CN103986327A - 数字控制降压型dc-dc开关变换器的邻周期采样电压控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样电压控制方法，用于解决现有数字控制DC-DC开关变换器的控制方法开关频率低的技术问题。技术方案是利用前一周期内环路控制电路的空闲时间，计算和更新本周期的数字占空比，使得环路预留时间近似等于一个开关周期，且与占空比的大小无关，缓解了数字控制DC-DC开关变换器中系统响应速度与硬件电路处理速度之间的矛盾，进一步提高了开关频率。本发明提出的数字控制降压型DC-DC开关变换器邻周期采样时电压控制律，有利于硬件电路实现和系统可重构，可应用于各种数字控制DC-DC开关变换器中，包括各种变换器拓扑结构、各种环数控制以及各种调制方式。

Description

数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样电压控制方法

技术领域

本发明涉及一种数字控制DC-DC开关变换器的控制方法，特别是涉及一种数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样电压控制方法。

背景技术

在DC-DC开关变换器中，提高开关频率有利于实现电源模块的小型化、轻便化以及高能效，是未来开关电源的发展趋势。但是，随着开关频率的提高(例如数MHz)，开关周期相应减小，数字控制DC-DC开关变换器中用于完成环路控制的处理时间也必须相应减小以便及时更新占空比，这将对控制环路中的硬件电路处理速度提出更高的要求。因此，在数字控制DC-DC开关变换器中，提高开关频率与硬件电路处理速度之间存在矛盾。

参照图15。文献“Improved Digital Peak Voltage Predictive Control for SwitchingDC-DC Converters，IEEE Transactions On Industrial Electronics,Vol.56，No.8，pp:3222-3229，August2009”公开了一种数字控制DC-DC开关变换器的无拍差(deadbeat)控制方法。无拍差控制方法的控制时序是:利用第[n-1]周期结束时刻的输出电压采样值V_D[n-1]计算并更新第[n]周期的占空比d_D[n]，该方法中留给环路控制电路(包括模数转换、占空比计算、DPWM转换)的处理时间T_d小于一个开关周期，并且当输出电压的稳定值V_O越小(占空比越小)时，要求环路控制电路的处理时间T_d越小(极端情况下接近0)。由于无拍差控制方法中输出采样与占空比更新之间的时间间隔非常短，该方法虽然对于输出端的扰动具有快速的响应和调节能力，但由于环路预留时间非常小，要求控制环路中的硬件电路具有很高的处理速度，否则不能及时更新第[n]周期的占空比d_D[n]，因此该方法限制了DC-DC开关变换器的开关频率提高。

发明内容

为了克服现有数字控制DC-DC开关变换器的控制方法开关频率低的不足，本发明提供一种数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样电压控制方法。该方法利用前一周期内环路控制电路的空闲时间，计算和更新本周期的数字占空比，使得环路预留时间近似等于一个开关周期，且与占空比的大小无关，缓解了数字控制DC-DC开关变换器中系统响应速度与硬件电路处理速度之间的矛盾，有利于进一步提高开关频率。本发明针对数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样输出电压反馈控制，通过谷值控制、峰值控制和平均值控制三种控制目标以及后缘调制、前缘调制、三角后缘调制和三角前缘调制四种数字脉冲宽度调制方式下的12种电压控制律研究，提出了数字控制降压型DC-DC开关变换器邻周期采样时电压控制律的统一表达式，有利于硬件电路实现和系统可重构。本发明提出的邻周期采样数字控制方法具有广泛的适用性，可应用于各种数字控制DC-DC开关变换器中，包括各种变换器拓扑结构(降压、升压、降压-升压)、各种环数控制(单环、双环或三环控制)以及各种调制方式(对称调制和非对称调制)。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样电压控制方法，其特点是采用以下步骤：

在第[n-1]周期的d_D[n-1]T_S时刻，采样输出电压得到V_D[n-1]，然后按照电压控制律

d_D[n]＝A₁d_D[n-1]+A₂(V_REF[n-1]-V_v/p[n-1])+A₃

计算并更新第[n]周期的占空比d_D[n]，进而调节输出电压使其稳定在参考电压值。

其中，输入变量d_D[n-1]为第[n-1]周期的数字占空比、V_REF[n-1]为第[n-1]周期的参考电压、V_v/p[n-1]为第[n-1]周期输出电压的谷值或峰值，A₁、A₂和A₃均为常数，取值与控制目标和调制方式有关。

