CN205195552U - 一种宽负载范围的功率因数校正变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种宽负载范围的功率因数校正变换器，由主电路1和控制电路2组成，主电路1包括：AC交流源3，整流桥电路4，Boost电路5，负载6；控制电路2包括：电感电流采样校正模块7，平均电流控制模块8，占空比前馈补偿模块9，工作模式判别模块10，PWM模块11。其特征在于：AC交流源3的输出接整流桥4的输入经过整流桥后变成馒头波，作为Boost电路5的输入端，负载6并联在Boost电路5输出电容Co的两端。本实用新型所设计的宽负载范围功率因数校正变换器，克服传统PFC变换器工作在轻载时需要改变硬件电路的难题，采用平均电流控制加占空比前馈的方法，解决采用预测电流控制对电路参数敏感的问题，容易实现更加稳定的控制。

Description

一种宽负载范围的功率因数校正变换器

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其是一种宽负载范围的功率因数校正变换器。

背景技术

在众多电力电子拓扑中，Boost变换器因其拓扑结构简单、变换效率高、控制策略易实现等优点，被广泛用作PFC电路。Boost变换器根据电感电流是否连续可分为连续导通模式(CCM)、临界连续导通模式(CRM)和断续导通模式(DCM)三种。固定负载的Boost功率因数校正(PFC)变换器根据输出功率的大小选择电感电流工作的模式。全工频周期内均工作于断续导通模式的BoostPFC变换器一般适用于小功率场合。当工作在中、大功率场合，变换器一般根据CCM模式设计电路参数，但要满足工作于CCM模式的条件是输出功率须达到一定值。当负载变轻时将导致输入电流的减小，这时电感将无法保持持续工作在CCM模式，工频周期内一段时间工作在DCM模式，一段时间工作在CCM模式，这种工作模式称为混合导通模式(MixedConductionMode，MCM)。负载继续减小时，电感基本工作在DCM模式。通常情况下，CCM、DCM均有适合相应工作模式的控制算法，这些算法都具有一定的局限性，当工作在不合适的模式时将会导致严重的电流畸变，造成系统不稳定。解决办法是更换合适的算法或者找到造成电流畸变的原因并作相应的改进。

有研究人员提出变换器工作在CCM模式下采用预测电流控制策略，在DCM模式时采用改进的预测电流控制策略，当工作在MCM模式时增加模式判别即可实现宽负载范围内工作。但是由于DCM预测电流控制缺少电流环且对电路参数变化敏感，难以实现稳定和精准的控制。

发明内容

综上所述，本发明是基于对平均电流控制策略工作在DCM时进行改进，并增加工作模式判断判据设计了一种变换器可以从零到满载均能有高功率因数与低THD。具体技术方案如下：

1.一种宽负载范围的功率因数校正变换器，由主电路1和控制电路2组成，主电路1包括：AC交流源3，整流桥电路4，Boost电路5，负载6；控制电路2包括：电感电流采样校正模块7，平均电流控制模块8，占空比前馈补偿模块9，工作模式判别模块10，PWM模块11；各元器件的连接关系：AC交流源3的输出接整流桥4的输入经过整流桥后变成馒头波，作为Boost电路5的输入端，负载6并联在Boost电路5输出电容Co的两端。

2.主电路1的Boost电路5的拓扑结构包括AC交流源(3kVA调压器)，四个普通硅二极管D1、D2、D3和D4构成的不控整流桥电路(GBJ1510)，输入高频滤波电容Cin(CBB电容，630V/474nF)，升压电感L(PQ铁氧体磁芯)，开关管MOSFET(SPP20N60C3)，续流二极管D(SiC二极管)，输出滤波电容Co(电解电容，450V/1000uF)，纯电阻负载RL(负载箱)，AC交流源的一端接不控整流桥的二极管D1的阳极，另一端接二极管D2的阳极；二极管D1的阳极与二极管D3的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D4的阴极相连，二极管D1、D2的阴极相连，二极管D3、D4的阳极相连；输入高频滤波电容Cin的一端与二极管D1、D2的阴极相连接，另一端与二极管D3、D4的阳极相连接；与二极管D1、D2的阴极连接的Cin端和升压电感的一端相连接，电感的另一端和续流二极管D的阳极以及MOSFET的漏极相连接；MOSFET的源极与二极管D3、D4的阳极以及输出滤波电容Co的负极相连接；续流二极管D的阴极与输出滤波电容Co的正极相连接；输出滤波电容Co的负极接地。电阻负载RL的正极与Co的正极相连接，RL的负极与Co的负极相连接。

