的输出端分别和驱动信号选择电路的第二输入端、第三输入端连接，驱动信号选择电路的第一输入端和主功率电路的二极管整流电路整流后的电压vg连接，驱动信号选择电路的两个输出信号分别与主功率电路中的第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的门极相连，从而驱动第一开关管Qb和第二开关管Qb/b工作。
进一步地，所述第一开关管Qb采用变化规律为
Figure GDA0003065025980000021
的占空比的输出信号驱动，所述第二开关管Qb/b采用变化规律为
Figure GDA0003065025980000022
的占空比的输出信号驱动，其中Vo为主功率电路的输出电压，Vm为主功率电路的输入电压峰值，β1和β2分别是变换器作为Buck和Buck/Boost工作时的开关周期利用率，只与输入电压峰值Vm有关，t为时间，ω为输入电压角频率。
进一步地，所述第一开关管驱动电路和第二开关管驱动电路选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。
进一步地，所述第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、误差比较器IC3和加法电路IC4中使用的运算放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
进一步地，第二乘法器(8)和第一乘法器(9)采用集成IC电路或分立器件组成。
本发明的单位定开关周期利用率的DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器，可以实现在同一个输入电压下，变换器的开关周期利用率恒定。明显提高DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器的临界电感值和开关周期利用率，从而降低了电感电流和输入电流的峰值，增大了开关周期利用率，达到提高变换器效率的结果。同时还具有减小输出电压纹波的优点。
下面结合说明书附图对本发明作进一步描述。
附图说明
图1是Buck-Buck/Boost PFC变换器主电路示意图。
图2是一个开关周期内DCM Buck PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图。
图3是一个开关周期内DCM Buck/Boost PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图。
图4是传统控制下半个工频周期内开关周期利用率波形示意图。
图5是一个开关周期内占空比变化趋势示意图。
图6是本发明的DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器主功率电路结构及控制结构图。
图7是两种控制下临界电感值随输入电压的变化曲线示意图。
图8是不同输入电压下两种控制的开关周期利用率波形示意图。
图9是两种控制下各输入电压下瞬时输入功率标幺值波形示意图。
图10是两种控制方式下输出电压纹波示意图。
上述图中的主要符号名称：vin—电源电压，iin—输入电流，RB—整流桥，vg—整流后的输出电压，iLb—电感电流，Lb—电感，Qb—开关管，Db—二极管，Co—输出滤波电容，Io—输出电流，RLd—负载，Vo—输出电压，Vref—输出电压反馈控制的基准电压，vEA—输出电压反馈控制的误差电压信号输出，t—时间，ω—输入电压角频率，Vm—输入电压峰值，vgs—开关管Qb的驱动电压，Dy—占空比，β—开关周期利用率，Ts—变换器开关周期。
具体实施方式
图1是Buck-Buck/BoostPFC变换器主电路。
图1给出了单相Buck-Buck/BoostPFC变换器的主电路，它由输入整流桥、输入滤波器、电感L、Buck的开关管Qb、Buck/Boost的开关管Qb/b、二极管D和输出储能电容Co构成。为了分析方便，先做如下假设：(1)所有的元器件均为理想的；(2)输出电压纹波与其直流量相比很小；(3)开关频率远高于输入电压频率。
当输入电压vin高于边界电压vboundary时，Buck变换器工作；反之，Buck-Buck/Boost变换器工作。边界电压的设置略高于输出电压，防止因为输出电压波动造成的误切换。
图2给出了DCM时Buck变换器一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形。当Qb导通时，Dfw截止，此时电感L两端的电压为vg－Vo，其电流iL由零开始以(vg－Vo)/L的斜率线性上升，vg给负载和储能电容Co供电。Qb关断时，iL通过Dfw续流，此时L两端的电压为－Vo，iL以Vo/L的斜率下降，并且iL可以在新的一周期开始前下降到零。
