CN114726214A

CN114726214A - 一种四管Buck-Boost变换器控制方法和控制电路

Info

Publication number: CN114726214A
Application number: CN202210406933.5A
Authority: CN
Inventors: 董人熹; 阮新波
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2022-04-18
Filing date: 2022-04-18
Publication date: 2022-07-08
Anticipated expiration: 2042-04-18

Abstract

一种四管Buck‑Boost变换器控制方法和控制电路，变换器由四个开关管和一个滤波电感组成，滤波电感的两端分别与开关管Q ₁、Q ₂的桥臂中点与Q ₃、Q ₄的桥臂中点连接，其中Q ₁与Q ₂互补导通，Q ₃与Q ₄互补导通。控制占空比D _Q1用以控制Q ₁的开关管的开关动作，其反相信号用以控制Q ₂的开关管的开关动作；控制占空比D _Q3用以控制Q ₃的开关管的开关动作，其反相信号用以控制Q ₄的开关管的开关动作；控制占空比D _移相用以控制开关管Q ₁和Q ₃的开通时刻的相位差。本发明避免了复杂的运算和控制电路结构，控制方法简单，在固定开关频率下即可实现所有开关管的软开关，并保证电感电流脉动随负载减轻而减小，提高了变换器的变换效率和动态响应速度。

Description

一种四管Buck-Boost变换器控制方法和控制电路

技术领域

本发明属于功率变换器的技术领域，具体涉及一种四管Buck-Boost变换器控制方法和控制电路。

背景技术

针对分布式电源系统、电推进系统、燃料电池系统等宽输入应用场合，为了保持整个输入电压范围内的高效，常用的解决方案是采用两级式结构，即预调节器加上隔离变换器的级联形式，其中预调节器用于调节电压，隔离变换器用于实现电气隔离和电压匹配。常用的预调节器拓扑有Buck变换器、Boost变换器和双管Buck-Boost变换器，对于Buck变换器，其效率随着输入电压的增大而减小，对于Boost变换器，其效率随着输入电压的减小而减小，而双管Buck-Boost变换器则可以在全输入范围内实现较高的效率，并且当输入等于输出的时候，效率达到最高，因此可以将中间母线电压设置在额定输入电压。在大功率场合，二极管的导通损耗对变换器的工作效率影响较大。因此可以采用同步整流技术，用开关管代替二极管，以减小导通损耗，得到四管Buck-Boost变换器。对于四管Buck-Boost变换器，现有的控制方法有单模式控制、双模式控制和四边形电感电流控制。四边形电感电流控制由于其可以实现所有开关管的软开关受到了广泛的关注。其控制目前有多种不同实现方案，有固定占空比通过调整两个桥臂相位来达到减少控制变量的方案，但其电感电流脉动未达到最优；有通过建立电感电流的数学模型，其控制是通过查表法来实现，若所需控制精度越高，则占用的存储资源越多，增加了系统复杂度。也有以电感电流脉动最小为目标采用PWM加移相控制方法利用模拟电路实现的，但其实现电路相较复杂，且在模式切换时动态响应较慢。

因此，在四边形电感电流控制中，如何在实现所有开关管的软开关并保证电感电流脉动最小的基础上，寻找一种简单可行的控制方案是本领域研究人员亟待解决的问题。

发明内容

本发明针对现有技术中的不足，提供一种四管Buck-Boost变换器控制方法和控制电路，其主要思想是推导各个工况下保持电感电流脉动最小的最优移相角关于输入电压、输出电压与负载电流的表达式，将所得表达式拟合为线性表达式，从而简化控制复杂度。另外，该方法还可以直接提高变换器的动态响应。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种四管Buck-Boost变换器控制方法，所述四管Buck-Boost变换器由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个滤波电感组成，所述滤波电感的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与开关管Q₂互补导通，开关管Q₃与开关管Q₄互补导通；其特征在于，所述控制方法包括：

采样输入电压v_in与输出电流i_o，利用拟合后的计算公式进行比例相加，得到表示开关管Q₁、Q₃开通时刻两者之间的相位差的移相角D_移相；

采样输出电压v_o并与给定电压基准进行比较，通过电压调节器闭环调节稳定输出电压，得到开关管Q₁的占空比D_Q1；

采样电感电流i_Lc，并与保证开关管Q₁、Q₄实现软开关所需的负电流基准-I_zvs进行比较，当i_Lc线性下降至-I_zvs时关断开关管Q₃，得到开关管Q₃的占空比D_Q3；

通过占空比D_Q1控制开关管Q₁的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q₂的开关动作；通过占空比D_Q3控制开关管Q₃的开关动作，其反相信号用以控制开关管Q₄的开关动作；通过移相角D_移相控制开关管Q₁、Q₃开通时刻的相位差。

