CN104467470A - 一种开关电源的数字pfm控制模式实现方法 - Google Patents

Abstract

一种开关电源的数字PFM模式实现方法，基于包括采样电路、AD转换模块、误差计算模块、数字PID模块、数字PFM控制模块以及DPWM模块构成的PFM调节系统，该调节系统与受控的开关电源连接起来，构成一个闭环；采样电路对开关电源的输出电压进行采样，采样输出经过AD转换为数字信号，后进入误差计算模块，连续的数字信号进入误差计算模块与设定的电压值进入比较器中比较，产生的偏差(同时记录历史偏差)和偏差变化率供给数字PID模块，在数字PID模块中执行补偿算法，递交给PFM控制模块输出合适的占空比，从而控制数字电源的开关管用于稳压。

Description

一种开关电源的数字PFM控制模式实现方法

技术领域

本发明涉及用于开关电源的控制模式切换，尤其涉及一种开关电源的数字PFM控制模式实现方法，是一种可以同时调制频率与占空比(或峰值电流)的PFM控制模式。

背景技术

开关电源通常作为各类用电设备的电源，起到将未调整的交流或直流输入电压变换为调整后的交流或直流输出电压。开关电源对效率的要求越来越高，为了实现高的效率，人们提出了多模式控制方法，多模式控制可以有效的提高电源的效率，但带来的问题是设计的复杂化，特别是当模式控制较多时，电路的设计成本与难度不断提高。

以5V，1A输出的反激变换器为例，当负载功耗减小时，为了减小电路损耗通常会减小开关频率。定义输出负载电流为0.2A，为负载A，开关频率f_A为20kHz时，电路具有较高的效率，输出负载电流为1A为负载B，开关频率f_B为70kHz，这个开关频率下的系统效率较高，这两个负载点的开关频率选择是根据系统效率要求而选择的。

假定在设计从负载A到负载B的模式控制工作方法，A，B之间的负载功率为P_A，P_B且P_A较小，开关频率分别为f_A，f_B。若根据设计要求f_A＝f_B，那么控制方法需要保证开关周期不变，调整占空比大小即可，这种方法称为PWM模式控制方法；若根据设计要求需要满足f_A＜f_B，且此时每个开关周期传输的能量在不同负载下都是相同的，只需保证导通时间大小不变，调整开关频率即可满足设计要求，这种方法称为PFM模式控制方法；若根据设计要求需要满足f_A＜f_B，且此时需要取一个中间负载C，其负载功率与开关频率为P_C，f_C，此时从负载A到负载B至少需要PWM与PFM两种模式才能实现，一种方法是令f_A＝f_C，负载C为0.29A负载，开关频率为20kHz，A，C之间负载采用PWM模式，B，C负载之间采用PFM模式，另一种是令f_B＝f_C，负载C为0.7A负载，开关频率为70kHz，A，C之间采用PFM模式，B，C之间采用PWM模式；若据设计要求需要满足f_A＜f_B，且通过PWM与PFM模式无法实现A，B之间的连续平稳变化。

从上面的分析可以看到，对于开关电源的工作模式而言，通用的控制方法有周期不变的PWM模式与导通时间不变的PFM模式，但两个不同的负载A，B之间的频率f_A，f_B与负载大小P_A，P_B的关系不满足f_A＝f_B或的要求，那么负载A到负载B之间的负载需要工作在PWM与PFM两种模式，这样不同的负载范围采用不同的工作模式，这使得控制更加复杂，并且不同模式之间的切换会带来较大的纹波或者不稳定性。因此，在设计从负载A到负载B的模式控制工作方法时，若单独使用PWM与PFM模式，电路的控制系统较为简单，但需要满足f_A＝f_B或要求，若不满足以上的条件需要同时使用PWM与PFM模式，必然会使电路的控制方法复杂化。