3.控制电路2采用DSP数字控制，从Boost电路5获得的采样信号iL、vo、vg和占空比信号d作为采样校正模块7的输入，采样校正模块7得到校正后的电感电流提供给平均电流控制模块8电流环的输入，平均电流控制模块8的输出作为占空比的分量提供给d；从Boost电路5获得的采样信号vo、vg和从平均电流控制模块8得到的电压环的输出vpi提供给占空比前馈控制模块9的输入，占空比前馈控制模块9的输出经过工作模式判别模块10将CCM与DCM前馈量的较小值作为占空比的另一分量提供给d，最后得到的d作为PWM模块11的输入经PWM转换后由DSP输出给Boost电路5开关管的门极控制MOSFET的开通和关断。

本发明有如下积极的技术优势：

1)本发明克服了PFC变换器工作在轻载时需要改变硬件电路和控制算法的难题；

2)采用平均电流控制加占空比前馈的方法，解决了采用预测电流控制对电路参数敏感的问题，容易实现更加稳定的控制；

3)DCM算法基于平均电流控制，改动量小，易于实现。

附图说明

图1结构框图

图2主电路拓扑图

图3控制电路框图

图4CCM模式电感电流波形

图5DCM模式电感电流波形

图6半个工频周期内占空比前馈变化规律

图7CCM占空比前馈表达式构成图

图8DCM占空比前馈表达式构成图

图9电感电流校正系数表达式构成图

图中：1主电路，2控制电路，3AC交流源，4不控整流桥电路，5Boost电路，6负载，7电感电流采样校正模块，8平均电流控制模块，9占空比前馈补偿模块，10工作模式判别模块，11PWM模块。

具体实施方式

1.主电路

如图1中：主电路1和控制电路2组成。

主电路1包括：AC交流源3，整流桥电路4，Boost电路5，负载6。

其工作原理：本发明采用校正后的平均电流控制加占空比前馈控制的算法实现宽负载范围内功率因数校正。根据CCM模式设计的Boost功率因数校正变换器工作在轻载时，输入电压过零点附近会出现电感电流断续现象，且随着负载的减小，断续范围扩大直至整个工频周期内电感电流为DCM。采样得到的电感电流与平均值不一致是造成输入电流畸变的主要原因。本发明采用的校正后的平均电流控制加占空比前馈的控制方法，当Boost变换器满载工作在CCM时，电感电流采样值即为平均值，此时校正系数为1，平均电流控制环输出占空比分量d1，占空比前馈控制环分别计算得到CCM与DCM前馈控制量进行比较，取较小者输出与d1相加得到最终占空比d控制Boost电路开关管；当变换器轻载工作在MCM和DCM时，电感电流采样值大于平均值，此时校正系数在DCM时小于1，在CCM时等于1，校正后的电流与参考电流比较经PI调节器输出占空比分量d2，占空比前馈控制环分别计算得到CCM与DCM前馈控制量进行比较，取较小者输出与d2相加得到最终占空比d控制开关管。

2.主电路拓扑结构

如图2主电路拓扑图中主要元器件：主电路拓扑为Boost电路，包括AC交流源(3kVA调压器)，四个普通硅二极管D1、D2、D3和D4构成的不控整流桥电路(GBJ1510)，输入高频滤波电容Cin(CBB电容，630V/474nF)，升压电感L(PQ铁氧体磁芯)，开关管MOSFET(SPP20N60C3)，续流二极管D(SiC二极管)，输出滤波电容Co(电解电容，450V/1000uF)，纯电阻负载RL(负载箱)。

3.控制电路

如图3控制电路，框图控制电路采用数字控制，DSP为MC56F8257，是一款16位可编程数字信号处理器。DSP8257不同于传统的CPU，它采用双哈佛结构，将程序空间与数据空间分开编址，这样在DSP处理数据空间运算与数据传输的同时可以并行地从程序空间读取下一条指令，这种结构的的好处是速度快，读程序和读/写数据可以同时进行。MC56F8257成本低，配置灵活，拥有紧凑程序代码，适合于多种应用场合。8257主频为60MHz，它还集成了64KB片内非易失性存储器(FLASH)和8KB的高速的随机存储器(RAM)，高精度12位ADC模数转换模块，完成一次AD转换的时间最快为600ns，并针对电力电子应用集成了片内高性能DAC模块等。本发明所采用的数字控制中，中断频率为100kHz，采用PWM重载中断，每个开关周期重载一次，开关频率为100kHz。DSP需要从主电路采集三个采样值分别为：整流桥后输入电压vg、输出电压vo、电感电流iL。Vref为电路给定的参考输出电压，一般设定为400V。