不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为
vin＝Vmsinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
那么输入电压整流后的电压为
vg＝Vm·|sinωt| (2)
在一个开关周期内，电感电流峰值iL_pk为
Figure GDA0003065025980000041
其中Dy为占空比，fs为开关频率。
在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡，即
Dy(vg-Vo)DyTs＝VoDRTs
(4)
其中Vo为输出电压，DR为电感电流下降到零所对应的占空比。
由式(2)和式(4)可得：
Figure GDA0003065025980000051
根据式(3)和式(5)，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：
Figure GDA0003065025980000052
图3给出了DCM时Buck/Boost变换器一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形。当Qb/b导通时，Dfw截止，此时电感L两端的电压为vg－Vo，其电流iL由零开始以(vg－Vo)/L的斜率线性上升，vg给负载和储能电容Co供电。Qb/b关断时，iL通过Dfw续流，此时L两端的电压为－Vo，iL以Vo/L的斜率下降，并且iL可以在新的一周期开始前下降到零。
在一个开关周期内，电感电流峰值iL_pk为
Figure GDA0003065025980000053
在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡可得
Figure GDA0003065025980000054
由式(7)和式(8)可得：
Figure GDA0003065025980000057
根据式(6)和式9)，可以得到输入电流iin为：
Figure GDA0003065025980000055
其中
Figure GDA0003065025980000056
由式(1)和式(10)可以求出变换器在半个工频周期内输入功率的平均值Pin为
Figure GDA0003065025980000061
假设变换器效率为100％，那么输出功率等于输入功率，即Po＝Pin。由式(8)可得占空比：
Figure GDA0003065025980000062
为了方便分析，我们令开关周期利用率β表达式如下：
Figure GDA0003065025980000063
将式(12)代入式(13)可以得到各输入电压下半个工频周期内的开关周期利用率波形，如图4所示。
由图可知，当变换器作为Buck/Boost变换器工作时，ωt＝0和π处开关周期利用率较低，而ωt＝θ0和π-θ0处开关周期利用率较高；而当变换器作为Buck变换器工作时，ωt＝θ0和π-θ0处开关周期利用率较低，而ωt＝π/2处开关周期利用率较高。为了保证变换器工作在DCM状态，开关周期利用率必须小于1，因此临界电感的取值会受限于ωt＝θ0时Buck/Boost变换器的开关周期利用率的大小。针对上述情况，提出设想：当变换器作为Buck/Boost变换器工作时，将ωt＝0和π处的占空比提高，从而ωt＝θ0和π-θ0处占空比随之减小；而当变换器作为Buck变换器工作时，将ωt＝θ0和π-θ0处占空比提高，从而ωt＝π/2处占空比随之减小。根据式(14)可知，开关周期利用率和占空比变化规律一致，理论上可以得到降低开关周期利用率的最大值，提高临界电感值，从而降低电感电流峰值，提高变换器的效率。上述占空比变化规律如图5所示。
根据上述变化趋势，极限情况是对于作为Buck和Buck/Boost变换器工作来说，开关周期利用率分别恒定。分别令作为Buck和Buck/Boost变换器工作时的开关周期利用率为β1和β2，对于同一个输入电压，β1和β2恒定。根据式(14)可以得到Buck和Buck/Boost变换器的占空比表达式分别为：
Figure GDA0003065025980000064
Figure GDA0003065025980000071
将式(14)代入式(10)得到此时输入电流的表达式如下：
Figure GDA0003065025980000072
假设效率为100％，输出功率等于输入功率，则可以得到：
Figure GDA0003065025980000073
根据式(16)可以得到Buck和Buck/Boost变换器的开关周期利用率之间的关系：
Figure GDA0003065025980000074