一般在升压Boost电路中，恒压控制为了简单高效，一般同时采用PWM，PFM两种模式控制，在20％负载大小以下一般采用PFM模式控制，在此点以上一般采用PWM模式控制，该切换点可以认为为负载点A,大于该点的负载时，开关频率与满载时的开关频率相同，这段负载范围电路由于开关频率很高，其效率很低，要提高这些点的效率，可能需要更多的模式。

由于负载A到负载B的开关频率与负载大小关系多变，提出一种灵活的简单易实现的控制方法，对优化电路设计，提高电路的性能很有必要。

发明内容

为克服现有技术的局限和不足，本发明提出一种开关电源的数字PFM控制模式实现方法，这种方法可以同时调整开关频率与导通时间，采用一种数字PFM模式方法来代替同时使用PWM与PFM模式的方法，减少了多模式控制，使得控制更加简单，不存在模式切换引入的不稳定的问题，使得电路的设计更加灵活，提高了模式切换与模式设计的灵活性。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种开关电源的数字PFM控制模式实现方法，其特征在于：基于包括采样电路、AD转换模块、误差计算模块、数字PID模块、数字PFM控制模块以及DPWM模块构成的PFM调节系统，该调节系统与受控的开关电源连接起来，构成一个闭环；采样电路对开关电源的输出电压进行采样，采样输出经过AD转换模块转换为数字信号后进入误差计算模块，通过误差计算模块中设置的比较器将采样电压信号与给定电压信号比较，得到当前采样周期N位二进制的电压偏差数字量ε_μ[N:1]并予以记录，并将当前采样周期的N位二进制电压偏差ε_μ[N:1]和上一个采样周期的N位二进制电压偏差ε_μ[N:1]通过计算得到N位二进制的偏差变化率Δε_μ[N:1]，将ε_μ[N:1]和Δε_μ[N:1]输入数字PID模块，得到相应的补偿参数为M位二进制数字量V_PI[M:1]输出至数字PFM控制模块，PFM控制模块同时实现对开关频率与占空比的调制，得到开关周期与占空比的大小后输出至DPWM模块，DPWM模块输出控制开关电源功率管的开通与关断的波形，实现一种数字控制的PFM模式替代PFM与PWM模式的多模式方案；然后再次对开关电源的输出电压进行采样，并重复上述过程进行循环控制开关电源功率管的开通和关断，以使系统更加稳定，从而获得更高的瞬态响应。

所说误差计算模块中的比较器是减法器，其正端连接输出电压的N₂位二进制数字量参考量V_ref[N₂：1]，负端连接AD转换模块的是N₂位二进制的输出电压数字量V_out[N₂:1]，减法器的输出为当前采样周期的N位二进制的电压偏差数字量ε_μ[N:1]，将其与上一个采样周期的N位二进制电压偏差ε_μ[N:1]相减得到N位二进制偏差变化率Δε_μ[N:1]；

所说的数字PID模块包括微分、比例、积分及求和四个运算功能模块，积分与比例单元的输入为N位二进制的电压偏差ε_μ[N:1]，微分模块的输入为N位二进制的偏差变化率Δε_μ[N:1]，将微分、比例、积分三个运算单元的输出在求和运算模块中求和，求和运算模块输出为补偿结果为M位二进制的数字量V_PI[M:1]；

所说数字PID模块包括微分、比例、积分及求和四个运算单元，微分运算单元的输入为N位二进制的偏差变化率Δε_μ[N:1]，比例运算单元和积分运算单元的输入均为N位二进制的电压偏差ε_μ[N:1]，将微分、比例、积分三个运算单元的输出在求和运算单元中求和，求和运算单元输出补偿结果为M位二进制的数字量V_PI[M:1]；