为优化上述技术方案，采取的具体措施还包括：

进一步地，所述利用拟合后的计算公式进行比例相加，得到表示开关管Q₁、Q₃开通时刻两者之间的相位差的移相角D_移相，具体如下：

移相角D_移相的表达式为：

式中，v_o为额定输出电压，L_c为滤波电感，T_s为开关周期，I_zvs为软开关所需电流，f(v_in，i_o)为D_移相关于输入电压v_in和输出电流i_o的函数；

将f(v_in，i_o)在额定工作点(V_in，I_o)进行二元泰勒展开，其中V_in为额定输入电压，I_o为额定输出电流，得到D_移相关于输入电压v_in和输出电流i_o的线性表达式如下：

式中，a、b、c均为常数；

移相角D_移相的取值范围如下：

式中，V_in__min为额定输入电压的最小值。

此外，本发明还提出了一种四管Buck-Boost变换器控制电路，所述四管Buck-Boost变换器由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个滤波电感组成，所述滤波电感的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与开关管Q₂互补导通，开关管Q₃与开关管Q₄互补导通；其特征在于，所述控制电路包括：移相控制信号产生模块、输出稳压模块和谷值电流控制模块；

所述移相控制信号产生模块包括移相角计算模块和移相脉冲产生模块，所述移相角计算模块采样输入电压v_in与输出电流i_o，并将两者做比例加法运算，输出移相角D_移相；所述移相脉冲产生模块生成两个相位差为D_移相的窄脉冲CLK1和CLK2，其中CLK1用于控制开关管Q₁的开通时刻，CLK2用于控制开关管Q₃的开通时刻；

所述输出稳压模块将输出电压v_o的采样信号v_os与给定电压基准v_{o_ref}进行比较，其误差信号v_error输入电压调节器，将电压调节器的输出和与CLK1同相位的三角载波v_saw1送入比较器1进行比较后，得到开关管Q₁的占空比D_Q1，将D_Q1和CLK1送入RS触发器1，RS触发器1的正向输出信号为开关管Q₁的驱动信号，其反相信号为开关管Q₂的驱动信号；

所述谷值电流控制模块采样电感电流i_Lc，将i_Lc与保证开关管Q₁、Q₄实现软开关所需的负电流基准-I_ZVS送入比较器2进行比较，当i_Lc下降至-I_ZVS时，比较器2输出的关断信号v_comp跳高电平，开关管Q₃的占空比D_Q3由v_comp决定，v_comp和CLK1经过或门的输出与CLK1送入RS触发器2，RS触发器2的正向输出信号为开关管Q₃的驱动信号，其反相信号为开关管Q₄的驱动信号。

进一步地，所述移相角计算模块中，比例加法运算具体如下：

移相角D_移相的表达式为：

式中，a、b、c均为常数。

进一步地，所述移相角计算模块中，通过二极管对移相角D_移相进行范围限制，D_移相的取值范围如下：

式中，V_{in_min}为额定输入电压的最小值。

进一步地，所述谷值电流控制模块中，利用采样电阻加上差分采样电路采样电感电流i_Lc。

本发明的有益效果是：避免了复杂的运算和控制电路结构，控制方法简单，在固定开关频率下即可实现所有开关管的软开关，并保证电感电流脉动随负载减轻而减小，提高了变换器的变换效率和动态响应速度。

附图说明

图1为四管Buck-Boost变换器的电路结构图。

图2a、2b为在同一输入输出电压同等功率不同移相角下的电感电流波形图；图2a中V_in＜V_o，图2b中V_in＞V_o。

图3为本发明实施例中四管Buck-Boost变换器控制电路的整体框图。

图4a、4b为本发明中变换器工作在不同模式的示意图；图4a中V_in＜V_o，图4b中V_in＞V_o。

图5a是本发明中当输入电压为300V满载下的仿真波形图。

图5b是本发明中当输入电压为300V半载下的仿真波形图。

图5c是本发明中当输入电压为300V轻载下的仿真波形图。

图6a是本发明中当输入电压为300V从10％负载-满载-10％负载跳变的仿真波形图。

图6b是本发明中满载时输入电压从200V-400V-200V跳变的仿真波形图。

具体实施方式

现在结合附图对本发明作进一步详细的说明。

图1为四管Buck-Boost变换器的电路结构图，主要由四个开关管和一个滤波电感组成，其中Q₁和Q₂互补导通，组成一个桥臂单元，Q₃和Q₄互补导通，组成一个桥臂单元，滤波电感L_c分别与两个桥臂的中点相连，用以存储和传递能量。变换器还包括输入电容C_in和输出电容C_o，用以滤除开关频率的纹波。

