CN109525117A - 反激式变换器的控制电路和控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供一种反激式变换器的控制电路和控制方法，该控制电路包括：第一采样模块，第二采样模块，控制模块；第一采样模块分别与控制模块和反激式变换器耦接，并输出一第一电压信号至控制模块；第二采样模块分别与控制模块和反激式变换器耦接，并输出一第二电压信号至控制模块；其中，第一电压信号反映反激式变换器的输入电压，第二电压信号反映反激式变换器的输出电压；控制模块根据第一电压信号和第二电压信号输出一控制信号，控制信号反映反激式变换器中开关管的导通时间。本发明实施例能够提高对输出电流的控制精度。

Description

反激式变换器的控制电路和控制方法
技术领域
本发明实施例涉及电力技术领域，尤其涉及一种反激式变换器的控制电路和控制方法。
背景技术
目前，反激式变换器，尤其是隔离型的反激式变换器被广泛运用于调光领域。
图1-1为一隔离型的反激式变换器及原边辅助电路的拓扑结构示意图。其中，反激式变换器可以包括原边绕组、副边绕组、副边二极管D、电容C、电阻RL、开关管M和电阻Rs，其中，输入电压Vin加载于反激式变换器的输入端和原边接地端之间,通过控制开关管M的导通时间，最终输出电压Vo于负载两端，例如图1-1中的负载电阻RL。具体地，如图1-1所示，原边绕组的第一端耦接于反激式变换器的输入端，原边绕组的第二端耦接于开关管M的第一端，开关管M的第二端耦接于电阻Rs，副边绕组的第一端与副边二极管D的正极相连，副边二极管D的负极和电容C的第一端相连，电容C的第二端与副边绕组的第二端相连，负载电阻RL和电容C并联。其中，开关管M可以为MOSFET、IGBT、GTO等全控型器件。继续参见图1-1，原边辅助电路还包含一辅助绕组，和反激式变换器的变压器的原边绕组耦合。
在现有技术中，通常通过控制原边峰值电流Ipk来控制输出电流IO，即依据公式控制输出电流IO，其中，tD为反激式变换器的副边侧二极管D导通的时间，tS为反激式变换器的开关管M的开关周期，NP为反激式变换器的原边绕组的匝数，NS为反激式变换器的副边绕组的匝数，Ipk为原边侧的峰值电流。在控制输出电流时，需要采样Ipk，但由于开关管存在寄生电容，导致开关管导通瞬间存在电流尖峰会，会导致误触发，另外，随着调光的需要，Ipk越小，越容易被电流尖峰误触发，所以Ipk的采样范围较窄，很难实现宽范围的调光；另外，为了获得tD需要检测副边侧电流过零点，而过零点的检测一般会转化为检测原边辅助电路的辅助绕组振铃电压的过零点，而由于振铃以及采样的延迟，实际得到的tD会与理论上的tD有延迟，所以导致计算副边的消磁时间有误差。
图1-2为非隔离型的反激式变换器的拓扑结构示意图，在现有技术中，其亦根据通过控制原边峰值电流Ipk来控制输出电流IO，类似地，由于Ipk采样范围较窄，副边侧电流过零点tD的采样存在延迟，同样难以获得较高的控制精度。
综上，现有技术中的反激式变换器的控制方法对电流的采样存在误差，从而导致输出电流的控制精度无法满足实际应用的需要。
发明内容
本发明实施例提供一种反激式变换器的控制电路和控制方法，以解决现有技术中的反激式变换器的控制电路对电流的采样存在误差，从而导致输出电流的控制精度无法满足实际应用的需要的技术问题。
第一方面，本发明实施例提供一种反激式变换器的控制电路，包括：
第一采样模块，第二采样模块，控制模块；
所述第一采样模块分别与所述控制模块和所述反激式变换器耦接，并输出一第一电压信号至所述控制模块；
所述第二采样模块分别与所述控制模块和所述反激式变换器耦接，并输出一第二电压信号至所述控制模块；
其中，所述第一电压信号反映所述反激式变换器的输入电压，所述第二电压信号反映所述反激式变换器的输出电压；所述控制模块根据所述第一电压信号和所述第二电压信号输出一控制信号，所述控制信号反映所述反激式变换器中开关管的导通时间。
本发明实施例中，由于控制模块可以根据反激式变换器的输入电压和输出电压控制开关管的导通时间，以此控制电路的输出电流，避免了现有技术中电流采样的误差，从而可以提高对输出电流的控制精度，满足实际应用的需要。
可选地，所述控制模块包括：第一A/D转换模块，运算单元和第二A/D转换模块；其中，
所述第一A/D转换模块分别与所述第一采样模块和所述运算单元耦接；
所述第二A/D转换模块分别与所述第二采样模块和所述运算单元耦接；
所述第一A/D转换模块接收所述第一电压信号，并对应输出一第一数字信号至所述运算单元；
所述第二A/D转换模块接收所述第二电压信号，并对应输出一第二数字信号至所述运算单元；
所述运算单元用于根据所述第一数字信号、所述第二数字信号计算所述反激式变换器中开关管的导通时间。
可选地，所述第一采样模块包括第一电阻和第二电阻；其中，
所述第一电阻的一端与所述反激式变换器的输入端耦接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻耦接；