所说的数字PFM控制模块包括占空比调制模块与频率调制模块，其中：

占空比调制模块的输入是求和运算单元输出的M位二进制数字量V_PI[M:1]，通过比例运算得到M₂位二进制的占空比数字量D[M₂:1]的大小或M₂位二进制的峰值电流I_P[M₂:1]的大小，运算方法为D＝K₂V_PI或I_P＝K₂V_PI；D为占空比大小，K₂为比例运算参数，输出为M₂位二进制量，K₂的大小根据M₂与M决定，K₂取2^M2-M，M₂>M；

频率调制模块的输入也是求和运算单元输出的M位二进制数字量V_PI[M:1]，根据数字PID模块的M位二进制输出数字量V_PI[M:1]调整开关周期，根据V_PI[M:1]数字量通过一阶线性运算得到P位二进制数字量的开关周期T_s[P:1]的大小，这里用P位的二进制量表示一个开关周期的时钟个数，调制方法为T_s＝T_s,0+K₁V_PI，T_s[P:1]为开关周期大小，T_s,0与K₁为一阶线性运算常数，T_s,0，K₁与确定方法是根据已知两个负载点A，B设计的开关周期T_s,A[P:1]、T_s,B[P:1]与负载点A，B的M₂位二进制的占空比D_A[M₂:1]、D_B[M₂:1]，通过频率调制模块的一阶运算方法组成方程组计算得到，方程组如下：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_{s,A}=T_{s,0}+K_1{V}_{\mathrm{PI},A}\\ T_{s,B}=T_{s,0}+K_1{V}_{\mathrm{PI},B}\\ D_A=K_2{V}_{\mathrm{PI},A}\\ D_B=K_2{V}_{\mathrm{PI},B}\end{array}\right.$

所说DPWM模块包括DPWM单元和驱动电路，频率调制模块的输出P位二进制量T_s[P:1]给出了周期的时钟数目，占空比调制模块的M₂位二进制输出量D[M₂:1]给出了开关管导通的时间长度，DPWM单元根据内部计数器与比较器判断何时开通与关断开关管，DPWM单元的输出连接驱动电路，驱动电路选择延迟时间小的电路，驱动电路的输出连接开关电源功率管的栅极。

本发明的优点及显著效果：

1、本发明的控制实现方法当开关电源的两个不同负载A，B，根据效率要求的开关频率f_A，f_B与负载大小P_A，P_B的关系不满足f_A＝f_B或要求，那么负载A到负载B之间的负载只需工作本发明的数字PFM控制模式下，不需要工作在PWM与PFM两种模式。

