CN110118945A - 一种能馈型直流电子负载系统及其自组织模糊控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明属于能馈型电子负载研究领域，涉及一种能馈型直流电子负载系统及其自组织模糊控制方法。一种能馈型直流电子负载系统包括：主功率模块及与其相连的控制模块和信号采集模块，其中：控制模块采用自组织模糊控制器优化PI校正器对移相全桥ZVS进行控制实现负载模拟，采用常规模糊控制器优化PR控制器对逆变全桥电路进行控制实现能馈并网。一种能馈型直流电子负载系统的自组织模糊控制方法，引入论域调节因子，对PI校正器的参数进行调整，调整后的PI校正器输出移相全桥ZVS电路占空比调整量，从而调节输入电流。本发明采用自组织模糊控制器在保证电子负载特性多样化的同时，提高其稳态性能，降低响应时间和响应超调。

Description

一种能馈型直流电子负载系统及其自组织模糊控制方法
技术领域
本发明属于能馈型电子负载研究领域，涉及一种能馈型直流电子负载系统及其自组织模糊控制方法。
背景技术
能馈型电子负载是一种能够模拟可调性电阻以及恒流、恒阻、恒功率等负载特性的新型电力电子装置，用于直流电源功率试验、极限性能测试、可靠性测试、白盒测试、老化测试等，并将测试的直流电能逆变为市电交流源并入电网，实现电能的回收利用。能馈型电子负载控制方法包括多模式控制、开环控制、闭环控制、常规模糊控制等，但这些控制方法存在以下不足：
1、对于多种负载特性采用多模式控制，不仅增加了控制程序的复杂性及不可读性，还对控制系统的响应速度和后续补偿控制产生一定的影响。
2、采用电流归一化模式，但是采用简单的开环控制，容易受到系统外的干扰，对系统的参数精准度有一定的依赖性。
3、采用PI闭环控制，虽然能实现闭环控制系统的稳定性，但是难以避免稳态误差和响应延时问题，难以达到需求的快响应和高精度负载模拟的要求。
4、采用常规模糊控制，其中模糊规则表的设计需要依赖一定的专家经验，并且在小幅稳态振荡期间难以降低调节时间。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明提供一种能馈型直流电子负载系统，移相全桥ZVS电路采用自组织模糊控制器优化PI校正器实现负载模拟，逆变全桥电路采用常规模糊控制器优化PR控制器实现能馈并网。本发明能提高能馈型直流电子负载系统的负载模拟的控制精度和响应速度。
本发明还提供一种能馈型直流电子负载系统的自组织模糊控制方法。
本发明一种能馈型直流电子负载系统采用如下技术方案实现：
一种能馈型直流电子负载系统包括：主功率模块及与其相连的控制模块和信号采集模块，其中：
主功率模块：包括恒压源、移相全桥ZVS电路、母线电容和逆变全桥电路；移相全桥ZVS电路实现多特性负载模拟功能；母线电容是实现多级式逆变器的关键，实现移相全桥ZVS电路与逆变全桥电路的能量缓冲和功率解耦，并补充无功功率；逆变全桥电路实现逆变并网，将电能回馈至市电中；
控制模块：采用自组织模糊控制器优化PI校正器对移相全桥ZVS电路进行控制实现负载模拟，采用常规模糊控制器优化PR控制器对逆变全桥电路进行控制实现能馈并网；
信号采样模块：采样信号并输入控制模块，以电流传感器作为电流采样方案，采用反激辅助电源，为系统中的集成IC和芯片提供稳定电压。
进一步地，自组织模糊控制器包括：自组织变论域、输入模糊化、模糊控制规则、解模糊模块，其设计过程包括：①通过移相全桥小信号等效电路建立输入电流与占空比的传递函数；②通过相位裕度稳定原则，设计并串联PI校正器；③通过PI调节原理和参数整定原理，设计模糊控制规则；④设计自组织调节论域，根据输入误差大小结合调节因子调节论域。
