CN103795255A - 具初级侧回授控制的返驰式电压转换器及其电压控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明是有关于一种电压控制方法，应用于具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，该电压控制方法是先撷取返驰式电压转换器中变压电路的初级侧绕组的电流，再将该电流进行积分以得到平均电压，接着比较该平均电压以及与变压电路的次级侧绕组电流有关的映射电压，并根据比较结果调节返驰式电压转换器中切换开关的工作周期，如此将可使返驰式电压转换器在非连续导通模式、连续导通模式或边界导通模式下皆可有效补偿输出电流的变化，大幅提升输出电压稳压率。

Description

具初级侧回授控制的返驰式电压转换器及其电压控制方法
技术领域
本发明涉及一种电压转换器，特别是指一种可应用于连续导通模式、非连续导通模式或边界导通模式的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器及其电压控制方法。
背景技术
返驰式(Flyback)电压转换器是目前广泛应用于各种电子设备的电源电路，如图1所示，此类电压转换器900使用次级侧回授控制架构，其电路元件多，导致整体电路体积庞大且增加电路设计复杂度。此外，该返驰式电压转换器900中的低成本光耦合器910的电流转换比(Current TransferRatio，CTR)容易随温度与时间的改变会有剧烈的衰减，造成电路信赖度下降。因此，目前有些的返驰式电压转换器会采用初级侧调节(Primary SideRegulation，PSR)技术，以简化电路且降低成本。
然而，现有的PSR控制是将返驰式电压转换器操作在非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)，侦测初级侧线圈的电压波形达到输出电压稳定的效果，但此控制方式仅适用在低功率(15瓦以下)的应用，换句话说，当输出负载电流较大时，其输出电压会有较大的变化，造成电压稳压率不佳，并无法满足大功率电压转换器的需求。
发明内容
本发明的目的在于提供一种不但可以操作在非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)，亦可以操作在连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)或边界导通模式(Boundary ConductionMode，BCM)，且有效提升输出电压稳压率的电压控制方法。
本发明电压控制方法，应用于具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，该电压控制方法包含以下步骤：
(A)撷取返驰式电压转换器中变压电路的初级侧绕组的电流；
(B)将该电流进行积分以得到平均电压；
(C)比较该平均电压以及与变压电路的次级侧绕组电流有关的映射电压；及
(D)根据比较结果调节返驰式电压转换器中切换开关的工作周期，以调节该返驰式电压转换器的输出电压。
借由步骤(D)调节该返驰式电压转换器中切换开关的工作周期，进而达到补偿该返驰式电压转换器的输出电流变化，以提升具初级侧回授控制的返驰式电压转换器次级侧输出电压稳压率的功效。
其中上述步骤(C)将该平均电压与该映射电压相减以求得差值电压，该步骤(D)则是根据该差值电压调节该返驰式电压转换器中该切换开关的工作周期。
其中上述变压电路的初级侧绕组包括第一初级侧绕组和第二初级侧绕组，该步骤(A)则是撷取该变压电路的该第一初级侧绕组的电流。
其中上述映射电压由该变压电路的次级侧绕组电流等比例映射至该变压电路的该第二初级侧绕组的电流并通过电阻转换产生。
其中上述平均电压为负值，且该步骤(C)是将该平均电压与该映射电压相加以求得差值电压，该步骤(D)则是根据该差值电压调节该返驰式电压转换器中该切换开关的工作周期。
此外，本发明的另一目的，即在提供一种可以执行上述电压控制方法的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器。