本发明的有益效果是：该方法利用前一周期内环路控制电路的空闲时间，计算和更新本周期的数字占空比，使得环路预留时间近似等于一个开关周期，且与占空比的大小无关，缓解了数字控制DC-DC开关变换器中系统响应速度与硬件电路处理速度之间的矛盾，有利于进一步提高开关频率。本发明针对数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样输出电压反馈控制，通过谷值控制、峰值控制和平均值控制三种控制目标以及后缘调制、前缘调制、三角后缘调制和三角前缘调制四种数字脉冲宽度调制方式下的12种电压控制律研究，提出了数字控制降压型DC-DC开关变换器邻周期采样时电压控制律的统一表达式，有利于硬件电路实现和系统可重构。本发明提出的邻周期采样数字控制方法具有广泛的适用性，可应用于各种数字控制DC-DC开关变换器中，包括各种变换器拓扑结构(降压、升压、降压-升压)、各种环数控制(单环、双环或三环控制)以及各种调制方式(对称调制和非对称调制)。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作详细说明。

附图说明

图1是本发明方法的控制时序图。

图2是采用本发明方法所控制的数字控制降压型DC-DC开关变换器的结构图。

图3是采用本发明方法的谷值电压控制、后缘调制时的输出电压波形。

图4是采用本发明方法的谷值电压控制、前缘调制时的输出电压波形。

图5是采用本发明方法的谷值电压控制、三角后缘调制时的输出电压波形。

图6是采用本发明方法的谷值电压控制、三角前缘调制时的输出电压波形。

图7是采用本发明方法的峰值电压控制、后缘调制时的输出电压波形。

图8是采用本发明方法的峰值电压控制、前缘调制时的输出电压波形。

图9是采用本发明方法的峰值电压控制、三角后缘调制时的输出电压波形。

图10是采用本发明方法的峰值电压控制、三角前缘调制时的输出电压波形。

图11是采用本发明方法的平均值电压控制、后缘调制时的输出电压波形。

图12是采用本发明方法的平均值电压控制、前缘调制时的输出电压波形。

图13是采用本发明方法的平均值电压控制、三角后缘调制时的输出电压波形。

图14是采用本发明方法的平均值电压控制、三角前缘调制时的输出电压波形。

图15是背景技术无差拍控制方法的控制时序图。

图中，实线表示输出电压V_O的波形，虚线表示参考电压V_REF的波形。

具体实施方式

参照图1-14。本发明数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样电压控制方法具体步骤如下：

采用本发明方法可以控制数字控制降压型DC-DC开关变换器。该开关变换器中，储能电感L、滤波电容C(R_E为滤波电容C的等效串联电阻)、负载电阻R_L、功率开关管S1和续流管S2组成了数字控制降压型DC-DC开关变换器的功率级电路。数字控制器由模数转换器(ADC)、邻周期采样电压补偿器和数字脉冲宽度调制器(DPWM)组成。V_G、V_O和V_REF分别为输入电压、输出电压和参考电压。数字控制降压型DC-DC开关变换器实现环路控制的过程是：ADC采样输出电压V_O并且输出采样值V_D，邻周期采样电压补偿器根据输出电压的采样值V_D和参考电压V_REF，按照邻周期采样电压控制律计算并更新控制功率开关管S1通断的数字占空比信号d_D[n]，然后通过DPWM将d_D[n]转换为功率开关管S1的控制脉冲信号δ(t)，最终通过控制功率开关管S1的导通或关断时间，实现对输出电压的调节，使其稳定在参考电压值。

以下是本发明方法的数字占空比的算法(电压控制律)及其控制时序。根据控制目标变量，分为谷值控制、峰值控制和平均值控制三种控制模式。另外，又根据数字脉冲宽度调制器的对称调制方式分为后缘调制、前缘调制、三角后缘调制以及三角前缘调制四种调制方式。参考电压V_REF可以是固定值，或者是外环产生的动态变化值。由于降压型DC-DC开关变换器的闭环带宽远小于开关频率，故设输出电压纹波的上升和下降斜率m₁和m₂恒定，且由外部功率级电路决定。因此，m₁和m₂可表示为：

$m_1=\frac{R_E(V_G-V_O)}{L}---\left(1\right)$

$m_2=\frac{R_E{V}_O}{L}---\left(2\right)$

邻周期采样、谷值电压控制的控制目标是：使第[n]周期的谷值电压V_v[n]＝V_REF[n-1]。根据控制目标，邻周期采样、谷值电压控制、后缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压峰值V_p[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压峰值V_p[n]。利用输出电压的上升和下降斜率，可得到V_v[n]的计算公式以及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

V_v[n]＝V_P[n-1]-m₂(1-d_D[n-1])T_s+m₁d_D[n]T_s-m₂(1-d_D[n])T_s＝V_REF[n-1]    (3)

$d_D\left[n\right]=-\frac{V_O}{V_G}{d}_D[n-1]+\frac{L}{R_E{V}_G{T}_S}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_v[n-1\left]\right)+\frac{{2V}_O}{V_G}---\left(4\right)$