所述第二电阻的一端与所述第一电阻耦接，所述第二电阻的另一端接地，且所述第一电阻和第二电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第一电压信号至所述控制模块。
可选地，还包括驱动模块，所述驱动模块分别与所述控制模块和所述反激式变换器耦接，所述驱动模块将所述控制模块输出的控制信号转换为驱动信号，以驱动所述反激式变换器中开关管的导通和关断。
可选地，所述反激式变换器为隔离型，所述控制电路还包括原边辅助电路，所述原边辅助电路的辅助绕组绕设于所述反激式变换器的变压器的原边侧；其中，所述第二采样电路通过所述原边辅助电路耦接至所述反激式变换器。
可选地，所述原边辅助电路还包括二极管和电容；所述二极管的正极和所述辅助绕组的第一端耦接，所述二极管的负极和所述电容的一端耦接，所述电容的另一端和所述辅助绕组的第二端耦接；
所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
其中，所述第三电阻的一端与所述辅助绕组的第一端耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第二电压信号至所述控制模块。
可选地，所述原边辅助电路还包括二极管和电容；所述二极管的正极和所述辅助绕组的第一端耦接，所述二极管的负极和所述电容的一端耦接，所述电容的另一端和所述辅助绕组的第二端耦接；
所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
其中，所述第三电阻的一端与所述二极管的负极耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第二电压信号至所述控制模块。
可选地，所述辅助绕组的匝数和所述反激式变换器的副边绕组的匝数相同，和/或所述原边辅助电路的所述二极管的导通压降和所述反激式变换器的副边二极管的导通压降相同。
可选地，所述反激式变换器为非隔离型，所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
其中，所述第三电阻的一端与所述反激式变换器的输出端耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第二电压信号至所述控制模块。
可选地，还包括调光模块；所述调光模块与所述控制模块耦接，用于输出一调光信号至所述控制模块，所述控制模块根据所述调光信号、所述第一电压信号和所述第二电压信号输出所述控制信号。
可选地，所述控制模块还包括存储模块，所述反激式变换器的电路参数存储于所述存储模块中。
第二方面，本发明实施例提供一种反激式变换器的控制方法，包括：
接收一第一电压信号，一第二电压信号；
根据一指令信号、所述第一电压信号和所述第二电压信号控制所述反激式变换器的开关管的导通时间；
其中，所述第一电压信号反映所述反激式变换器的输入电压，所述第二电压信号反映所述反激式变换器的输出电压，所述指令信号反映所述反激式变换器的输出电流期望值。
在本发明实施例中，由于该控制电路可以根据反激式变换器的输入电压和输出电压控制开关管的导通时间，以此控制电路的输出电流，避免了现有技术中电流采样的误差，从而可以提高对输出电流的控制精度，满足实际应用的需要。
可选地，接收所述第一电压信号的步骤还包括：
通过第一采样模块采集所述第一电压信号；
其中，所述第一采样模块包括第一电阻和第二电阻；所述第一电阻的一端与所述反激式变换器的输入端耦接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻耦接；所述第二电阻的一端与所述第一电阻耦接，所述第二电阻的另一端接地，且所述第一电阻和第二电阻的耦接点输出所述第一电压信号。
可选地，所述反激式变换器为隔离型变换器，接收所述第二电压信号的步骤还包括：
通过第二采样模块、原边辅助电路采集所述第二电压信号；
其中，所述原边辅助电路包括辅助绕组、二极管和电容；所述辅助绕组绕设于所述反激式变换器的变压器的原边侧；所述二极管的正极和所述辅助绕组的第一端耦接，所述二极管的负极和所述电容的一端耦接，所述电容的另一端和所述辅助绕组的第二端耦接；
所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
所述第三电阻的一端与所述辅助绕组的第一端耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点输出所述第二电压信号。
可选地，所述导通时间的计算方式为：
其中，所述ton为所述导通时间，R1为所述第一电阻的电阻值，R2为所述第二电阻的电阻值，R3为所述第三电阻的电阻值，R4为所述第四电阻的电阻值，VIN_Sense为所述第一电压信号，VO_Sense为所述第二电压信号，NS为所述反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为所述辅助绕组的匝数，LP为所述反激式变换器的原边绕组的电感量，为所述反激式变换器的所述输出电流期望值，ts为所述开关管的开关周期。