本发明具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，包含返驰式电压转换电路及回授控制电路。
返驰式电压转换电路包括变压电路、第一二极管、输出电容、切换开关及输出电压取样电路。变压电路包括第一初级侧绕组、第二初级侧绕组及次级侧绕组，且第一初级侧绕组的一端接收输入信号。第一二极管具有电连接次级侧绕组的阳极及阴极。输出电容的一端电连接第一二极管的阴极，且另一端接地，输出电容用以产生输出电压。切换开关具有电连接第一初级侧绕组的另一端的第一端、受控的控制端及第二端。输出电压取样电路电连接第二初级侧绕组，用以接收由次级侧绕组映射至第二初级侧绕组的映射电流，并将该映射电流转换成映射电压。
回授控制电路电连接输出电压取样电路及切换开关的第二端，回授控制电路撷取流经第一初级侧绕组的电流，并将电流积分以得到平均电压，回授控制电路再比较平均电压及映射电压，以提供脉宽调制模块根据比较结果控制该切换开关的工作周期，如此将可有效补偿该返驰式电压转换电路的输出电流的变化，大幅提升输出电压稳压率。
回授控制电路包括电流取样电路、积分电路及差值计算电路。电流取样电路电连接切换开关的第二端，用以接收流经第一初级侧绕组的电流。积分电路电连接电流取样电路，该积分电路将电流取样电路所接收的电流积分，以产生平均电压。差值计算电路电连接积分电路及输出电压取样电路，用以计算平均电压及映射电压的差值所得的差值电压，以提供脉宽调制模块根据该差值电压控制切换开关的工作周期。
其中上述电流取样电路为取样电阻，其一端电连接该切换开关的第二端，另一端则接地。
进一步来说，输出电压取样电路包括第二二极管、辅助电容、第一电阻及第二电阻。第二二极管具有电连接第二初级侧绕组的一端的阳极及阴极。辅助电容的一端电连接第二二极管的阴极，另一端则接地。第一电阻的一端电连接第二二极管的阴极，第二电阻的一端电连接第一电阻的另一端，且第二电阻的另一端接地，第二电阻将映射电流转换成映射电压。
积分电路包括第一运算放大器、辅助电阻及积分电容。第一运算放大器具有电连接电流取样电路的非反相端、反相端及电连接反相端的输出端。辅助电阻的一端电连接第一运算放大器的输出端，另一端电连接积分电容的一端，且积分电容的另一端接地。
差值计算电路包括第二运算放大器、第三电阻、第四电阻、第五电阻及第六电阻。第二运算放大器具有非反相端、反相端及输出端。第三电阻的一端电连接积分电容，另一端电连接第二运算放大器的反相端。第四电阻的一端电连接第二运算放大器的反相端，另一端则电连接第二运算放大器的输出端。第五电阻的一端电连接输出电压取样电路中第一电阻与第二电阻的连接处并接收映射电压，另一端则电连接第二运算放大器的非反相端。第六电阻的一端电连接第二运算放大器的非反相端，另一端则接地。
其中，第五电阻与第三电阻的电阻值相同，第六电阻与第四电阻的电阻值相同。
其中上述平均电压及该映射电压的差值与该差值电压之间的比例常数由该第三电阻与该第四电阻来决定。
另外，本发明回授控制电路也可以是包括比流器、转换电阻、储能电容、第七电阻及第八电阻。
比流器用以感应第一初级侧绕组的电流并对应产生感应电流。转换电阻的一端电连接该比流器，储能电容的一端电连接转换电阻的另一端，储能电容的另一端则接地。第七电阻的一端电连接转换电阻与储能电容的连接处，且第八电阻的一端电连接第七电阻的另一端，而第八电阻的另一端电连接输出电压取样电路并接收该映射电压。
进一步说明，比流器包括感应电路、比流电阻及比流二极管。感应电路用以感应第一初级侧绕组电流并产生该感应电流。比流电阻的一端电连接感应电路的一端，另一端则接地。比流二极管具有电连接感应电路的另一端的阳极及一接地的阴极。
其中上述返驰式电压转换电路还包括偏压电阻，该偏压电阻的一端电连接该切换开关的第二端，且另一端接地。
其中上述次级侧绕组的电流映射至该第二初级侧绕组的比例与该次级侧绕组与该第二初级侧绕组之间的匝数比有关。
借由感应电路感应第一初级侧绕组电流而产生感应电流，并使感应电流流经比流电阻而得到负电压，再对该负电压做积分得到负的平均电压。接着，借由第七电阻及第八电阻的设计及简单的重叠定理，将第二初级侧绕组的映射电压与比流器产生的负平均电压相加，以求得差值电压，使得脉宽调制模块可根据该差值电压调节返驰式电压转换电路中切换开关的工作周期。