控制电路包括两部分，平均电流控制与占空比前馈控制。

平均电流控制包括电压环与电流环，以及电感电流采样校正。

控制原理：该控制算法采用校正后的平均电流控制加占空比前馈控制的算法实现宽负载范围内功率因数校正。当变换器满载工作在CCM时，电感电流采样值即为平均值，此时校正系数为1，平均电流控制环输出占空比分量d1，占空比前馈控制环分别计算得到CCM与DCM前馈控制量进行比较，取较小者输出dff_ccm与d1相加得到最终占空比d；当变换器轻载工作在DCM时，电感电流采样值大于平均值，此时校正系数小于1，校正后的电流与参考电流比较经PI调节器输出占空比分量d2，占空比前馈控制环分别计算得到CCM与DCM前馈控制量进行比较，取较小者输出dff_dcm与d2相加得到最终占空比d；当变换器工作在MCM时，电感电流采样值部分为平均值部分大于平均值，此时校正系数部分为1部分小于1，校正后的电感电流经电流环输出占空比分量d3，占空比前馈控制环在每个开关周期内分别计算得到CCM与DCM前馈控制量进行比较，取较小者输出dff与d3相加得到最终占空比d，最终控制Boost电路开关管的开通和关断。该控制算法满足三种工作模式下选择合适的控制算法，可以实现零到满载的全负载范围内功率因数校正。

平均电流控制连接关系为：采样得到的输出电压vo与参考输出电压Vref比较后经过PI调节器输出vpi，构成电压环；vpi作为电感电流参考值的一个输入提供参考电流的幅值，vg作为电感电流参考值的另一个输入提供参考电流的相位，为实现恒功率控制，在电感电流参考值Iref中加入输入电压前馈值1/(Vff*Vff)；采样得到的电感电流经过采样校正后保证采样得到的电感电流为每个开关周期内的平均值，最后将计算得到的参考电流和校正后的电感电流比较后经过PI调节器输出平均电流控制占空比。

4.电压环与电流环PI调节器：

由于PI调节器算法成熟、可靠性高，本发明中电压环与电流环误差调节器均采用数字PI算法。PI调节器是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成控制偏差，如式(1)所示：

e(t)＝r(t)-c(t)(1)

将偏差的比例(P)和积分(I)通过线性组合构成控制量，对被控对象进行控制，其控制规律如式(2)所示：

$u\left(t\right)=K_p\[e\left(t\right)+\frac{1}{Ti}{\∫}_0^{t}e\left(t\right)dt\]---\left(2\right)$

其中u(t)为PI控制器的输出，e(t)为PI调节器的输入，Kp为比例系数，Ti为积分时间常数。

PI控制器中，比例环节用于及时成比例的反映系统的偏差信号，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。通常随Kp值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加快，但是当Kp增加到一定程度，系统会变得不稳定。积分环节的主要作用是消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分常数Ti，Ti越大，积分作用越弱，反之越强。通常在Kp不变的情况下，Ti越大积分作用越弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢。

由于DSP控制是一种采样控制，它只能根据采样时刻的偏差值计算控制量，为了能实现的数字控制，必须把式进行离散化处理，转化成数字形式。离散后的PI控制算法如式(3)：

$u\left(n\right)=K_p\[e\left(n\right)+\frac{T_s}{T_i}\underset{j=0}{\overset{n}{\Σ}}e\left(j\right)\]=K_{p}e\left(n\right)+K_i\underset{j=0}{\overset{n}{\Σ}}e\left(j\right)---\left(3\right)$