可选地，所述反激式变换器为隔离型变换器，接收所述第二电压信号的步骤还包括：
通过第二采样模块、原边辅助电路采集所述第二电压信号；其中，所述原边辅助电路包括辅助绕组、二极管和电容；所述辅助绕组绕设于所述反激式变换器的变压器的原边侧；所述二极管的正极和所述辅助绕组的第一端耦接，所述二极管的负极和所述电容的一端耦接，所述电容的另一端和所述辅助绕组的第二端耦接；
所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
所述第三电阻的一端与所述二极管的负极耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点输出所述第二电压信号；
所述辅助绕组的匝数和所述反激式变换器的副边绕组的匝数相同，且所述原边辅助电路的所述二极管的导通压降和所述反激式变换器的副边二极管的导通压降相同；
可选地，所述导通时间的计算方式为：
其中，所述ton为所述导通时间，R1为所述第一电阻的电阻值，R2为所述第二电阻的电阻值，R3为所述第三电阻的电阻值，R4为所述第四电阻的电阻值，VIN_Sense为所述第一电压信号，VO_Sense为所述第二电压信号，NS为所述反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为所述辅助绕组的匝数，LP为所述反激式变换器的原边绕组的电感量，为所述反激式变换器的所述输出电流期望值，VF为所述反激式变换器的副边二极管的导通压降，ts为所述开关管的开关周期。
可选地，所述反激式变换器为非隔离型变换器，接收所述第二电压信号的步骤还包括：
通过第二采样模块采集所述第二电压信号；
其中，所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；所述第三电阻的一端与所述反激式变换器的输出端耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第二电压信号至所述控制模块。
可选地，所述导通时间的计算方式为：
其中，所述ton为所述导通时间，R1为所述第一电阻的电阻值，R2为所述第二电阻的电阻值，R3为所述第三电阻的电阻值，R4为所述第四电阻的电阻值，VIN_Sense为所述第一电压信号，VO_Sense为所述第二电压信号，LP为所述反激式变换器的原边绕组的电感量，为所述反激式变换器的所述输出电流期望值，VF为所述反激式变换器的副边二极管的导通压降，ts为所述开关管的开关周期。
可选地，控制所述反激式变换器的所述开关管的所述导通时间的步骤还包括：
接收一调光信号作为指令信号，所述导通时间的计算方式为：
其中，所述ton_Dim为所述导通时间，VF为所述反激式变换器的副边二极管的导通压降，DDim为所述调光信号，k为一常量，R1为所述第一电阻的电阻值，R2为所述第二电阻的电阻值，R3为所述第三电阻的电阻值，R4为所述第四电阻的电阻值，VIN_Sense为所述第一电压信号，VO_Sense为所述第二电压信号，NS为所述反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为所述辅助绕组的匝数，LP为所述反激式变换器的原边绕组的电感量，ts为所述开关管的开关周期。
可选地，控制所述反激式变换器的所述开关管的所述导通时间的步骤还包括：
判断所述第二电压信号是否小于第一预设阈值；
若所述第二电压信号小于所述第一预设阈值，控制所述开关管关断。
可选地，控制所述反激式变换器的所述开关管的所述导通时间的步骤还包括：
判断所述第二电压信号是否大于或等于第二预设阈值；
若所述第二电压信号大于或等于所述第二预设阈值，则减小所述开关管的导通；
若所述第二电压信号小于所述第二预设阈值，则判断所述控制模块是否接收到调光信号；
若所述控制模块接收到所述调光信号，则计算更新的导通时间。
可选地，控制所述反激式变换器的开关管的所述导通时间的步骤还包括：
若所述控制模块没有接收到所述调光信号，则判断所述第二电压信号是否小于所述第二预设阈值；
若所述第二电压信号小于所述第二预设阈值，记录当前的导通时间，并将所述当前的导通时间加上所述预设时间得到第三导通时间，控制所述开关管的导通时间为所述第三导通时间。
可选地，控制所述反激式变换器的开关管的导通时间的步骤还包括：
若所述第二电压信号大于所述第二预设阈值，记录当前的导通时间，并将所述当前的导通时间减去预设时间得到第二导通时间，控制所述开关管的导通时间为所述第二导通时间。