邻周期采样、谷值电压控制，前缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压谷值V_v[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压谷值V_v[n]，V_v[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

V_v[n]＝V_v[n-1]+m₁d_D[n-1]T_s-m₂(1-d_D[n])T_s＝V_REF[n-1]    (5)

$d_D\left[n\right]=-\frac{V_G-V_O}{V_O}{d}_D[n-1]+\frac{L}{V_O{R}_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_v[n-1\left]\right)+1---\left(6\right)$

邻周期采样、谷值电压控制、三角后缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压峰值V_p[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压峰值V_p[n]。V_v[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

$V_v\left[n\right]=V_p[n-1]+\frac{1}{2}{m}_1\left(d_D\right[n-1]+d_D[n\left]\right)T_s-m_2(2-d_D[n-1]-d_D[n\left]\right)T_s=V_{\mathrm{REF}}[n-1]---\left(7\right)$

$d_D\left[n\right]=-d_D[n-1]+\frac{2L}{(V_G+V_O)R_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_p[n-1\left]\right)+\frac{4V_O}{V_G+V_O}---\left(8\right)$

邻周期采样、谷值电压控制、三角前缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压谷值V_v[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压谷值V_v[n]。V_v[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

$V_v\left[n\right]=V_v[n-1]+(m_1+\frac{1}{2}{m}_2)d_D[n-1]T_s+\frac{1}{2}{m}_2{d}_D\left[n\right]T_s-m_2{T}_s=V_{\mathrm{REF}}[n-1]---\left(9\right)$

$d_D\left[n\right]=-\frac{{2V}_G-V_O}{V_O}{d}_D[n-1]+\frac{2L}{V_O{R}_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_v[n-1\left]\right)+2---\left(10\right)$

邻周期采样、峰值电压控制的控制目标为：使第[n]周期的峰值电压V_p[n]＝V_REF[n-1]。根据控制目标，邻周期采样、峰值电压控制、后缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压峰值V_p[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压峰值V_p[n]。V_p[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

V_p[n]＝V_p[n-1]-m₂(1-d_D[n-1])T_s+m₁d_D[n]T_s＝V_REF[n-1]    (11)

$d_D\left[n\right]=-\frac{V_O}{V_G}{d}_D[n-1]+\frac{L}{(V_G-V_O)R_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_p[n-1\left]\right)+\frac{V_O}{V_G-V_O}---\left(12\right)$

邻周期采样、峰值电压控制、前缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压谷值V_v[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压谷值V_v[n]。V_p[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

V_p[n]＝V_p[n-1]-m₂(1-d_D[n])T_s+m₁d_D[n]T_s＝V_REF[n-1]    (13)

$d_D\left[n\right]=-\frac{{2V}_G-V_O}{V_G}{d}_D[n-1]+\frac{L}{V_G{R}_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_v[n-1\left]\right)+\frac{V_O}{V_G}---\left(14\right)$

邻周期采样、峰值电压控制、三角后缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压峰值V_p[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压峰值V_p[n]。V_p[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

$V_p\left[n\right]=V_p[n-1]-m_2(1-d_D[n-1\left]\right)T_s+\frac{1}{2}{m}_1{d}_D[n-1]T_s+\frac{1}{2}{m}_1{d}_D\left[n\right]T_s=V_{\mathrm{REF}}[n-1]---\left(15\right)$

$d_D\left[n\right]=-\frac{V_G+V_O}{V_G-V_O}{d}_D[n-1]+\frac{2L}{(V_G-V_O)R_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_p[n-1\left]\right)+\frac{{2V}_O}{V_G-V_O}---\left(16\right)$

邻周期采样、峰值电压控制、三角前缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压谷值V_v[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压谷值V_v[n]。V_p[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

$V_p\left[n\right]=V_v[n-1]+m_1\left(d_D\right[n-1]+d_D[n\left]\right)T_s-\frac{1}{2}{m}_2(2-d_D[n-1]-d_D[n\left]\right)T_s=V_{\mathrm{REF}}[n-1]---\left(17\right)$

$d_D\left[n\right]=-d_D[n-1]+\frac{2L}{(V_G-V_O)R_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_v[n-1\left]\right)+\frac{{2V}_O}{2V_G-V_O}---\left(18\right)$

邻周期采样、平均值控制的控制目标为：使第[n]周期的平均电压V_ave[n]＝V_REF[n-1]。根据控制目标，邻周期采样、平均值电压控制、后缘调制时，采样点为第[n-1]周期的输出电压峰值V_p[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压峰值V_p[n]。V_ave[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

$V_{\mathrm{ave}}\left[n\right]=V_p[n-1]+m_2{d}_D[n-1]T_s+(m_1+m_2)d_D\left[n\right]T_s-\frac{3m_1{m}_2+4{m_2}^2}{2(m_1+m_2)}{T}_s=V_{\mathrm{REF}}[n-1]---\left(19\right)$