优选地，移相全桥ZVS电路通过移相角期间Lr谐振电感与MOS管寄生电容的谐振作用，MOS管Q1-Q4寄生电容充放电实现电压阻尼性，以及并联自然开通关断的续流二极管减小电流应力，从而实现MOS管Q1-Q4的零电压开关；移相全桥ZVS电路采用变压器实现前后级电气隔离，在输入端和输出母线端两个参考零点电位GND1、GND2之间采用Y电容连接。
优选地，控制模块采用TI公司的TMS320F2808作为主控芯片。
优选地，以LEM公司的电流传感器作为电流采样方案，反激辅助电源以UC3843为控制核心。
本发明一种能馈型直流电子负载系统的自组织模糊控制方法采用如下技术方案实现：
一种能馈型直流电子负载系统的自组织模糊控制方法，包括：
S1、通过移相全桥小信号等效电路建立输入电流对占空比的传递函数；
S2、通过相位裕度稳定原则，设计并串联PI校正器；
S3、通过PI调节原理和参数整定原理，设计模糊控制规则；
S4、引入论域调节因子，设计自组织模糊控制器，输出模糊控制量，解模糊化得到实际控制量；
S5、自组织模糊控制器输出的实际控制量对PI校正器的参数进行调整，调整后的PI校正器输出移相全桥ZVS电路占空比调整量，从而调节输入电流。
进一步地，对输入电流误差值和误差变化率进行模糊化，通过比例伸缩因子设置离散模糊论域{-6，-5，…，5，6}并使用模糊语言通过隶属函数归置到输入模糊子集中，在误差及误差变化率较大时，采用三角型函数；误差及误差变化率较小时，采用高斯型函数；对于输出量ΔKP、ΔKI选取高斯型隶属函数，通过比例伸缩因子设置连续论域[-1，1]，并使用NB、NM、NS、Z、PS、PM、PB表示模糊子集，分别表示负大、负中、负小、零、正小、正中、正大。
进一步地，自组织模糊控制器根据输入误差值的大小改变论域，从而适应阶跃响应调节时间内的振荡；利用调节因子，在初始论域的基础上，不同的误差范围内作不同比例的缩减，使得误差在更小的论域范围内、相同的模糊子集{NB、NM、NS、Z、PS、PM、PB}内作更全面的模糊规则判断。
优选地，对调节因子选用比例型调节，则：
其中，ν(e)为调节因子值，ψ为充分小的正数，|e|为实际误差值，E为最大误差值，ω为比例调节因数。
优选地，模糊控制规则如表1、表2所示。
表1ΔKP模糊控制规则表
表2ΔKI模糊控制规则表
本发明具有如下有益效果：
(1)基于自组织模糊控制器的能馈型直流电子负载系统，不仅通过电流归一化实现多种负载特性例如恒流、恒压、恒功率、恒阻等特性的模拟，还通过自组织变论域功能的优化，达到更低的调节时间，提高负载特性的切换响应速度。
(2)降低了硬件电路的阈值要求。对输入电流误差值和误差变化率进行模糊化，通过比例伸缩因子设置离散模糊论域并使用模糊语言通过隶属函数归置到输入模糊子集中。在误差及误差变化率较大时，采用三角型函数，故系统能具有较低的最大超调量，在负载模式切换的时候，能实现较小的电流过冲，对电路设计的电流尖峰耐受力要求降低，降低了电路设计要求和成本。在误差及误差变化率较小时，采用高斯型函数，能实现高精度平滑的响应。
(3)本发明能馈型直流电子负载系统不仅能实现多负载特性模拟，还能实现无级调节，低静差快速响应。
(4)采用自组织模糊控制器在保证能馈电子负载特性多样化的同时，提高其稳态性能，降低响应时间和响应超调，从而降低硬件电路的设计成本。
附图说明
图1是本发明一个实施例中能馈型直流电子负载系统框图；
图2是本发明一个实施例中移相全桥ZVS电路图；
图3是本发明一个实施例中Buck小信号交流等效电路图；
图4是本发明一个实施例中移相全桥ZVS等效电路图；
图5是本发明一个实施例中论域隶属函数图，其中：(a)为输入论域隶属函数图，(b)为输出论域隶属函数图；
图6是本发明一个实施例中自组织模糊控制方法的流程图；