本发明的有益效果在于：本发明除了采用初级侧调节(Primary SideRegulation，PSR)技术以免除传统次级侧回授控制电路的光耦合器所造成的电路信赖度下降及设计复杂等问题外，还借由初级侧回授控制电路作为返驰式转换器的输出电压补偿，用以提升较大功率输出负载的输出稳压率。故本发明的功效在于，通过本发明的电压控制方法可使具初级侧回授控制的返驰式电压转换器在非连续导通模式、连续导通模式或边界导通模式下皆可有效补偿输出电流的变化，大幅提升返驰式电压转换器的次级侧输出电压稳压率。此外，本发明具初级侧回授控制的返驰式电压转换器不但功率应用范围广，且同时也可简化电路设计，减少成本及所需空间，并增加电路信赖性。
附图说明
图1是说明现有习知返驰式电压转换器的电路架构；
图2是说明本发明电压控制方法的流程图；
图3是说明本发明返驰式电压转换器的第一实施例；
图4是说明第一实施例中取样电阻RS的跨压VRS、平均电压VC、映射电压VR2、差值电压VEA在轻载时的波形图；
图5是说明第一实施例中取样电阻RS的跨压VRS、平均电压VC、映射电压VR2、差值电压VEA在重载时的波形图；
图6是说明本发明返驰式电压转换器的第二实施例；
图7是说明第二实施例中比流电阻RCT的跨压VRCT、平均电压VC、映射电压VR2、差值电压VEA在轻载时的波形图；
图8是说明第二实施例中比流电阻RCT的跨压VRCT、平均电压VC、映射电压VR2、差值电压VEA在重载时的波形图；
图9是说明本发明返驰式电压转换器操作在边界导通模式下，且输入信号Vin电压为90、115、230与264(V)的电压变化曲线；
图10是说明本发明使用初级侧回授控制与现有习知未使用初级侧回授控制的返驰式电压转换器在边界导通模式下的调节率曲线；
图11是说明本发明返驰式电压转换器操作在连续导通模式下，且输入信号Vin电压为90、115、230与264(V)的电压变化曲线；
图12是说明本发明使用初级侧回授控制与现有习知未使用初级侧回授控制的返驰式电压转换器在连续导通模式下的调节率曲线。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明：
参阅图2与图3，分别为本发明电压控制方法，以及应用该电压控制方法的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器100的第一实施例。
在本实施例中，返驰式电压转换器100包含返驰式电压转换电路10及回授控制电路20。
返驰式电压转换电路10包括变压电路11、第一二极管D1、输出电容CO、切换开关S及输出电压取样电路12。
变压电路11包括第一初级侧绕组111、第二初级侧绕组112及次级侧绕组113。第一初级侧绕组111的一端接收输入信号Vin，且另一端电连接切换开关S。切换开关S为N型金氧半场效电晶体(NMOS)，其具有电连接第一初级侧绕组111另一端的漏极(第一端)、受控的栅极(控制端)，以及电连接回授控制电路20的源极(第二端)。第一二极管D1具有电连接次级侧绕组113的阳极，及电连接输出电容CO一端的阴极。输出电容CO的另一端则接地，且用以产生输出电压VO。
输出电压取样电路12包括第二二极管D2、辅助电容Caux、第一电阻R1及第二电阻R2。第二二极管D2具有电连接第二初级侧绕组112一端的阳极，以及一电连接辅助电容Caux一端的阴极。第二初级侧绕组112的另一端及辅助电容Caux的另一端皆接地。第一电阻R1的一端电连接第二二极管D2的阴极，另一端则电连接第二电阻R2的一端。第二电阻R2的另一端接地。第一电阻R1及第二电阻R2会接收由次级侧绕组113的电流IS等比例映射至第二初级侧绕组112的映射电流IP2，并通过第二电阻R2将该映射电流IP2转换成映射电压VR2。其中，次级侧绕组113的电流IS映射至第二初级侧绕组112的比例是根据次级侧绕组113与第二初级侧绕组112之间的匝数比决定。
回授控制电路20包括电流取样电路21、积分电路22及差值计算电路23。