本发明实施例提供的反激式变换器的控制电路和控制方法，包括第一采样模块，第二采样模块和控制模块；该第一采样模块分别与控制模块和反激式变换器耦接，并输出一第一电压信号至控制模块；第二采样模块分别与控制模块和反激式变换器耦接，并输出一第二电压信号至控制模块；其中，第一电压信号反映反激式变换器的输入电压，第二电压信号反映反激式变换器的输出电压；控制模块根据第一电压信号和第二电压信号输出一控制信号，该控制信号反映反激式变换器中开关管的导通时间。由于控制模块可以根据反激式变换器的输入电压和输出电压控制开关管的导通时间，以此控制电路的输出电流，由此避免了现有技术中反激式变换器的控制电路对电流的采样存在误差的现象，从而可以提高输出电流的控制精度，使得输出电流的控制精度能够满足实际应用的需要。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1-1为为一隔离型的反激式变换器及原边辅助电路的拓扑示意图；
图1-2为非隔离型的反激式变换器的拓扑结构示意图；
图2为本发明一实施例提供的反激式变换器及控制电路的拓扑结构示意图；
图3为本发明另一实施例提供的反激式变换器及控制电路的拓扑结构示意图；
图4为本发明又一实施例提供的反激式变换器及控制电路的拓扑结构示意图；
图5为开关管的导通时间与调光信号之间的关系曲线示意图；
图6为调光波形示意图；
图7为本发明又一实施例提供的反激式变换器及控制电路的拓扑结构示意图；
图8为本发明又一实施例提供的反激式变换器及控制电路的拓扑结构示意图；
图9为本发明提供的反激式变换器的控制方法实施例一的流程示意图；
图10为本发明提供的反激式变换器的控制方法实施例二的流程示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为了解决现有技术中，反激式变换器的控制电路对电流的采样存在误差，从而导致输出电流的控制精度无法满足实际应用的需要的问题，本发明实施例提供一种反激式变换器的控制电路。
在对本发明的具体实施方式进行说明之前，先就本发明中所采用的恒流原理进行解释：
如图1-1及如图1-2所示，本领域技术人员可以理解，当反激式变换器工作在断续模式下时，根据反激式变换器的基本原理可以得到公式(1)以及公式(2)，在开关管M开通时，得到公式(3)，在开关管M关断，二极管D导通时得到公式(4)。
将公式(1)(2)(3)带入到公式(4)，获得公式(5)：
又由反激式变换器的基本原理得到公式(6)：
将公式(5)带入公式(6)得到公式(7)：
最后简化为公式(8)：
其中，LS为反激式变换器的副边绕组的电感量，LP为反激式变换器的原边绕组的电感量，NS为反激式变换器的副边绕组的匝数，NP为反激式变换器的原边绕组的匝数，ID_pk为反激式变换器的副边侧二极管D的峰值电流，Ipk为原边峰值电流，VIN为反激式变换器的输入电压，ton为开关管M导通的时间，VO为反激式变换器的输出电压，VF为二极管D的导通压降，tD为二极管D导通的时间，Iout为输出电流，tS为开关管M的开关周期。
由公式(8)可以得知，输出电流Iout由输入电压VIN、输出电压VO、开关周期tS、二极管D的导通压降VF、原边绕组的电感量LP和开关管M开通的时间ton来决定。
如果可以获知输入电压VIN和输出电压VO，而VF，LP以及tS为已知的反激式变换器的电路参数，那么通过控制ton就可以来控制Iout，以上就是恒流原理。
在本实施例中，根据公式(8)可以获得公式(11-1)：
进一步地，若给定输出电流Iout的期望值为可以获得公式(11-2)：
根据公式(11-2)，则通过输入电压VIN、输出电压VO即可计算得到相应的导通时间ton。因此，控制模块可以根据反激式变换器的输入电压和输出电压控制开关管的导通时间，以此控制反激式变换器的输出电流，避免了现有技术中电流采样的误差，从而可以提高对输出电流的控制精度，满足实际应用的需要。
图2为本发明一实施例提供的反激式变换器的控制电路的拓扑结构示意图，如图2所示，该反激式变换器为一隔离型反激式变换器，原副边不共地，该反激式变换器的控制电路的拓扑结构包括：原边辅助电路11、第一采样模块12、第二采样模块13和控制模块14，其中，原边辅助电路11包括辅助绕组，该辅助绕组绕设于反激式变换器1的变压器的原边侧；第一采样模块12与反激式变换器1的原边绕组耦接；第二采样模块13通过原边辅助电路与反激式变换器耦接；控制模块14分别与第一采样模块12和第二采样模块13耦接，接收第一采样模块12提供的第一电压信号和第二采样模块13提供的第二电压信号；控制模块14用于根据第一电压信号、第二电压信号输出一控制信号，所述控制信号反映了反激式变换器1中开关管的导通时间；其中，第一电压信号反映反激式变换器的输入电压VIN，第二电压信号反映反激式变换器的输出电压VO。
可选地，控制模块14包括：第一A/D转换模块，运算单元和第二A/D转换模块；其中，第一A/D转换模块分别与第一采样模块和运算单元耦接；第二A/D转换模块分别与第二采样模块和运算单元耦接；第一A/D转换模块将第一电压信号转换为第一数字信号，并将第一数字信号输出至运算单元；第二A/D转换模块将第二电压信号转换为第二数字信号，并将第二数字信号输出至运算单元。运算单元可根据第一数字信号和第二数字信号计算反激式变换器中开关管的导通时间，从而控制反激式变换器的输出电流。