图7是本发明一个实施例中Simulink仿真结果对比图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式对本发明作进一步详细地描述，但本发明的实施方式并不限于此。
能馈型直流电子负载系统用于直流电源的测试，能够完成对各种负载的模拟，并把电能反馈回电网。负载模拟除了要求能够对恒定电流和恒定阻抗模式进行模拟外，还要求电子负载能够准确地模拟动态负载，这就要求负载模拟要快速和准确，对控制器的设计提出了较高的要求。
为了实现多负载特性模拟，增加能馈型直流电子负载系统的应用场景和实用性，考虑到MOS管耐受能力及是否使用变压器，选用宽输入电压的移相全桥ZVS电路。该能馈型直流电子负载系统的基本工作过程是：以190V～390V直流恒压源作为输入，前级移相全桥ZVS电路控制移相角将母线电压升至400V，并通过控制输入电流完成负载模拟功能；母线直流电通过后级逆变全桥电路转换为适合并入电网的低谐波高功率因素正弦电量实现能馈并网功能；利用母线电容的能量缓冲和功率平衡机制调节前后级能量平衡解耦。
本实施例中，以直流恒压源为测试对象，移相全桥ZVS电路采用自组织模糊控制器优化PI校正器实现负载模拟，逆变全桥电路采用常规模糊控制器优化PR控制器实现能馈并网。
为采集电路输入输出电流信号以实现电流环控制，选择LEM传感器进行大电流采样，通过信号调理电路转换为0-3.3V直流电压输入DSP芯片TMS320F2808，移相全桥ZVS电路经自组织模糊控制器对PI校正器的单电流环调节后，调节移相角使输入电流达到参考值，实现母线升压和负载模拟功能。后级逆变全桥电路经常规模糊PR控制器电流环与PI校正器母线电压环的双闭环控制器调节后控制全桥占空比实现单位功率因数、低谐波能馈并网。
一种能馈型直流电子负载系统，如图1所示，包括：
主功率模块：包括恒压源、移相全桥ZVS电路、母线电容和逆变全桥电路。恒压源输入的电压通过移相全桥ZVS电路进行初步系统升压至适合逆变全桥电路的400V直流母线电压，在系统运行过程中移相全桥ZVS电路实现多特性负载模拟功能。母线电容是实现多级式逆变器的关键，实现移相全桥ZVS电路与逆变全桥电路的能量缓冲和功率解耦，并补充无功功率。逆变全桥电路实现逆变并网，将电能回馈至市电中。
本实施例中，主功率模块以直流稳压源为测试对象，输入电压范围是190V-390V，通过移相全桥ZVS电路进行初步升压至适合逆变全桥电路的400V直流母线电压，并在系统运行过程中移相全桥ZVS电路实现多特性负载模拟功能。400V直流母线电压通过逆变全桥电路实现逆变并网，将电能回馈至市电中。
控制模块：采用自组织模糊控制器优化PI校正器对移相全桥ZVS电路进行控制实现负载模拟，采用常规模糊控制器优化PR控制器对逆变全桥电路进行控制实现能馈并网。控制模块采用TI公司的TMS320F2808作为能馈型直流电子负载系统的主控芯片。采用自组织模糊控制器优化PI校正器实现负载模拟，采用常规模糊控制器优化PR控制器实现能馈并网。
信号采样模块：采样信号并输入控制模块。以LEM公司的电流传感器作为电流采样方案。设计以UC3843为控制核心的反激辅助电源，为电路中的集成IC和芯片提供稳定供电电压。
本实施例中，将输入直流稳压通过移相全桥ZVS电路实现母线升压和负载模拟，移相全桥ZVS电路如图2所示：移相全桥ZVS电路通过移相角期间Lr谐振电感与MOS管寄生电容的谐振作用，MOS管Q1-Q4寄生电容充放电实现电压阻尼性，以及并联自然开通关断的续流二极管减小电流应力，从而实现MOS管Q1-Q4的零电压开关(Zero-Voltage Switching，ZVS)，大大降低了电压应力带来的电磁干扰和电能损耗，提高整机效率和控温性能，从而在20kHz开关频率下获得更大的功率密度。母线电压高达400V，在满载3kW工况下母线电流不足10A，因此采取全桥整流方式，降低整流二极管耐压能力要求，节省变压器中心抽头设计制作的复杂性，同时提高变压器利用率。采用变压器实现前后级电气隔离，为实现单点共地防止电压浮动，在输入端和输出母线端两个参考零点电位GND1、GND2之间采用Y电容连接。