电流取样电路21为取样电阻RS，其一端电连接返驰式电压转换电路10的切换开关S的源极(第二端)，另一端则接地，取样电阻RS用以接收流经第一初级侧绕组111的电流IP1。
积分电路22包括第一运算放大器(OP)220、辅助电阻Raux及积分电容CS。第一运算放大器220具有电连接取样电阻RS的非反相端、反相端及电连接反相端的输出端。辅助电阻Raux的一端电连接第一运算放大器220的输出端，另一端电连接积分电容CS的一端，而积分电容CS的另一端则接地。积分电路22将电流取样电路21所接收的电流IP1积分，以产生平均电压VC。
差值计算电路23为减法器，其包括第二运算放大器230、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5及第六电阻R6。第二运算放大器230具有非反相端、反相端及电连接脉宽调制模块(PWM)30的输出端。第三电阻R3的一端电连接积分电容CS，另一端电连接第二运算放大器230的反相端。第四电阻R4的一端电连接第二运算放大器230的反相端，另一端电连接第二运算放大器230的输出端。第五电阻R5的一端电连接输出电压取样电路12中第一电阻R1与第二电阻R2的连接处，另一端电连接第二运算放大器230的非反相端。第六电阻R6的一端电连接第二运算放大器230的非反相端，另一端则接地。差值计算电路23将平均电压VC及映射电压VR2相减，以产生一差值电压VEA。因此，当切换开关S导通时，积分电路22会针对电流取样电路21所接收流经第一初级侧绕组111的电流IP1进行积分，以产生平均电压VC，再利用差值计算电路23以求得平均电压VC及映射电压VR2之间的差值电压VEA，使得脉宽调制模块30可根据差值电压VEA控制切换开关S的启闭，进而有效调节输出电压VO，提高电压稳压率。
在本实施例中，差值计算电路23的输出电压公式如下：
V EA = ( V R 2 - V C ) × R 4 R 3
其中，第五电阻R5与第三电阻R3的电阻值相同，第六电阻R6与第四电阻R4的电阻值相同，以将平均电压VC及映射电压VR2的差值与差值电压VEA之间的比例常数由第三电阻R3与第四电阻R4来决定。因此，当次级侧绕组电流IS上升，等比例映射到第二初级侧绕组112的电流IP2也会上升，使得取样电阻RS的压降VRS上升，同时平均电压VC也会上升，造成差值电压VEA下降，使得脉宽调制模块30可控制切换开关S的工作周期(duty cycle)增加；相反地，当次级侧绕组电流IS下降，等比例映射到第二初级侧绕组112的电流IP2也会随之下降，使得取样电阻RS的压降VRS降低，同时平均电压VC也会下降，造成差值电压VEA上升，使得脉宽调制模块30可减少切换开关S的工作周期，因此本回授控制电路20可有效调节返驰式电压转换电路10的输出电压稳压率。
换言之，本实施例中的回授控制电路20是利用电流取样电路21的取样电阻RS撷取返驰式电压转换电路10中变压电路11的第一初级侧绕组111的电流IP1(如图2的步骤S10)，并通过积分电路22将电流IP1进行积分以得到平均电压VC(如图2的步骤S20)。接着，借由差值计算电路23将该平均电压VC与次级侧绕组电流IS等比例映射到第二初级侧绕组112所产生的映射电压VR2相减，以求得差值电压VEA(如图2的步骤S30)，使得脉宽调制模块30可根据该差值电压VEA调节返驰式电压转换电路10中切换开关S的工作周期(如图2的步骤S40)，如此将可有效补偿返驰式电压转换电路10的输出电流的变化，大幅提升输出电压稳压率，且可使返驰式电压转换器100在非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)、连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)及边界导通模式(BoundaryConduction Mode，BCM)下皆可拥有很好的稳压效果。换句话说，本发明的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器可应用于大功率(例如40瓦以上)的装置，例如较高功率的笔记型电脑适配器上，且达到当输出负载变动时，仍可提供稳定的电流与电压给输出负载使用。