通过观察式(16)和式(17)可以发现，为了满足功率平衡，Buck变换器的开关周期利用率β1和Buck/Boost变换器的开关周期利用率β2变化趋势相反：若β1增大，则β2相应减小；反之，若β1减小，则β2相应增大。因此，当β1＝β2时，开关周期利用率的最大值最小。为了保证变换器工作在DCM状态，临界电感的取值必须保证开关周期利用率的最大值小于1，因此当开关周期利用率的最大值最小时，临界电感的取值最大。此时开关周期利用率的表达式为：
Figure GDA0003065025980000075
保证工作在DCM状态，得到临界电感值随输入电压变化的表达式：
Figure GDA0003065025980000076
定开关周期利用率的控制电路如图6所示。经过整流后的输入电压vg经电阻R1和R2分压后得到B点的电压vB＝kVm|sinωt|，其中k是分压系数，k＝R1/(R1+R2)。输出电压经过分压后得到A点的电压vA＝kVo。A点电压经过由R3和C2组成的误差调节器，得到误差信号vEA。将A、B、C三点电压接入乘法器1，其输出vD＝vA·vC/vB＝(Vo/(Vm|sinωt|))·vEA，D点电压经过一个电压跟随器以后和锯齿波交截，产生PWM纹波信号，该信号即为式(15a)中所示Buck变换器的占空比变化规律。R4、R5、R6、R7、R8构成了一个加法电路，设计R4＝R5＝R7＝R8＝2R6，则加法电路的输出vE＝vA+vB＝k(Vo+Vm|sinωt|)。将A、C、E三点电压接入乘法器2，其输出vP＝vA·vC/vE＝(Vo/(Vo+Vm|sinωt|))·vEA，P点电压经过一个电压跟随器以后和锯齿波交截，产生PWM纹波信号，该信号即为式(15b)中所示Buck/Boost变换器的占空比变化规律。
驱动信号选择电路由R9、R10、一个电压比较器和两个与门构成。经过整流后的输入电压vg经电阻R9和R10分压，分压系数k1＝R10/(R9+R10)，分压后的输入电压与经过同样的分压系数分压后的边界电压vboundary比较，比较器的输出和Buck变换器的PWM纹波信号经过一个与门得到变换器作为Buck变换器工作时的占空比变化规律。同时比较器的输出经过一个非门以后和Buck/Boost变换器的PWM纹波信号经过一个与门得到变换器作为Buck/Boost变换器工作时的占空比变化规律。由此实现了一个开关周期内驱动信号的选择。
将式(12)代入式(14)可以得到传统控制下开关周期利用率的表达式：
Figure GDA0003065025980000081
为了保证变换器工作在DCM状态，在整个开关周期内，必须满足开关周期利用率β≤1。当0≤ωt＜θ0&π-θ0＜ωt≤π时，电感取值必须满足：
Figure GDA0003065025980000082
当ωt＝θ0时，式(21)右边的表达式取到最小值，此时得到临界电感值随输入电压变化的表达式：
Figure GDA0003065025980000091
当θ0≤ωt≤π-θ0时，电感取值必须满足：
Figure GDA0003065025980000092
当ωt＝π/2时，式(25)右边的表达式取到最小值，此时得到临界电感值随输入电压变化的表达式：
Figure GDA0003065025980000093
两种控制下临界电感值随输入电压的变化曲线如图7所示。由图可知，传统控制下的临界电感取值为32.4uH；定开关周期利用率控制下临界电感取值为57.8uH。对比传统控制，定开关周期利用率控制下的临界电感取值大幅度提高。
不同输入电压下两种控制的开关周期利用率波形如图8所示。由图可知，对比传统控制，定开关周期利用率控制下，各输入电压下半个工频周期内的开关周期利用率明显提高，半个工频周期内变换器传输更多的功率，从而变换器的效率提高。
两种控制下变换器的瞬时输入功率标幺值(以输出功率为基准值)表达式为：
Figure GDA0003065025980000094
Figure GDA0003065025980000095
两种控制下各输入电压下瞬时输入功率标幺值波形如图9所示。当
Figure GDA0003065025980000096
时，输出电容充电；当
Figure GDA0003065025980000097
输出电容放电。输出电容储存的最大能量一定在
Figure GDA0003065025980000098
和1的交点处取到：
Figure GDA0003065025980000099
Figure GDA0003065025980000101
其中ωtc1和ωtc2是传统控制下输入功率标幺值与1可能的两个交点，θ0≤ωtc1≤π/2，0≤ωtc2≤θ0；ωtc3和ωtc4为定开关周期利用率控制下输入功率标幺值与1的两个交点，θ0≤ωtc3≤π/2，0≤ωtc4≤θ0(其大小由MATLAB编程求解得到)；ΔVo1是传统控制下的输出电压纹波。
两种控制下的输出电压纹波表达式为：
Figure GDA0003065025980000102