移相全桥ZVS电路输入端与输出母线端均为恒压状态，因此控制方式选择电压源电流控制模式，基于自组织模糊控制器实现单电流环PI校正，从而利用电流模式黑箱控制移相全桥ZVS电路，实现多负载特性模拟。
自组织模糊控制器是能馈型直流电子负载系统实现负载模拟的核心，包括：自组织变论域、输入模糊化、模糊规则、解模糊模块，其设计过程包括：①通过移相全桥小信号等效电路建立输入电流与占空比的传递函数；②通过相位裕度稳定原则，设计并串联PI校正器；③通过PI调节原理和参数整定原理，设计模糊控制规则；④为了优化常规模糊控制器在振荡期的调节能力，设计自组织调节论域，根据输入误差大小结合调节因子调节论域，使系统在误差小时能充分利用模糊规则，达到更快的响应速度，更低的最大超调量，更小的稳态误差。
一种能馈型直流电子负载系统的自组织模糊控制方法，如图6所示，包括：
S1、通过移相全桥小信号等效电路建立输入电流对占空比的传递函数。
由于在能量传递的方向上，移相全桥储能电感(变压器次级励磁电感)处于输出端，初级MOS管开通使得初级励磁电感开始储能，并传递至次级电路及输出储能滤波电感，属于隔离型Buck变换器，因此Buck小信号等效电路是研究移相全桥ZVS电路等效模型的基础。在作小信号建模分析时，可以通过分析Buck基本变换器，并考虑移相全桥ZVS电路变压器匝数比及谐振造成占空比丢失的因素，得到移相全桥ZVS电路的输入电流对占空比的传递函数。
具体为：首先通过开关周期状态平均法建立Buck小信号等效电路，选择电感电流与电容电压作为状态变量，分别在开通和关断器件时建立电感电流与电容电压矩阵方程，通过开关周期平均值算子，结合欧拉公式，将电路开通关断两个状态平均化。使用扰动法得出小信号动态模型，在静态工作点对控制信号占空比作微小扰动，对开关周期变量方程进行求解和线性化处理，经计算并化简得到Buck变换器线性化小信号交流模型方程组，推导出如图3所示的Buck小信号等效电路。
在移相全桥ZVS电路工作过程中，谐振电感与寄生电容谐振实现零电压开关，但存在次级电路整流桥四个二极管同时导通的情况，导致次级占空比丢失，因此在Buck小信号等效电路的基础上，将次级有效占空比DE替换原Buck模型变换比D；另外考虑到移相全桥ZVS电路变压器的初次级电压变换比n，将nVin替换原Buck模型输入电压Vin。因此，在添加扰动量时，移相全桥ZVS等效电路如图4。
经计算整理得到输入电流对占空比的传递函数，如下式：
其中，n是变压器匝数比，Vo是输出母线电压，R是指电路负载值，C是输出电容值，L是输出滤波电感值，fs是电路的开关频率，Lr是谐振电感值。
由上式可知，Giind传递函数(开环)极点位于复平面虚轴左侧，因此使用该传递特性系统相频特性良好，相移范围小，对于最小相位系统，根据稳定性补偿，可以通过PI校正获得合理的相位裕度。
S2、通过相位裕度稳定原则，设计并串联PI校正器。
S3、通过PI调节原理和参数整定原理，设计模糊控制规则。
模糊控制器的基本原理是获取输入电流误差值e及其误差变化率ec作为输入量，对两个输入量进行模糊化，并根据设计的PI模糊规则，得出控制量模糊值，最后通过解模糊方法转化为实际的控制量，实现在线修改PI系数。