2、本发明通过对频率与占空比(或峰值电流)的同时调制实现方法简单稳定，不会引入模式切换带来的问题。

3、本发明可以提高电路多模式设计的灵活性，提高电路的效率,由于频率对输出电压敏感，动态响应快速。

4、本发明能适用于各类开关电源电路结构，具备通用性，可复用性和可移植性；

5、本发明的数字PID模块可以各种高效补偿控制算法，如模糊控制算法、智能化控制算法等算法均可在此算法模块中通过数字编程实现。

附图说明

图1是本发明数字控制系统结构框图；

图2是本发明系统中的数字PFM控制模块内部结构图；

图3是将本发明系统应用于多模式控制的反激变换器的闭环电路实施例；

图4是多模式flyback电路的一种多模式控制方案的恒压控制的频率负载曲线(图4a)和峰值电流曲线(图4b)；

图5是本发明对图4的多模式flyback电路改进后的恒压控制的频率负载曲线(图5a)和峰值电流曲线(图5b)；

图6是本发明的PFM控制模式对多模式boost电路设计的改进的频率曲线。

具体实施方式

如图1，本发明方法基于包括采样电路、AD转换模块、误差计算模块、数字PID模块、数字PFM控制模块以及DPWM模块构成的PFM调节系统，该调节系统与受控的开关电源连接起来，构成一个闭环；采样模块对开关电源的输出电压进行采样，采样输出经过AD转换模块转换为数字信号后进入误差计算模块，通过误差计算模块中设置的减法器将输出N₂位二进制的电压数字量参考量V_ref[N₂:1]与N₂位二进制的输出电压数字量V_ou[tN₂:1]相减，当前采样周期N位二进制的电压偏差ε_μ[N:1]并予以记录，并将当前采样周期的N位二进制数字误差量ε_μ[N:1]和上一采样周期的N位二进制数字误差量ε_μ[N:1]通过计算得到N位二进制的偏差变化率数字量Δε_μ[N:1]，，将ε_μ[N:1]和Δε_μ[N:1]，输入数字PID模块，得到相应的补偿结果的M位二进制数字量V_PI[M:1]输入PFM控制模块，PFM控制模块同时实现对开关频率与占空比的调制，得到开关周期与占空比的大小后输出至DPWM模块，DPWM模块输出控制开关电源功率管的开通与关断的波形，实现了用一种数字PFM模式代替同时使用PWM与PFM模式的切换；然后再次对开关电源的输出电压进行采样，并重复上述过程进行循环控制开关电源功率管的开通和关断，以使系统更加稳定，从而获得更高的瞬态响应。

如图2，数字PFM控制模块包括频率调制模块与占空比调制模块。频率调制模块根据数字PID模块输出的M位二进制数字量V_PI[M:1]调整开关周期。频率调制模块根据V_PI[M:1]数字量通过一阶线性运算得到开关周期的大小，运算方法为T_s＝T_s,0+K₁V_PI，T_s为开关周期大小，T_s,0与K₁为一阶线性运算参数；占空比调制模块的输入是V_PI[M:1]数字量通过比例运算得到占空比的大小。运算方法为D＝K₂V_PI，D为占空比大小，K₂为比例运算参数。

频率调制模块与占空比调制模块相关的运算参数K₂的确定方法是：K₂为比例运算参数，输出为M₂位二进制量，K₂的大小根据M₂与M决定，K₂一般取2^M2-M，一般有M₂>M。

T_s,0与K₁的确定方法是根据该控制方法的已知两个负载点A，B的P位二进制数字量的开关周期T_s,A[P:1]，T_s,B[P:1]与M₂位二进制数字量的占空比D_A[M₂:1]，D_B[M₂:1]，通过频率调制模块的一阶运算方法组成方程组计算得到，方程组如下。

$\left\{\begin{array}{c}{T}_{s,A}=T_{s,0}+K_1{V}_{\mathrm{PI},A}\\ T_{s,B}=T_{s,0}+K_1{V}_{\mathrm{PI},B}\\ D_A=K_2{V}_{\mathrm{PI},A}\\ D_B=K_2{V}_{\mathrm{PI},B}\end{array}\right.$

图3是将图1应用于反激开关电源电路的实施例(以原边反馈的反激电路为例)，本发明也可用于其他类型的开关电源电路结构。

反激变换器电源的输入为90～265V，输出为5V，电流最大为1A，电感大小为1.5mH，变压器匝比为104/6，输出恒压。下面给出已有电路的在不同负载下的工作方法，本实例将对已有的工作方法进行优化。

该实例是一款多模式反激变换器，在多模式恒压控制中进行模式改进，引入本文的数字PFM控制模式，简化模式设计。电路采用的是原边峰值电流控制，这里的峰值电流等效于前面设计中的导通时间大小，因此这里的PWM模式是保持开关频率不变，改变峰值电流；PFM模式是保证峰值电流不变，改变开关频率。通过采样模块对输出电压进行采样，进行相关控制。本文的数字PFM控制模式是通过误差放大模块的输出结果，对开关周期与原边峰值电流同时进行调制。