Figure GDA0003065025980000103
两种控制下输出电压纹波如图10所示。由图可知，采用定开关周期利用率控制以后，输出电压纹波明显减小。

Claims (5)

1.一种定开关周期利用率的DCM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)、分压电路(2)、控制电路，其中控制电路包括输入电压前馈电路(3)、输出电压反馈控制电路(4)、第一开关管驱动电路(5)、第二开关管驱动电路(6)和驱动信号选择电路(7)；其中
所述主功率电路(1)中
输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，
EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路的输入端口连接，
二极管整流电路的输出负极为参考电位零点且与第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的源极连接，
二极管整流电路的输出正极分别与二极管Dfw和电感L的一端相连接，
电感L的另一端分别与输出电容Co的一端、负载RL的一端、第二开关管Qb/b的另一端连接，
二极管Dfw的另一端分别与输出电容Co的另一端、负载RL的另一端、第一开关管Qb的另一端连接；
所述分压电路(2)中
第一分压电阻Ra1一端分别接电感L另一端和第三分压电阻Ra3一端，
第一分压电阻Ra1另一端分别接第二分压电阻Ra2一端和双极性晶体管基极，
第二分压电阻Ra2另一端接输出电容Co另一端，
第三分压电阻Ra3另一端接双极性晶体管发射极，
双极性晶体管集电极通过第四分压电阻Ra4接地；
所述控制电路中
输出电压反馈控制电路(4)中第二电压跟随器IC2输入端与双极性晶体管集电极连接，
第二电压跟随器IC2输出端分别与第一乘法器(8)的第一输入端vA、第二乘法器(9)的第一输入端vx、加法电路IC4的第二输入端、误差比较器IC3的反相输入端连接，
误差比较器IC3同相输入端与基准电压Vref连接，
误差比较器IC3输出端同时与第一乘法器(8)的第三输入端vC和第二乘法器(9)的第三输入端vy相连，
输入电压前馈电路(3)的信号输入端与主功率电路(1)的二极管整流电路整流后的电压vg连接，
输入电压前馈电路(3)的信号输入端经过第一射极跟随器IC1，
第一射极跟随器IC1的输出端B分别与加法电路IC4和第一乘法器(8)的第二输入端vB相连，
加法电路IC4的输出端E与第二乘法器(9)的第二输入端vz相连，
第一乘法器(8)的输出端与第一开关管驱动电路(5)的输入端连接，
第二乘法器(9)的输出端与第二开关管驱动电路(6)的输入端连接，
第一开关管驱动电路(5)和第二开关管驱动电路(6)的输出端分别和驱动信号选择电路(7)的第二输入端、第三输入端连接，
驱动信号选择电路(7)的第一输入端和主功率电路(1)的二极管整流电路整流后的电压vg连接，
驱动信号选择电路(7)的两个输出信号分别与主功率电路(1)中的第一开关管Qb和第二开关管Qb/b的门极相连，从而驱动第一开关管Qb和第二开关管Qb/b工作。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第一开关管Qb采用变化规律为
Figure FDA0002984890450000021
的占空比的输出信号驱动，所述第二开关管Qb/b采用变化规律为
Figure FDA0002984890450000022
的占空比的输出信号驱动，
其中Vo为主功率电路(1)的输出电压，Vm为主功率电路(1)的输入电压峰值，β1和β2分别是变换器作为Buck和Buck/Boost工作时的开关周期利用率，只与输入电压峰值Vm有关，t为时间，ω为输入电压角频率。
3.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第一开关管驱动电路(5)和第二开关管驱动电路(6)选用UC3843、UC3844或UC3525型号的集成IC电路。
4.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述第一射极跟随器IC1、第二射极跟随器IC2、误差比较器IC3和加法电路IC4中使用的运算放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324型号的运算放大器。
5.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，第二乘法器(8)和第一乘法器(9)采用集成IC电路或分立器件组成。
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