此外，特别说明的是，由于第一初级侧绕组111的电流IP1流经至电流取样电路21的反应时间会快于次级侧绕组113的电流IS映射至第二初级侧绕组112的反应时间，次级侧绕组113的电流IS会根据第二初级侧绕组112与次级侧绕组113之间的匝数比而映射至第二初级侧绕组112，因此，回授控制电路20需要通过积分电路22对电流IP1积分，以补足第二初级侧绕组112与次级侧绕组113之间等比例映射的反应时间，并使得差值计算电路23所计算的差值(差值电压VEA)较为精确。
参阅图4及图5，是切换开关S的工作周期、取样电阻RS的跨压VES、平均电压VC、映射电压VR2、差值电压VEA及输出电压VO分别在轻载及重载时的波形图，其中纵轴为电压，横轴为时间。由图可得知，当负载较轻时(如图4)，次级侧绕组电流IS较小，映射到第一初级侧绕组的电流IP1较小，流经取样电阻RS得到的跨压VRS也较小，经由积分电路22取得的平均电压VC较小，所以得到的差值电压VEA会较大，使得脉宽调制模块30增加切换开关S的工作周期，以稳定输出电压VO；反之，当负载较重时(如图5)，次级侧绕组电流IS较大，映射到第一初级侧绕组的电流IP1较大，使得流经取样电阻RS而得到的跨压VRS较大，经由积分电路22取得的平均电压VC较大，所以得到的差值电压VEA会较小，使得脉宽调制模块30降低切换开关S的工作周期，以稳定输出电压VO。
参阅图2及图6，为本发明返驰式电压转换器100的第二实施例，在本实施例中，返驰式电压转换器100包含返驰式电压转换电路10及回授控制电路20，且返驰式电压转换电路10的电路架构大致与第一实施例(如图3)相同，惟不同之处在于，本实施例的返驰式电压转换电路10还包含偏压电阻RX，该偏压电阻RX的一端电连接切换开关S的源极(第二端)，且另一端接地。特别说明的是，偏压电阻RX也可以省略，并不以此为限。
本实施例的回授控制电路20包含比流器(Current Transformer，CT)24、转换电阻RT、储能电容CT、第七电阻R7及第八电阻R8。第二实施例用比流器24取代第一实施例的差值计算电路23，不但电路设计更为简单且可靠度更高。
比流器24包括感应电路240、比流电阻RCT及比流二极管DCT。感应电路240用以感应第一初级侧绕组电流IP1(即流经切换开关S的电流)并产生感应电流ICT。比流电阻RCT的一端电连接感应电路240的一端，另一端则接地。比流二极管DCT的阳极电连接感应电路240的另一端，其阴极接地。
转换电阻RT的一端电连接比流电阻RCT，另一端则电连接储能电容CT的一端，储能电容CT的另一端则接地。第七电阻R7的一端电连接转换电阻RT与储能电容CT的连接处，另一端则电连接一脉宽调制模块(PWM)30。第八电阻R8的一端电连接脉宽调制模块(PWM)30，另一端则电连接输出电压取样电路12中第一电阻R1与第二电阻R2的连接处。
因此，利用比流器24的感应电路240感应第一初级侧绕组电流IP1而产生感应电流ICT(如图2的步骤S10)，并使感应电流ICT流经比流电阻RCT而得到负电压，再对此负电压做积分得到负的平均电压VC(如图2的步骤S20)，借由第七电阻R7及第八电阻R8的设计及简单的重叠定理，将第二初级侧绕组112的映射电压VR2与比流器24产生的负平均电压VC相加，以产生差值电压VEA(如图2的步骤S30)，使得脉宽调制模块30可根据该差值电压VEA调节返驰式电压转换电路10中切换开关S的工作周期(如图2的步骤S40)，如此将可有效补偿返驰式电压转换电路10的输出电流的变化，大幅提升输出电压稳压率。其电压公式如下：
V EA = V R 2 × R 7 R 7 + R 8 + ( - V C ) × R 8 R 7 + R 8