具体为：对输入电流误差值e和误差变化率ec进行模糊化，通过比例伸缩因子设置离散模糊论域并使用模糊语言通过隶属函数归置到输入模糊子集中。在误差及误差变化率较大时，采用三角型函数，能实现较快响应；误差及误差变化率较小时，采用高斯型函数，能实现高精度平滑的响应。本实施例中，为使分析更加简便，统一使用{-6，-5，···，0，···，5，6}作为13级输入论域；并使用NB、NM、NS、Z、PS、PM、PB表示模糊子集，分别表示负大、负中、负小、零、正小、正中、正大。对于输出量ΔKP、ΔKI选取高斯型隶属函数，使得控制更加平滑稳定。通过比例伸缩因子设置连续论域[-1，1]，并使用NB、NM、NS、Z、PS、PM、PB表示模糊子集，分别表示负大、负中、负小、零、正小、正中、正大。输入和输出论域隶属函数图如图5所示。
PI模糊控制规则基本设计思路为：当电流误差较大时，为了加快校正速度，需要加大比例系数，同时为了减小误差累积，需要减小积分系数，防止积分环节反向调节造成振荡。当电流误差较小时，为了减小调节速度，需要减小比例系数，防止比例环节反向调节造成振荡，同时为了减小稳态误差，需要增大积分系数，利用积分环节实现无差调节。另外结合电流变化率的大小和方向，判断调整规则。根据输入电流误差值和误差变化率的实际大小，结合PI调整原理和实际工程经验，设计相应的模糊控制规则表，具体控制规则如表1、表2所示。
表1ΔKP模糊控制规则表
表2ΔKI模糊控制规则表
S4、引入论域调节因子，设计自组织模糊控制器，输出模糊控制量，解模糊化得到实际控制量。
为了优化常规模糊控制器在振荡期的调节能力，设计自组织调节论域，根据输入误差大小结合调节因子调节论域，使系统在误差小时能充分利用模糊规则，达到更快的响应速度，更低的最大超调量，更小的稳态误差。通过自组织变论域功能将输入误差根据调节因子分级模糊化，从而实现模糊规则的充分利用。
自组织模糊控制器相比于常规模糊控制器，能够根据输入误差值的大小改变论域，从而适应阶跃响应调节时间内的振荡。利用调节因子，在初始论域的基础上，不同的误差范围内作不同比例的缩减，使得误差在更小的论域范围内、相同的模糊子集{NB、NM、NS、Z、PS、PM、PB}内作更全面的模糊规则判断。
设论域X、Y的调节因子分别为m(x)，n(y)，则有：
其中，E为最大误差值E＝6，EC为最大误差变化率EC＝6。
其中，对调节因子m、n的选择，直接关系到自组织模糊控制器的调整效果。若对调节因子选用比例型调节，则微调因子ψ和ω取值，直接影响到误差敏感度，对控制分辨率的提高有关键性的影响：
其中，ν(e)为调节因子值，ψ为充分小的正数，|e|为实际误差值，E为最大误差值，ω为比例调节因数。
S5、自组织模糊控制器输出的实际控制量对PI校正器的参数进行调整，调整后的PI校正器输出移相全桥ZVS电路占空比调整量，从而调节输入电流。
本实施例中，采用加权平均法，将输出的模糊量转化为特定值ΔKP、ΔKI，并通过PI校正器系数修正调节输入电流，进而修正实际输入电流值。
对所设计的自组织模糊控制器以及常规模糊控制器进行Simulink建模效果对比分析，如图7所示，可以看出，通过Simulink仿真，输入电流参考值为7A，对比串联常规模糊控制器的PI校正器前后系统的阶跃响应性能，可以发现，串联常规模糊控制器后系统最大超调量减小了21.5％，调节时间减少至8ms，降低了稳态误差，更加接近输入电流参考值。另外，设置比例型调节因子的参数ψ为0.0014，ω为2进行仿真，可以得出相比于常规模糊控制器，串联自组织模糊控制器的系统具有更明显的低超调量，响应更快，电流稳态值由6.622A升至6.872A，稳态误差减小3.4％。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种能馈型直流电子负载系统，其特征在于，包括：主功率模块及与其相连的控制模块和信号采集模块，其中：