定义负载A为5Ω，此时开关频率为70kHz；定义负载负载C为7.14Ω，此时开关频率为70kHz；定义负载B为25Ω，此时开关频率为20kHz；定义负载D为100Ω，此时开关频率为20kHz。当负载介于A，C之间采用PWM模式，负载介于B，C之间时，采用PFM模式，载介于B，D之间采用PWM模式，定义为Deep-PWM(DPWM)，负载小于D时，采用PFM模式，定义为Deep-PFM(DPFM)模式，如图4。可以看到当负载介于负载A到负载B之间，根据负载功耗大小，偏小时工作在PFM模式，偏大时工作在PWM模式。

本实例将介于负载A到负载B的负载用本文提出的数字PFM控制模式来实现，这里为了区别，将本实例的数字PFM控制模式记为PFM_D，PFM模式为通常所指的变频控制模式。本实例的PFM_D模式，采样是9位ADC对输出电压进行采样，根据能量守恒，电源的效率η为80％。

在负载A时，开关频率为f_s,A＝70kHz，原边峰值电流为I_P,A＝0.345A，峰值电流相对DAC单元的数字量为V_P,A＝217，对于20MHz的时钟，开关周期为T_s,A＝287；在20％的负载时，f_s,B＝20kHz，原边峰值电流为I_P,B＝0.289A，峰值电流相对DAC单元的数字量为V_P,B＝186，对于20MHz的时钟，开关周期为T_s,B＝1000。根据占空比调制模块，有V_PI＝K₂V_P，V_PI为数字PID模块的输出数字量，令K₂＝8。根据周期调制模块，T_s＝T_s,0+K₁V_PI，根据负载A，B的值可以计算得到T_s,0＝5278，周期调制公式为 $T_s=5278-\frac{713}{248}{V}_{\mathrm{PI}}.$

得到新的频率曲线如图5，PWM与PFM模式通过本发明的PFM_D模式来实现，根据频率曲线，由于开关周期T_s对数字PID模块的输出的M位二进制补偿量V_PI[M:1]较为敏感，本实例在A，B两负载间的动态响应速度会有所增加，由于负载减小，开关频率下降，电源效率会有所提高，并且从A到B峰值电流的变化是单调的，系统更加稳定。

图6是本发明的实例是升压boost电路恒压控制电路，对其控制的改进，可以看到一般的设计方法中，采用PWM与PFM模式(图6a)，当负载略大于负载B时，开关频率f_smax较大，使得电路效率不高。根据本实例的PFM_D设计方法(图6b)，可以降低负载B点的开关频率为f_smid，这样负载略大于B点的负载其效率就可以得到提升，电路的效率可以的到提高，可见本发明可以提高多模式设计的灵活性。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明，在此描述的本发明可以有许多变化(在其他开关电源中都可以使用这种PFM模式控制)，这种变化不能人为偏离本发明的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变，都应包括在本权利要求书的涵盖范围之内。

Claims (2)

1.一种开关电源的数字PFM控制模式实现方法，其特征在于：基于包括采样电路、AD转换模块、误差计算模块、数字PID模块、数字PFM控制模块以及DPWM模块构成的PFM调节系统，该调节系统与受控的开关电源连接起来，构成一个闭环；采样电路对开关电源的输出电压进行采样，采样输出经过AD转换模块转换为数字信号后进入误差计算模块，通过误差计算模块中设置的比较器将采样电压信号与给定电压信号比较，得到当前采样周期电压偏差的N位二进制数字量ε_μ[N:1]并予以记录，并将当前采样周期的电压偏差ε_μ[N:1]和上一个采样周期的N位二进制数字量电压偏差ε_μ[N:1]通过计算得到N位二进制数字量的偏差变化率Δε_μ[N:1]，将ε_μ[N:1]和Δε_μ[N:1]输入数字PID模块，得到相应的补偿参数为M位二进制数字量V_PI[M:1]输出至数字PFM控制模块，PFM控制模块同时实现对开关频率与占空比的调制，得到开关周期与占空比的大小后输出至DPWM模块，DPWM模块输出控制开关电源功率管的开通与关断的波形，实现一种数字控制的PFM模式替代PFM与PWM模式的多模式方案；然后再次对开关电源的输出电压进行采样，并重复上述过程进行循环控制开关电源功率管的开通和关断，以使系统更加稳定，从而获得更高的瞬态响应。