配合参阅图7及图8，是切换开关S的工作周期、比流电阻RCT的跨压VRCT、平均电压VC、映射电压VR2、差值电压VEA及输出电压VO分别在轻载及重载时的波形图，其中纵轴为电压，横轴为时间。当负载较轻时(如图7)，变压电路11的次级侧绕组电流IS较小，映射到第一初级侧绕组电流IP1较小，使得感应电路240所映射的感应电流ICT流经比流电阻RCT的跨压VRCT较小，通过储能电容CT而取得的负平均电压VC的绝对值较小，所得到的差值电压VEA会较大，使得脉宽调制模块30增加切换开关S的工作周期，以稳定输出电压VO；反之，当负载较重时(如图8)，变压电路11的次级侧绕组电流IS较大，映射到第一初级侧绕组电流IP1较大，使得感应电路240所映射的感应电流ICT流经比流电阻RCT的跨压VRCT较大，通过储能电容CT而取得的负平均电压VC的绝对值较大，所得到的差值电压VEA会较小，使得脉宽调制模块30减少切换开关S的工作周期，以稳定输出电压VO。因此，脉宽调制模块30可根据差值电压VEA调节返驰式电压转换电路10中切换开关S的工作周期，如此本实施例同样可以有效补偿返驰式电压转换电路10的输出电流的变化，大幅提升输出电压稳压率。
参阅图9，为上述两实施例的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器100操作在边界导通模式下，且输入信号Vin电压为90、115、230与264(V)的电压变化曲线，其中横轴为输出功率PO，纵轴为输出电压VO。借由脉宽调制模块(PWM)30适当地控制切换开关S切换，输入信号Vin电压分别为90、115、230与264(V)且负载分别在25%、50%、75%及100%的调节率(Regulation)可如下表一所示，其中可证明在各种负载及输入信号Vin电压下，返驰式电压转换器100的输出电压调节率均可维持在5%以内。
表一
Vin 25%负载 50%负载 75%负载 100%负载 调节率
90 19.38 19.23 18.97 18.33 -3.51%
115 19.33 19.22 19.03 18.61 -2.06%
230 19.33 19.16 18.95 18.64 -1.92%
264 19.34 19.14 18.92 18.58 -2.22%
参阅图10，为使用本发明初级侧回授控制与现有习知未使用初级侧回授控制的返驰式电压转换器在边界导通模式下的调节率曲线，其中曲线L1为本发明具初级侧回授控制的返驰式电压转换器100的调节率曲线，曲线L2为未使用初级侧回授控制的返驰式电压转换器的调节率曲线。由图可知，本发明的返驰式电压转换器100的调节率可从未使用初级侧回授控制的返驰式电压转换器的7.67%改善为3.51%，表示回授控制电路20可有效补偿返驰式电压转换电路10的输出电流的变化，大幅提升输出电压稳压率。
参阅图11，为上述两实施例的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器100操作在连续导通模式下，且输入信号Vin电压为90、115、230与264(V)的电压变化曲线，其中横轴为输出功率PO，纵轴为输出电压VO。借由脉宽调制模块(PWM)30适当地控制切换开关S切换，输入信号Vin电压分别为90、115、230与264(V)且负载分别在25%、50%、75%及100%的调节率(Regulation)可如下表二所示，其中可证明在各种负载及输入信号Vin电压下，返驰式电压转换器100的输出电压调节率同样均可维持在5%以内。
表二
Vin 25%负载 50%负载 75%负载 100%负载 调节率
90 19.09 19.32 19.55 19.24 +2.90%
115 19.04 19.19 19.36 19.46 +2.44%
230 18.84 18.88 18.91 18.88 -0.85%
264 18.82 18.84 18.87 18.81 -1.01%
参阅图12，为使用本发明初级侧回授控制与现有习知未使用初级侧回授控制的返驰式电压转换器在连续导通模式下的调节率曲线，其中曲线L1为本发明具初级侧回授控制的返驰式电压转换器100的调节率曲线，曲线L2为未使用初级侧回授控制的返驰式电压转换器的调节率曲线。由图可知，本发明的返驰式电压转换器100的调节率可从未使用初级侧回授控制的返驰式电压转换器的10.89%改善为2.90%，表示回授控制电路20可有效补偿返驰式电压转换电路10的输出电流的变化，大幅提升输出电压稳压率。