其中，运算单元可以为微处理器，如中央处理器(Central Processing Unit；CPU)或微控制单元(Microcontroller Unit；MCU)，当然，控制模块14还可以采用其他的控制芯片。
可选地，第一采样模块12包括第一电阻R1和第二电阻R2；其中，第一电阻R1的一端与反激式变换器的输入端耦接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2耦接；第二电阻R2的一端与第一电阻R1耦接，第二电阻R2的另一端接地，且第一电阻R1和第二电阻R2的耦接点与控制模块耦接。通过第一电阻R1和第二电阻R2将输入电压VIN进行分压之后，将分压后的电压提供给控制模块，即输出第一电压信号VIN_Sense至控制模块。
可选地，继续参照图2所示，原边辅助电路可以包括辅助绕组、二极管D1、电容C1，二极管D1的正极和辅助绕组的第一端耦接，二极管D1的负极和电容C1的一端耦接，电容C1的另一端和辅助绕组的第二端耦接。第二采样模块13包括第三电阻R3和第四电阻R4；其中，第三电阻R3的一端与辅助绕组的第一端耦接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4耦接；第四电阻R4的一端与第三电阻R3耦接，第四电阻R4的另一端接地，且第三电阻R3和第四电阻R4的耦接点与控制模块14耦接；通过第三电阻R3和第四电阻R4将辅助绕组的电压VA进行分压之后，将分压后的电压提供给控制模块，即输出第二电压信号VO_Sense至控制模块。
辅助绕组的电压VA与输出电压VO之间的关系如公式(9)，根据公式(9)可以得到公式(10)：
其中，NA为辅助绕组的匝数。因为NS，NA以及VF为已知的电路参数，所以，对于隔离型的反激式变换器而言，可以通过检测辅助绕组的电压VA来获得反映输出电压VO的第二电压信号。
可选地，如图2所示，该控制电路还包括驱动模块15，该驱动模块可以为一驱动芯片，亦可以为其他驱动电路，本发明不以此为限。该驱动模块15分别与控制模块14和反激式变换器1耦接，驱动模块15将控制模块14输出的控制信号转换为驱动信号，以驱动反激式变换器中开关管的导通和关断。
当采用如图2所示的采样电路时，控制模块可以进一步根据公式(11-2)计算导通时间ton：
其中，R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R3为第三电阻的电阻值，R4为第四电阻的电阻值，VIN_Sense为第一电压信号，VO_Sense为第二电压信号。
在本实施例中，由公式(12)可以获知，可以根据VIN_Sense和VO_Sense的值，计算得到开关管M相应的导通时间ton，从而达到控制输出电流Iout的目的。
图3为本发明另一实施例提供的反激式变换器的控制电路的拓扑结构示意图，图3所示的大部分结构与图2相同，仅将其不同的部分进行说明。如图3所示，第二采样模块13包括第三电阻R3和第四电阻R4；其中，第三电阻R3的一端与原边二极管D1的负极耦接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4耦接；第四电阻R4的一端与第三电阻R3耦接，第四电阻R4的另一端接地，且第三电阻R3和第四电阻R4的耦接点与控制模块14耦接，输出第二电压信号VO_Sense至控制模块；第二采样模块还可包含一第五电阻R5，第五电阻R5和电容C1并联耦接，二极管D1、电容C1和第五电阻R5可以用于平滑第二采样电压，以防止采样到振荡点。
进一步地，可设置原边辅助绕组的匝数和反激式变换器的副边绕组的匝数相同，和/或可设置原边辅助电路的二极管D1的导通压降和反激式变换器的副边二极管D的导通压降相同。
当同时设置原边辅助绕组的匝数和反激式变换器的副边绕组的匝数相同和设置原边辅助电路的二极管D1的导通压降和反激式变换器的副边二极管D的导通压降相同时，根据公式(10)，可以得到公式(13)和公式(14)：
VO＝VA-VF＝VA' (13)
由公式(13)和公式(14)可以获知，由于输出电压VO只与R3、R4和VO_Sense有关，因此控制输出电压VO只需控制VO_Sense，可以抵消输出二极管的导通压降VF的影响。在本实施例中，根据图3所示的第二采样电路，可以采样得到更为准确的输出电压VO。
根据公式(11-2)和公式(14)，可以得到公式(15)：
在本实施例中，由公式(15)可以获知，控制模块可以根据VIN_Sense和VO_Sense的值，计算得到开关管M相应的导通时间ton，从而达到控制输出电流Iout的目的。
图4为本发明又一实施例提供的反激式变换器的控制电路的拓扑结构示意图，如图4所示，该控制电路还包括调光模块16，调光模块16与控制模块14耦接，用于输出调光信号DDim至控制模块14。图4的其他大部分结构和图3相同，在此不再赘述。
所述调光信号DDim反映了输出电流的期望值根据公式(16)可以得到调光时的导通时间ton_Dim。
按照图4中的电路拓扑结构，调光时的导通时间ton_Dim的计算方式为，其中，k为一常量：