控制方法包括三个控制量：开关管Q₁的占空比D_Q1、开关管Q₃的占空比D_Q3和Q₁、Q₃开通时刻两者之间的相位差，这里定义为移相角D_移相。控制自由度D_Q1用以控制Q₁的开关管的开关动作，其反相信号用以控制Q₂的开关管的开关动作，控制自由度D_Q3用以控制Q₃的开关管的开关动作，其反相信号用以控制Q₄的开关管的开关动作。控制自由度D_移相用以控制开关管Q₁和Q₃的开通时刻的相位差。

实现开关管Q₁和Q₄的软开关，需要保证在开关管开通前电感电流过负，给开关管的结电容放电至零使其反并二极管自然导通，定义所需实现负电流的大小为-I_ZVS。实现开关管Q₂和Q₃的软开关，需要保证在开关管开通前电感电流为正，给开关管的结电容放电至零使其反并二极管自然导通，定义所需实现正电流的大小为I_ZVS。

本发明提出的用于实现四管Buck-Boost变换器ZVS的简化控制方法，包括：

步骤1：采样输入电压v_in与输出电流i_o；利用拟合后的计算公式进行比例相加，得到移相角D_移相，该移相角的设置用以保证开关管Q₂、Q₃实现软开关；

步骤2：采样输出电压v_o与给定电压基准进行比较，通过电压调节器闭环调节稳定输出电压，得到开关管Q₁的占空比D_Q1；

步骤3：采样电感电流i_Lc，与软开关所需的负电流基准-I_zvs进行比较，当i_Lc线性下降至-I_zvs时关断开关管Q₃，得到开关管Q₃的占空比D_Q3。

额定输入电压V_in和额定输出电压V_o与占空比D_Q1和D_Q3之间满足关系式：

由该关系式可知，输入输出的关系只与D_Q1和D_Q3有关，引入的第三个控制自由度D_移相为调控电感电流波形，也为实现四个开关管的软开关创造了可能。另一方面，D_移相的大小直接影响到了变换器的动态响应速度，因此如何选取合适的D_移相为本发明的重点。

只要满足D_Q1和D_Q3的比值不变即可满足输入输出关系不变，在同等输出功率下调整第三个控制自由度D_移相，可以得到不同的电感电流波形，如图2a、2b所示。显然不同移相角下的电感电流脉动大小不同，为此在保证实现开关管软开关的基础上，需要合适的移相角以有效减小电感电流脉动。在一个实施例中，D_移相的准确表达式如下：

在额定输出电压V_o固定和电路主参数(滤波电感L_c、开关周期T_s、软开关所需电流I_zvs)确定的情况下，式中的变量仅为输入电压v_in和输出电流i_o，因此将D_移相关于输入电压v_in和输出电流i_o的函数f(v_in，i_o)在额定工作点(V_in，I_o)进行二元泰勒展开，其中V_in为额定输入电压，I_o为额定输出电流。可以得到D_移相的近似表达式为关于输入电压v_in和输出电流i_o的线性表达式(其中a、b、c均为常数)如下：

式中，f(V_in，I_o)、

均为常数，由于表达式简单且呈线性，可选的，该表达式的计算可以由数字控制器DSP，微型处理器MCU、现场可编程逻辑器件FPGA或者模拟电路的运算放大器搭建的比例加法电路实现。同时需要限定D_移相的取值范围如下式：

式中，V_{in_min}为输入电压的最小值。可选的，该限值可由数字器件中的程序给定或者通过模拟电路中的二极管进行钳位。

本发明实施以采用模拟控制电路为例，其原理示意图如图3所示，主要包括三个组成部分：移相控制信号产生模块、输出稳压模块、谷值电流控制模块。

(一)移相控制信号产生模块

移相控制信号产生模块包括两部分，分别为移相角计算模块和移相脉冲产生模块。移相角计算模块采用运放搭建的比例加法电路，采样此时的输入电压v_in和输出电流i_o，将两者做比例加法运算，即av_in+bi_o+c，其输出信号即为所需移相角D_移相，通过二极管可对所得移相角D_移相进行范围限制。将所得移相角D_移相通过移相脉冲产生模块，生成两个相位差为D_移相的窄脉冲CLK1和CLK2，其中CLK1用于控制开关管Q₁的开通时刻，CLK2用于控制开关管Q₃的开通时刻。

(二)输出稳压模块

输出稳压模块用来得到开关管Q₁和Q₂的驱动信号。输出电压v_o的采样信号v_os与电压基准V_{o_ref}进行比较，其误差信号送入电压调节器(由运算放大器EA1及其外电路组成)。电压调节器的输出与三角载波v_saw1(该三角载波与CLK1同相位)进行比较后，得到开关管Q₁的占空比D_Q1，将其送入RS触发器1，正向输出信号Q即为开关管Q₁的驱动信号，其反相信号