综上所述，本发明电压控制方法是基于次级侧绕组电流IS等比例映射至第二初级侧绕组112的特性而得知输出电压VO的变化，并通过第二初级侧绕组112的映射电压与撷取第一初级侧绕组111的电流IP1且将其积分后所得到的平均电压VC相比较，以产生差值电压VEA，使得后端脉宽调制模块30可根据该差值电压VEA调节返驰式电压转换电路10中切换开关S的工作周期，可有效补偿返驰式电压转换电路10的输出电流的变化，大幅提升输出电压稳压率。此外，本发明借初级侧回授控制电路用电感电流补偿方式使具初级侧回授控制的返驰式电压转换器可以操作于连续导通模式、非连续导通模式或边界导通模式，并将功率应用范围扩展至40W-120W，且本发明同时也可简化电路设计，减少成本及所需空间，并增加电路信赖性。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然而并非用以限定本发明,任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的方法及技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (18)

1.一种电压控制方法，应用于具初级侧回授控制的返驰式电压转换器；其特征在于：
该电压控制方法包含以下步骤：
(A)撷取该返驰式电压转换器中变压电路的初级侧绕组的电流；
(B)将该电流进行积分以得到平均电压；
(C)比较该平均电压以及与该变压电路的次级侧绕组电流有关的映射电压；及
(D)根据电压比较结果调节该返驰式电压转换器中切换开关的工作周期，以调节该返驰式电压转换器的输出电压。
2.如权利要求1所述的电压控制方法，其特征在于：该步骤(C)将该平均电压与该映射电压相减以求得差值电压，该步骤(D)则是根据该差值电压调节该返驰式电压转换器中该切换开关的工作周期。
3.如权利要求1所述的电压控制方法，其特征在于：该变压电路的初级侧绕组包括第一初级侧绕组和第二初级侧绕组，该步骤(A)则是撷取该变压电路的该第一初级侧绕组的电流。
4.如权利要求3所述的电压控制方法，其特征在于：该映射电压由该变压电路的次级侧绕组电流等比例映射至该变压电路的该第二初级侧绕组的电流并通过电阻转换产生。
5.如权利要求1所述的电压控制方法，其特征在于：该平均电压为负值，且该步骤(C)是将该平均电压与该映射电压相加以求得差值电压，该步骤(D)则是根据该差值电压调节该返驰式电压转换器中该切换开关的工作周期。
6.一种具初级侧回授控制的返驰式电压转换器；其特征在于：
该返驰式电压转换器包含：
返驰式电压转换电路，包括：
变压电路，包括第一初级侧绕组、第二初级侧绕组及一次级侧绕组，该第一初级侧绕组的一端接收输入信号，
第一二极管，具有电连接该次级侧绕组的阳极及阴极，
输出电容，其一端电连接该第一二极管的阴极，另一端则接地，该输出电容用以产生输出电压，
切换开关，具有电连接该第一初级侧绕组另一端的第一端、受控的控制端及第二端，及
输出电压取样电路，电连接该第二初级侧绕组，该输出电压取样
电路接收由该次级侧绕组等比例映射至该第二初级侧绕组的映射电流，并将该映射电流转换成映射电压；
回授控制电路，电连接该输出电压取样电路及该切换开关的第二端，该回授控制电路撷取流经该第一初级侧绕组的电流，并将该电流积分以得到平均电压，该回授控制电路再比较该平均电压及该映射电压，提供脉宽调制模块根据电压比较结果控制该切换开关的工作周期，以调节该返驰式电压转换器的该输出电压。
7.如权利要求6所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该回授控制电路包括：
电流取样电路，电连接该切换开关的第二端，用以接收流经该第一初级侧绕组的电流；
积分电路，电连接该电流取样电路，该积分电路将该电流取样电路所接收的电流积分，以产生该平均电压；及
差值计算电路，电连接该积分电路及该输出电压取样电路，用以计算出该平均电压及该映射电压的差值所得的差值电压，以提供该脉宽调制模块根据该差值电压控制该切换开关的工作周期。
8.如权利要求7所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该电流取样电路为取样电阻，其一端电连接该切换开关的第二端，另一端则接地。