图5为开关管的导通时间与调光信号DDim之间的关系曲线示意图，图6为调光波形示意图。如图5-图6所示，控制模块根据调光信号DDim，通过公式(16)计算获得ton_Dim，并将ton_Dim发送到驱动模块以控制开关管的导通和关断，从而产生反激式变换器的原边电流和副边电流，进而得到调光后的不同输出电流。
需要说明的是，图2所示的控制电路亦可包含一调光电路，本发明并不以此为限。
可选地，控制模块14还包括存储模块，反激式变换器的电路参数等存储于存储模块中。
其中，存储模块例如可以为存储器，如磁盘存储器、内存条等，本发明并不以此为限。
图7为本发明又一实施例提供的反激式变换器及控制电路的拓扑结构示意图，如图7所示，该反激式变换器为非隔离型的反激式变换器，其与图1-1中的隔离型的反激式的拓扑的不同点在于，非隔离型的反激式变换器原副边共地，其他相同部分不再赘述。
非隔离型的反激式变换器的控制电路的拓扑结构包括：第一采样模块21、第二采样模块22和控制模块23，其中，第一采样模块21与反激式变换器1的原边绕组耦接；第二采样模块22与反激式变换器1的副边绕组耦接；控制模块23分别与第一采样模块21和第二采样模块22耦接，接收第一采样模块21提供的第一电压信号和第二采样模块22提供的第二电压信号；控制模块23用于根据第一电压信号、第二电压信号输出一控制信号，该控制信号反映了反激式变换器1中开关管的导通时间；其中，第一电压信号反映反激式变换器的输入电压VIN，第二电压信号反映反激式变换器的输出电压VO。
可选地，控制模块23包括：第一A/D转换模块，运算单元和第二A/D转换模块；其中，第一A/D转换模块分别与第一采样模块和运算单元耦接；第二A/D转换模块分别与第二采样模块和运算单元耦接；运算单元分别与第一A/D转换模块和第二A/D转换模块耦接；第一A/D转换模块将第一电压信号转换为第一数字信号，并将第一数字信号输出至运算单元；第二A/D转换模块将第二电压信号转换为第二数字信号，并将第二数字信号输出至运算单元。运算单元可根据第一数字信号和第二数字信号计算反激式变换器中开关管的导通时间，从而控制反激式变换器的输出电流。
其中，运算单元可以为微处理器，如CPU或MCU，当然，控制模块23还可以采用其他的控制芯片。
可选地，第一采样模块21包括第一电阻R1和第二电阻R2；其中，第一电阻R1的一端与反激式变换器的输入端耦接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2耦接；第二电阻R2的一端与第一电阻R1耦接，第二电阻R2的另一端接地，且第一电阻R1和第二电阻R2的耦接点与控制模块耦接。通过第一电阻R1和第二电阻R2将输入电压VIN进行分压之后，将分压后的电压提供给控制模块，即输出第一电压信号VIN_Sense至控制模块。
可选地，继续参照图7所示，第二采样模块22包括第三电阻R3和第四电阻R4；其中，第三电阻R3的一端与反激式变换器的输出端耦接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4耦接；第四电阻R4的一端与第三电阻R3耦接，第四电阻R4的另一端接地，且第三电阻R3和第四电阻R4的耦接点与控制模块23耦接；通过第三电阻R3和第四电阻R4将输出电压VO进行分压之后，将分压后的电压提供给控制模块，即输出第二电压信号VO_Sense至控制模块。
具体地，根据公式(11-2)，可以得到公式(17)：
在本实施例中，由公式(17)可以获知，控制模块可以根据VIN_Sense和VO_Sense的值，计算得到开关管相应的导通时间ton，从而达到控制输出电流Iout的目的。
可选地，如图7所示，该控制电路还包括驱动模块24，该驱动模块可以为一驱动芯片，亦可以为其他驱动电路，本发明不以此为限。该驱动模块24分别与控制模块23和反激式变换器1耦接，驱动模块24将控制模块23输出的控制信号转换为驱动信号，以驱动反激式变换器1中开关管M的导通和关断。
可选地，控制模块23还包括存储模块，反激式变换器的电路参数存储于存储模块中。其中，存储模块例如可以为存储器，如磁盘存储器、内存条等，本发明并不以此为限。
综上所述，和图2至图4所示的隔离型的反激式变换器的控制电路相比，图7所示的非隔离型的反激式变换器的控制电路不需要借助原边辅助电路来获得第二电压信号。
图8为本发明又一实施例提供的反激式变换器及控制电路的拓扑结构示意图，如图8所示，该控制电路还包括调光模块25，调光模块25与控制模块23耦接，用于输出调光信号DDim至控制模块23。控制模块23根据调光信号、第一电压信号和第二电压信号输出一控制信号，控制信号反映反激式变换器中开关管的导通时间，另外，图8的其他大部分结构和图7相同，在此不再赘述。
和图4所示的控制电路类似，图8所述调光信号DDim同样反映了输出电流的期望值根据公式(16)可以得到调光时的导通时间ton_Dim。
按照图8中的电路拓扑结构，调光时的导通时间ton_Dim的计算方式为，其中，k为一常量：