即为开关管Q₂的驱动信号。

(三)谷值电流控制模块

谷值电流控制模块用来得到开关管Q₃和Q₄的驱动信号。为了保证开关管Q₄开通前电感电流i_Lc下降至-I_ZVS，此时需要关断开关管Q₃。为此，需要控制电感电流的谷值为-I_ZVS，利用采样电阻加上差分采样电路采样电感电流i_Lc，可选的，在一个实施例中亦可采样开关管Q₂的下管电流，将i_Lc与-I_ZVS进行比较，为了防止比较器输出跳变，通常该比较器会设置为滞环比较器，由于滞环比较器环宽较窄，故近似认为当i_Lc下降至-I_ZVS时，比较器Comp2的输出信号v_comp会跳高电平，那么或门的输出也为高电平，将RS触发器2的输出Q复位，不同于D_Q1与D_移相，开关管Q₃的占空比D_Q3由关断信号v_comp决定，其中Q₃的开通时刻为时钟信号CLK2来临时刻，Q₃的关断时刻为信号v_comp变高时刻。因此RS触发器2的正向输出信号Q即为开关管Q₃的驱动信号，其反相信号

即为开关管Q₄的驱动信号。

在此基础上，引入CLK1与比较器Comp2的输出进行“或”运算用来防止Q₃的关断时刻晚于Q₂的关断时刻，以保证正确的开关时序。若i_Lc下降到-I_ZVS的时刻在Q₂关断之后，则通过CLK1使得或门输出为高电平，将RS触发器的输出Q复位，此时Q₃与Q₂同时关断。

通过上述控制电路，可实现如图4a、4b所示的不同工作模式下的工作波形。

为了进一步说明本控制方法的优越性，下面给出本发明的一个仿真实例。

根据表1给出的500W四管Buck-Boost变换器参数，用siplis仿真软件搭建了仿真电路。图5a-5c给出了输入电压为300V不同负载电流下四管Buck-Boost变换器的仿真波形，其中，图5a为输入电压为300V满载下的仿真波形图；图5b为输入电压为300V半载下的仿真波形图；图5c为输入电压为300V轻载下的仿真波形图，可以看出，所有开关管均能够实现ZVS且电感电流脉动较小。图6a、6b给出了负载跳变和输入电压跳变的仿真波形，其中，图6a中为当输入电压为300V负载跳变的仿真波形图；图6b为满载时输入电压跳变的仿真波形图，可以看出，输出电压能够稳定在288V，且具有较快的动态响应速度。

表1 500W四管Buck-Boost变换器仿真参数

参数	符号	数值	参数	符号	数值
						输入电压	V<sub>in</sub>	200～400V(额定300V)	开关频率	f<sub>s</sub>	500kHz
输出电压	V<sub>o</sub>	288V	中间滤波电感	L<sub>c</sub>	24μH
						输出功率	P<sub>o</sub>	500W	输出电容	C<sub>f</sub>	100μF

以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种四管Buck-Boost变换器控制方法，所述四管Buck-Boost变换器由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个滤波电感组成，所述滤波电感的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与开关管Q₂互补导通，开关管Q₃与开关管Q₄互补导通；其特征在于，所述控制方法包括：

2.如权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器控制方法，其特征在于：所述利用拟合后的计算公式进行比例相加，得到表示开关管Q₁、Q₃开通时刻两者之间的相位差的移相角D_移相，具体如下：

移相角D_移相的表达式为：

式中，a、b、c均为常数；

移相角D_移相的取值范围如下：

式中，V_{in_min}为额定输入电压的最小值。

3.一种四管Buck-Boost变换器控制电路，所述四管Buck-Boost变换器由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个滤波电感组成，所述滤波电感的两端分别与开关管Q₁、Q₂的桥臂中点以及开关管Q₃、Q₄的桥臂中点连接，开关管Q₁与开关管Q₂互补导通，开关管Q₃与开关管Q₄互补导通；其特征在于，所述控制电路包括：移相控制信号产生模块、输出稳压模块和谷值电流控制模块；

4.如权利要求3所述的一种四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于：所述移相角计算模块中，比例加法运算具体如下：

移相角D_移相的表达式为：

式中，a、b、c均为常数。

5.如权利要求4所述的一种四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于：所述移相角计算模块中，通过二极管对移相角D_移相进行范围限制，D_移相的取值范围如下：

式中，V_{in_min}为额定输入电压的最小值。

6.如权利要求3所述的一种四管Buck-Boost变换器控制电路，其特征在于：所述谷值电流控制模块中，利用采样电阻加上差分采样电路采样电感电流i_Lc。