9.如权利要求6所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该输出电压取样电路包括：
第二二极管，具有电连接该第二初级侧绕组的一端的阳极，以及阴极；
辅助电容，该辅助电容的一端电连接该第二二极管的阴极，另一端则接地；
第一电阻，其一端电连接该第二二极管的阴极；及
第二电阻，该第二电阻的一端电连接该第一电阻的另一端，该第二电阻的另一端则接地，该第二电阻将该映射电流转换成该映射电压。
10.如权利要求7所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该积分电路包括：第一运算放大器、辅助电阻及积分电容，该第一运算放大器具有电连接该电流取样电路的非反相端、反相端及电连接该反相端的输出端，该辅助电阻的一端电连接该第一运算放大器的输出端，另一端电连接该积分电容的一端，该积分电容的另一端接地。
11.如权利要求9所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该差值计算电路包括：
第二运算放大器，具有非反相端、反相端及输出端；
第三电阻，该第三电阻的一端电连接该积分电容，另一端电连接该第二运算放大器的反相端；
第四电阻，该第四电阻的一端电连接该第二运算放大器的反相端，另一端电连接该第二运算放大器的输出端；
第五电阻，该第五电阻的一端电连接该输出电压取样电路中该第一电阻与该第二电阻的连接处并接收该映射电压，另一端电连接该第二运算放大器的非反相端；及
第六电阻，该第六电阻的一端电连接该第二运算放大器的非反相端，另一端则接地。
12.如权利要求11所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该第五电阻与该第三电阻的电阻值相同，该第六电阻与该第四电阻的电阻值相同。
13.如权利要求12所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该平均电压及该映射电压的差值与该差值电压之间的比例常数由该第三电阻与该第四电阻来决定。
14.如权利要求6所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该回授控制电路包括：
比流器，用以感应该第一初级侧绕组的电流并对应产生感应电流；
转换电阻，其一端电连接该比流器；
储能电容，该储能电容的一端电连接该转换电阻的另一端，该储能电容的另一端则接地；
第七电阻，其一端电连接该转换电阻与该储能电容的连接处；及
第八电阻，该第八电阻的一端电连接该第七电阻的另一端，该第八电阻的另一端电连接该输出电压取样电路并接收该映射电压。
15.如权利要求14所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该比流器包括：
感应电路，用以感应该第一初级侧绕组电流并产生该感应电流；
比流电阻，该比流电阻的一端电连接该感应电路的一端，另一端则接地；及
比流二极管，具有电连接该感应电路的另一端的阳极及一接地的阴极。
16.如权利要求14所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该返驰式电压转换电路还包括偏压电阻，该偏压电阻的一端电连接该切换开关的第二端，且另一端接地。
17.如权利要求6所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该次级侧绕组的电流映射至该第二初级侧绕组的比例与该次级侧绕组与该第二初级侧绕组之间的匝数比有关。
18.如权利要求15所述的具初级侧回授控制的返驰式电压转换器，其特征在于：该感应电路感应该第一初级侧绕组电流而产生该感应电流，并使该感应电流流经该比流电阻而得到负电压，再对该负电压做积分得到负的该平均电压，借由该第七电阻及该第八电阻将该第二初级侧绕组的该映射电压与该比流器产生的负平均电压相加，以产生该差值电压。
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