其中，ton_Dim为有调光信号时开关管的导通时间，VF为反激式变换器副边绕组中二极管的电压，DDim为指令信号，k为一常量，R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R3为第三电阻的电阻值，R4为第四电阻的电阻值，VIN_Sense为第一电压信号，VO_Sense为第二电压信号，LP为反激式变换器的原边绕组的电感量，ts为开关管的开关周期。
图9为本发明提供的反激式变换器的控制方法实施例一的流程示意图，该方法可以由反激式变换器的控制电路来执行，该方法包括：
步骤901、接收一第一电压信号，一第二电压信号。
其中，第一电压信号反映反激式变换器的输入电压，第二电压信号反映反激式变换器的输出电压。
步骤902、根据第一电压信号，第二电压信号和指令信号控制反激式变换器的开关管的导通时间。
其中，指令信号反映了反激式变换器的输出电流的期望值。
由前文可知，公式(11-2)可反映反激式变换器的输出电流和开关管的导通时间之间的关系：
其中，ton为开关管的导通时间，ts为开关管的开关周期，VO为反激式变换器的输出电压，VIN为反激式变换器的输入电压，VF为反激式变换器的副边二极管的导通压降，LP为反激式变换器的原边绕组的电感量，为输出电流的期望值。
因此，根据上述公式，本实施例中的控制方法可以根据反映输入电压VIN的第一电压信号、反映输出电压VO的第二电压信号、和反映输出电流期望值的指令信号控制开关管的导通时间，以此控制电路的输出电流，避免了现有技术中电流采样的误差，从而可以提高对输出电流的控制精度，满足实际应用的需要。
可选地，参照图2所示，接收一反映输入电压VIN的第一电压信号的步骤还包括：通过第一采样模块12采集第一电压信号；其中，第一采样模块12包括第一电阻R1和第二电阻R2；第一电阻R1的一端与反激式变换器的输入端耦接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2耦接；第二电阻R2的一端与第一电阻R1耦接，第二电阻R2的另一端接地，且第一电阻R1和第二电阻R2的耦接点输出第一电压信号VIN_Sense。
可选地，参照图2所示，对于隔离型的反激式变换器而言，接收一反映反激式变换器的输出电压的第二电压信号的步骤还包括：通过一第二采样模块13、一原边辅助电路11采集第二电压信号；其中，原边辅助电路可以包括辅助绕组、二极管D1、电容C1,二极管D1的正极和辅助绕组的第一端耦接，二极管D1的负极和电容C1的一端耦接，电容C1的另一端和辅助绕组的第二端耦接；第二采样模块13包括第三电阻R3和第四电阻R4；第三电阻R3的一端与辅助绕组的第一端耦接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4耦接；第四电阻R4的一端与第三电阻R3耦接，第四电阻R4的另一端接地，且第三电阻R3和第四电阻R4的耦接点输出第二电压信号VO_Sense。
在图2所示的电路的基础上，开关管的导通时间的计算方式为：
其中，R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R3为第三电阻的电阻值，R4为第四电阻的电阻值，VIN_Sense为第一电压信号，VO_Sense为第二电压信号，NS为反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为反激式变换器的辅助绕组的匝数，LP为反激式变换器的原边绕组的电感量，为所述反激式变换器的输出电流期望值，ts为所述开关管的开关周期。
可选地，参照图3所示，对于隔离型的反激式变换器而言，接收一反映输出电压VO的第二电压信号的步骤还包括：通过第二采样模块13、原边辅助电路11采集第二电压信号；其中，原边辅助电路11包括辅助绕组、二极管D1、电容C1；第二采样模块13包括第三电阻R3和第四电阻R4；第三电阻R3的一端与二极管D1的负极耦接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4耦接；第四电阻R4的一端与第三电阻R3耦接，第四电阻R4的另一端接地，且第三电阻R3和第四电阻R4的耦接点输出第二电压信号VO_Sense。第二采样模块还可包含一第五电阻R5，第五电阻R5和电容C1并联耦接，二极管D1、电容C1和第五电阻R5可以用于平滑第二采样电压，以防止采样到振荡点。
另外，在图3所示的电路的基础上，可设置原边辅助绕组的匝数和反激式变换器的副边绕组的匝数相同，以及使原边辅助绕组的二极管D1的导通压降和反激式变换器的副边二极管D的导通压降相同，则开关管的导通时间的计算方式为：
其中，R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R3为第三电阻的电阻值，R4为第四电阻的电阻值，VIN_Sense为第一电压信号，VO_Sense为第二电压信号，NS为反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为反激式变换器的辅助绕组的匝数，LP为反激式变换器的原边绕组的电感量，为所述反激式变换器的输出电流期望值，VF为反激式变换器的副边二极管的导通压降，ts为开关管的开关周期。