$d_D\left[n\right]=-\frac{V_O}{V_G}{d}_D[n-1]+\frac{L}{V_G{R}_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_p[n-1\left]\right)+\frac{{{3V}_{G}V}_O+V_O^2}{{{2V}_G}^2}---\left(20\right)$

邻周期采样、平均值电压控制、前缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压谷值V_v[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压谷值V_v[n]。V_ave[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

$V_{\mathrm{ave}}\left[n\right]=V_v[n-1]+(m_1+m_2)d_D\left[n\right]T_s-\frac{m_1{m}_2+2m_2^2}{2(m_1+m_2)}{T}_s=V_{\mathrm{REF}}[n-1]---\left(21\right)$

$d_D\left[n\right]=-\frac{V_G-V_O}{V_O}{d}_D[n-1]+\frac{L}{V_G{R}_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_v[n-1\left]\right)=\frac{{V_G+V}_O}{2V_G}---\left(22\right)$

邻周期采样、平均值电压控制、三角后缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压峰值V_p[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压峰值V_p[n]。V_ave[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

$V_{\mathrm{ave}}\left[n\right]=V_P[n-1]-m_2(1-d_D[n-1\left]\right)T_S+\frac{1}{2}{m}_1{d}_D[n-1]T_s+\frac{1}{2}(m_1+m_2)d_D\left[n\right]{T_s-\frac{1}{2}{m}_2{T}_s=V}_{\mathrm{REF}}[n-1]---\left(23\right)$

$d_D\left[n\right]=-\frac{V_G+V_O}{V_G}{d}_D[n-1]+\frac{2L}{V_G{R}_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_p[n-1\left]\right)=\frac{{3V}_O}{V_G}---\left(24\right)$

邻周期采样、平均值电压控制、三角前缘调制时的采样点为第[n-1]周期的输出电压谷值V_v[n-1]，更新点为第[n]周期的输出电压谷值V_v[n]。V_ave[n]的计算公式及由此推导出的第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式分别为：

$V_{\mathrm{ave}}\left[n\right]=V_v[n-1]-\frac{1}{2}{m}_2(1-d_D[n-1\left]\right)T_S+m_1{d}_D[n-1]T_S+\frac{1}{2}(m_1+m_2)d_D\left[n\right]T_s-\frac{1}{2}{m}_2{T}_s=V_{\mathrm{REF}}[n-1]---\left(25\right)$

$d_D\left[n\right]=-\frac{{2V}_G-V_O}{V_G}{d}_D[n-1]+\frac{2L}{V_G{R}_E{T}_s}\left(V_{\mathrm{REF}}\right[n-1]-V_v[n-1\left]\right)=\frac{{2V}_O}{V_G}---\left(26\right)$

以上以降压型DC-DC开关变换器为例，并采取输出电压反馈控制，根据三种控制目标变量以及四种对称数字脉冲宽度调制方式，共建立了12种邻周期采样时的电压控制律。可以发现第[n]周期占空比d_D[n]的计算公式具有统一的格式，为此，定义降压型DC-DC开关变换器邻周期采样时电压控制律的统一表达式为：

d_D[n]＝A₁d_D[n-1]+A₂(V_REF[n-1]-V_v/p[n-1])+A₃    (27)

其中，d_D[n-1]和d_D[n]分别为第[n-1]周期和第[n]周期的数字占空比，V_REF[n-1]为第[n-1]周期的参考电压，V_v/p[n-1]为第[n-1]周期输出电压的谷值或峰值。A₁、A₂和A₃均为常数，具体值与控制目标和调制方式有关，通过改变这些常数值，可以实现前述12种邻周期采样控制。数字控制降压型DC-DC开关变换器采用本发明的邻周期采样控制方法时，电压控制律具有统一的表达式，有利于硬件电路实现和系统可重构。

Claims (1)

1.一种数字控制降压型DC-DC开关变换器的邻周期采样电压控制方法，其特征在于包括以下步骤：

在第[n-1]周期的d_D[n-1]T_S时刻，采样输出电压得到V_D[n-1]，然后按照电压控制律

d_D[n]＝A₁d_D[n-1]+A₂(V_REF[n-1]-V_v/p[n-1])+A₃

计算并更新第[n]周期的占空比d_D[n]，进而调节输出电压使其稳定在参考电压值；

其中，输入变量d_D[n-1]为第[n-1]周期的数字占空比、V_REF[n-1]为第[n-1]周期的参考电压、V_v/p[n-1]为第[n-1]周期输出电压的谷值或峰值，A₁、A₂和A₃均为常数，取值与控制目标和调制方式有关。