5.电感电流采样频率与采样点的选择

对于boost变换器，由于输入电流含有大量谐波。因此，采样频率必须远远高于开关频率，输入电流才能不失真地还原。由于开关频率已经很高(100kHz)，要采用更高的采样频率是困难的，而且处理器也来不及处理相应的控制计算任务，而使用比较低频率将产生频谱重叠。因此，采样频率选择与开关频率同步，这样开关纹波就成为隐形振荡，不会在还原信号中出现。这种采样方法在一个周期中只采样一次，称为SSOP(singlesamplinginoneperiod)方法。采用这种采样方法时，对数字采样算法而言主要集中在采样点的选取的研究。尤其是对电感电流的采样最为重要，采样点选取不合适，会加重电流波形的波形畸变，甚至导致系统的不稳定。

本发明采用平均电流模式控制，为了保证在每次开关周期中确定一个固定的采样点，而且远离开关点，采用在上升沿或者下降沿的中点进行采样，即采样平均电流。但由于占空比的变化很大，当输入电压达到其波峰值时，占空比为最小，在上升沿采样会受到影响；当输入电压过零时，占空比达到1，在下降沿采样会受到影响。为了解决这个矛盾，不能把采样点一直取在电感电流上升沿或者一直取在电感电流下降沿，因此采用了交替边沿采样的方法：根据上一周期计算出的本周期的占空比的大小来确定本周期的采样点时刻，当占空比较大时采用上升沿采样，而占空比较小时采用下降沿采样。在DSP控制的PFC变换器中，确定采样点时刻的工作可以由一个定时器的比较寄存器来实现。

6.采样校正原理

CCM模式下，采样得到的电感电流正好为一个开关周期内的平均值，无需对采样值进行校正，即校正系数为1；DCM模式下，由于在开关周期结束之前，电感电流已经降为零，此时在电感电流上升阶段的中点采样得到的值大于一个开关周期内的平均值，需要将采样值乘以校正系数K_crt，保证和参考电流比较的值为平均值，如图4、5所示。

CCM模式下电感电流在一个开关周期内的平均值为：

<i_L>(nT)＝[dT+(1-d)T]*i_L(nT)＝i_L(nT)(4)

正好等于电感电流的采样值。

DCM模式下电感电流在一个开关周期内的平均值为：

$<i_L>\left(nT\right)=(d+df)i_L\left(nT\right)=\frac{d*vo}{vo-vg}*i_L\left(nT\right)---\left(5\right)$

而电感电流采样值仍为每个开关周期内导通时间的中点时刻，此时采样的电感电流大于该开关周期内的平均电流。故需要乘以一个校正系数使电感电流为平均值。

由式(5)可知，校正系数K_crt可由下式给出：

$K\_crt=d+df=\frac{d*vo}{vo-vg}---\left(6\right)$

可以看出，当工作于CCM时，稳态下占空比为带入可得CCM模式下校正系数为1。而DCM模式下，K_crt小于1，自动实现采样校正。

7.占空比前馈控制

占空比前馈控制包括CCM占空比前馈量、DCM占空比前馈量和工作模式判断判据。

占空比前馈连接关系为：

CCM前馈连接关系：输出电压参考值作为分子，输出电压参考值和输入电压采样值作差后作为分母，两者的比值构成CCM占空比前馈量。

CCM前馈控制原理：

Boost功率因数校正变换器在CCM模式下工作于稳态时，在半个工频周期内由伏秒平衡原理得：

vg*dTs＝(vo-vg)*(1-d)Ts(7)

从而稳态时占空比表达式为：

$dff\_ccm=\frac{vo-vg}{vo}---\left(8\right)$

也即CCM前馈量表达式。

该前馈量是由CCM稳态时输入电压、输出电压和占空比之间的关系推导出的表达式，理论上可为CCM模式下的占空比输出提供一个静态工作点，减轻了电流环PI调节器的压力，电流环只需在静态工作点附近对占空比进行调节，更容易实现稳定的控制。

DCM前馈连接关系：常数作为dff_dcm其中一个输入量，Iref与输入电压采样值的倒数相乘后作为dff_dcm的另一个输入量，dff_ccm作为dff_dcm的第三个输入量，三个输入量相乘后作开根方运算后得到前馈值dff_dcm。

DCM前馈控制原理：

Boost功率因数校正变换器在DCM模式下工作于稳态时，在半个工频周期内输入与输出电压关系为：

$\frac{vo}{vg}=\frac{1+\sqrt{1+\frac{4{\mathrm{Dy}}^2}{I_o/\frac{vo*Ts}{2L}}}}{2}---\left(9\right)$