主功率模块：包括恒压源、移相全桥ZVS电路、母线电容和逆变全桥电路；移相全桥ZVS电路实现多特性负载模拟功能；母线电容是实现多级式逆变器的关键，实现移相全桥ZVS电路与逆变全桥电路的能量缓冲和功率解耦，并补充无功功率；逆变全桥电路实现逆变并网，将电能回馈至市电中；
控制模块：采用自组织模糊控制器优化PI校正器对移相全桥ZVS电路进行控制实现负载模拟，采用常规模糊控制器优化PR控制器对逆变全桥电路进行控制实现能馈并网；
信号采样模块：采样信号并输入控制模块，以电流传感器作为电流采样方案，采用反激辅助电源，为系统中的集成IC和芯片提供稳定电压。
2.根据权利要求1所述的能馈型直流电子负载系统，其特征在于，自组织模糊控制器包括：自组织变论域、输入模糊化、模糊控制规则、解模糊模块，其设计过程包括：①通过移相全桥小信号等效电路建立输入电流与占空比的传递函数；②通过相位裕度稳定原则，设计并串联PI校正器；③通过PI调节原理和参数整定原理，设计模糊控制规则；④设计自组织调节论域，根据输入误差大小结合调节因子调节论域。
3.根据权利要求1或2所述的能馈型直流电子负载系统，其特征在于，移相全桥ZVS电路通过移相角期间Lr谐振电感与MOS管寄生电容的谐振作用，MOS管Q1-Q4寄生电容充放电实现电压阻尼性，以及并联自然开通关断的续流二极管减小电流应力，从而实现MOS管Q1-Q4的零电压开关；移相全桥ZVS电路采用变压器实现前后级电气隔离，在输入端和输出母线端两个参考零点电位GND1、GND2之间采用Y电容连接。
4.根据权利要求2所述的能馈型直流电子负载系统，其特征在于，控制模块采用TI公司的TMS320F2808作为主控芯片。
5.根据权利要求2所述的能馈型直流电子负载系统，其特征在于，以LEM公司的电流传感器作为电流采样方案，反激辅助电源以UC3843为控制核心。
6.一种能馈型直流电子负载系统的自组织模糊控制方法，其特征在于，包括：
S1、通过移相全桥小信号等效电路建立输入电流对占空比的传递函数；
S2、通过相位裕度稳定原则，设计并串联PI校正器；
S3、通过PI调节原理和参数整定原理，设计模糊控制规则；
S4、引入论域调节因子，设计自组织模糊控制器，输出模糊控制量，解模糊化得到实际控制量；
S5、自组织模糊控制器输出的实际控制量对PI校正器的参数进行调整，调整后的PI校正器输出移相全桥ZVS电路占空比调整量，从而调节输入电流。
7.根据权利要求6所述的自组织模糊控制方法，其特征在于，对输入电流误差值和误差变化率进行模糊化，通过比例伸缩因子设置离散模糊论域{-6，-5，…，5，6}并使用模糊语言通过隶属函数归置到输入模糊子集中，在误差及误差变化率较大时，采用三角型函数，误差及误差变化率较小时，采用高斯型函数；对于输出量ΔKP、ΔKI选取高斯型隶属函数，通过比例伸缩因子设置连续论域[-1，1]，并使用NB、NM、NS、Z、PS、PM、PB表示模糊子集，分别表示负大、负中、负小、零、正小、正中、正大。
8.根据权利要求6所述的自组织模糊控制方法，其特征在于，自组织模糊控制器根据输入误差值的大小改变论域，从而适应阶跃响应调节时间内的振荡；利用调节因子，在初始论域的基础上，不同的误差范围内作不同比例的缩减，使得误差在更小的论域范围内、相同的模糊子集{NB、NM、NS、Z、PS、PM、PB}内作更全面的模糊规则判断。
9.根据权利要求8所述的自组织模糊控制方法，其特征在于，对调节因子选用比例型调节，则：
其中，ν(e)为调节因子值，ψ为充分小的正数，|e|为实际误差值，E为最大误差值，ω为比例调节因数。
10.根据权利要求8或9所述的自组织模糊控制方法，其特征在于，模糊控制规则如表1、表2所示。
表1 ΔKP模糊控制规则表
表2 ΔKI模糊控制规则表
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