2.根据权利要求1所述开关电源的数字PFM控制模式实现方法，其特征在于：

所说误差计算模块中的比较器是减法器，其正端连接输出电压的N₂位二进制数字参考量V_ref[N₂:1]，其负端连接AD转换模块的N₂位二进制输出电压数字量V_out[N₂:1]，减法器的输出为N位二进制的当前采样周期的电压偏差数字量ε_μ[N:1]，将其与上一个采样周期N位二进制数字量的电压偏差ε_μ[N:1]相减得到N位二进制数字量的偏差变化率Δε_μ[N:1]；

所说的数字PID模块包括微分、比例、积分及求和四个运算功能模块，积分与比例单元的输入为N位二进制的电压偏差ε_μ[N:1]，微分模块的输入为N位二进制的偏差变化率Δε_μ[N:1]，将微分、比例、积分三个运算单元的输出在求和运算模块中求和，求和运算模块输出补偿结果为M位二进制的数字量V_PI[M:1]；

所说数字PID模块包括微分、比例、积分及求和四个运算单元，微分运算单元的输入为N位二进制的偏差变化率Δε_μ[N:1]，比例运算单元和积分运算单元的输入均为N位二进制的电压偏差ε_μ[N:1]将微分、比例、积分三个运算单元的输出在求和运算单元中求和，求和运算单元输出补偿结果为M位二进制的数字量V_PI[M:1]；

所说的数字PFM控制模块包括占空比调制模块与频率调制模块，其中：

占空比调制模块的输入是数字PID模块求和运算单元输出的M位二进制数字量V_PI[M:1]，通过比例运算得到M₂位二进制的占空比数字量D[M₂:1]的大小或M₂位二进制的峰值电流I_P[M₂:1]的大小，运算方法为D＝K₂V_PI或I_P＝K₂V_PI；D为占空比大小，K₂为比例运算参数，输出为M₂位二进制量，K₂的大小根据M₂与M决定，K₂取2^M2-M，M₂>M；

频率调制模块的输入也是数字PID模块求和运算单元输出的M位二进制数字量V_PI[M:1]，根据数字PID模块的M位二进制输出数字量V_PI[M:1]调整开关周期，根据V_PI[M:1]数字量通过一阶线性运算得到P位二进制数字量的开关周期T_s[P:1]的大小，这里用P位的二进制量表示一个开关周期的时钟个数，调制方法为T_s＝T_s,0+K₁V_PI，T_s[P:1]为开关周期大小，T_s,0与K₁为一阶线性运算常数，T_s,0，K₁与确定方法是根据已知两个负载点A，B设计的开关周期T_s,A[P:1]、T_s,B[P:1]与负载点A，B对应的M₂位二进制的占空比D_A[M₂:1]、D_B[M₂:1]，通过频率调制模块的一阶运算方法组成方程组计算得到，方程组如下：

$\left\{\begin{array}{c}{T}_{s,A}=T_{s,0}+K_1{V}_{\mathrm{PI},A}\\ T_{s,B}=T_{s,0}+K_1{V}_{\mathrm{PI},B}\\ D_A=K_2{V}_{\mathrm{PI},A}\\ D_B=K_2{V}_{\mathrm{PI},B}\end{array}\right.$

所说DPWM模块包括DPWM单元和驱动电路，频率调制模块的输出P位二进制量T_s[P:1]给出了周期的时钟数目，占空比调制模块的M₂位二进制输出量D[M₂:1]给出了开关管导通的时间长度，DPWM单元根据内部计数器与比较器判断何时开通与关断开关管，DPWM单元的输出连接驱动电路，驱动电路选择延迟时间小的电路，驱动电路的输出连接开关电源功率管的栅极。