其中，

$\frac{vo}{Io}=\frac{Po}{{\mathrm{vg}}^2}---\left(10\right)$

将(10)带入(9)可得DCM占空比前馈量为：

$dff\_dcm=\sqrt{\frac{2L}{Ts}*\frac{Po}{{\mathrm{vg}}^2}\frac{vo-vg}{vo}}---\left(11\right)$

理想情况下，输入功率Pin等于输出功率Po，则式(11)可以等价为：

$dff\_dcm=\sqrt{\frac{2L}{Ts}*\frac{Iref}{vg}\frac{vo-vg}{vo}}---\left(12\right)$

由于电感电流参考值Iref由常数k、电压环PI调节器的输出、整流桥后输入电压和输入电压平均值的平方组成，为保持一致，此处Iref用电流环参考电流代替，则DCM占空比前馈量最终可以表达为：

$dff\_dcm=\sqrt{\frac{2L}{Ts}*\frac{k*v_{pi}}{{\mathrm{Vff}}^2}\frac{vo-vg}{vo}}---\left(13\right)$

8.工作模式判断判据：

在每个开关周期内计算并比较两个占空比前馈值dff_ccm和dff_dcm，取较小者判别为此时变换器的工作模式，即若dff_ccm＜dff_dcm，则判定此刻工作在CCM模式；若dff_ccm＞dff_dcm，则判定此刻工作在DCM模式。选择相应的控制算法和占空比前馈量与电流环输出量相加得到所需要的占空比。如图6所示，实线为半个工频周期内CCM前馈表达式的变化规律，虚线为不同功率负载时DCM前馈表达式的变化规律。

图7、8、9分别表示CCM占空比前馈表达式构成图、DCM占空比前馈表达式构成图、电感电流校正系数表达式构成图。

Claims (3)

1.一种宽负载范围的功率因数校正变换器，由主电路(1)和控制电路(2)组成，主电路(1)包括：AC交流源(3)，整流桥电路(4)，Boost电路(5)，负载(6)；控制电路(2)包括：电感电流采样校正模块(7)，平均电流控制模块(8)，占空比前馈补偿模块(9)，工作模式判别模块(10)，PWM模块(11)，其特征在于：AC交流源(3)的输出接整流桥(4)的输入经过整流桥后变成馒头波，作为Boost电路(5)的输入端，负载(6)并联在Boost电路(5)输出电容Co的两端。

2.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于：所述主电路(1)的Boost电路(5)的拓扑结构包括AC交流源，四个普通硅二极管D1、D2、D3和D4构成的不控整流桥电路，输入高频滤波电容Cin，升压电感L，开关管MOSFET，续流二极管D，输出滤波电容Co，纯电阻负载RL；AC交流源的一端接不控整流桥的二极管D1的阳极，另一端接二极管D2的阳极；二极管D1的阳极与二极管D3的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D4的阴极相连，二极管D1、D2的阴极相连，二极管D3、D4的阳极相连；输入高频滤波电容Cin的一端与二极管D1、D2的阴极相连接，另一端与二极管D3、D4的阳极相连接；与二极管D1、D2的阴极连接的Cin端和升压电感的一端相连接，电感的另一端和续流二极管D的阳极以及MOSFET的漏极相连接；MOSFET的源极与二极管D3、D4的阳极以及输出滤波电容Co的负极相连接；续流二极管D的阴极与输出滤波电容Co的正极相连接；输出滤波电容Co的负极接地；电阻负载RL的正极与Co的正极相连接，RL的负极与Co的负极相连接。

3.根据权利要求1所述的功率因数校正变换器，其特征在于：所述控制电路(2)采用DSP数字控制，从Boost电路(5)获得的采样信号iL、vo、vg和占空比信号d作为采样校正模块(7)的输入，采样校正模块(7)得到校正后的电感电流提供给平均电流控制模块(8)电流环的输入，平均电流控制模块(8)的输出作为占空比的分量提供给d；从Boost电路(5)获得的采样信号vo、vg和从平均电流控制模块(8)得到的电压环的输出vpi提供给占空比前馈控制模块(9)的输入，占空比前馈控制模块(9)的输出经过工作模式判别模块(10)将CCM与DCM前馈量的较小值作为占空比的另一分量提供给d，最后得到的d作为PWM模块(11)的输入经PWM转换后由DSP输出给Boost电路(5)开关管的门极控制MOSFET的开通和关断。