可选地，参照图7所示，对于非隔离型的反激式变换器而言，接收一反映输出电压VO的第二电压信号的步骤还包括：通过一第二采样模块22采集第二电压信号；其中，第三电阻R3的一端与反激式变换器1的输出端耦接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4耦接；第四电阻R4的一端与第三电阻R3耦接，第四电阻R4的另一端接地，且第三电阻R3和第四电阻R4的耦接点与控制模块23耦接，输出第二电压信号VO_Sense至控制模块23。
在图7所示的电路的基础上，开关管的导通时间的计算方式为：
其中，ton为导通时间，R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R3为第三电阻的电阻值，R4为第四电阻的电阻值，VIN_Sense为第一电压信号，VO_Sense为第二电压信号，LP为反激式变换器的原边绕组的电感量，为反激式变换器的输出电流期望值，VF为反激式变换器的副边二极管的导通压降，ts为开关管的开关周期。
由公式(12)、公式(15)和公式(17)可以获知，只要根据VIN_Sense和VO_Sense的值，便可以提供给开关管M相应的ton，从而达到控制输出电流的目的。
本发明实施例提供的反激式变换器的控制方法，通过接收一第一电压信号，一第二电压信号，根据第一电压信号，第二电压信号和指令信号控制反激式变换器的开关管的导通时间，其中，第一电压信号反映反激式变换器的输入电压，第二电压信号反映反激式变换器的输出电压。由于该控制电路可以根据反激式变换器的输入电压和输出电压控制开关管的导通时间，以此控制电路的输出电流，避免了现有技术中电流采样的误差，从而可以提高对输出电流的控制精度，满足实际应用的需要。
图10为本发明提供的反激式变换器的控制方法实施例二的流程示意图。在本实施例中，参照图4，反激式变换器可以用于调光电路，控制模块14和调光模块16耦接，调光模块输出调光信号DDim至控制模块14，其中所述调光信号DDim反映了输出电流的期望值
在图4的基础上，对如何控制反激式变换器的开关管的导通时间做详细说明如下，该方法包括：
步骤1001、判断第二电压信号是否小于第一预设阈值。
在本实施例中，第二电压信号反映反激式变换器的输出电压，在接收到第二电压信号之后，将判断第二电压信号是否小于第一预设阈值，其中，第一预设阈值可以根据实际情况或者经验进行设置，对于第一预设阈值的具体取值，本实施例在此不作限制。若是，则执行步骤1002，否则，执行步骤1003。
步骤1002、若第二电压信号小于第一预设阈值，控制开关管关断。
在本实施例中，若判断出第二电压信号小于第一预设阈值，则将控制反激式变换器中开关管关断，使得开关管的导通时间为零。
步骤1003、判断第二电压信号是否大于或等于第二预设阈值。
在本实施例中，若第二电压信号不小于第一预设阈值，则将判断第二电压信号是否大于或等于第二预设阈值，其中，第二预设阈值可以根据实际情况或者经验进行设置，对于第二预设阈值的具体取值，本实施例在此不作限制。若是，则执行步骤1004，否则，执行步骤1005。
步骤1004、若第二电压信号大于或等于第二预设阈值，则减小当前的导通时间，即控制开关管的导通时间减小。
步骤1005、若第二电压信号小于第二预设阈值，则判断控制模块是否接收到调光信号。
在本实施例中，若判断出控制模块接收到调光信号，则执行步骤1006，否则，执行步骤1007。
步骤1006、若控制模块接收到调光信号，则计算更新的导通时间，以图4所示的控制电路为例，即控制开关管的导通时间为：
其中，ton_Dim为有调光信号时开关管的导通时间，VF为反激式变换器副边绕组中二极管的电压，DDim为指令信号，k为一常量，R1为第一电阻的电阻值，R2为第二电阻的电阻值，R3为第三电阻的电阻值，R4为第四电阻的电阻值，VIN_Sense为第一电压信号，VO_Sense为第二电压信号，NS为反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为反激式变换器的辅助绕组的匝数，LP为反激式变换器的原边绕组的电感量，ts为开关管的开关周期。
在本实施例中，控制模块根据指令信号DDim，通过公式(16)计算获得导通时间ton_Dim，进一步地，驱动模块根据导通时间以控制开关管M的导通和关断，从而产生反激式变换器的原边电流和副边电流，进而得到调光后的不同输出电流。
步骤1007、判断第二电压信号是否小于第二预设阈值。
若是，则执行步骤1008，否则，执行步骤1009。
步骤1008、记录当前的导通时间，并将当前的导通时间加上预设时间得到第三导通时间，控制开关管的导通时间为第三导通时间。
在本实施例中，当第二电压信号小于第二预设阈值时，将开关管当前的导通时间加上预设时间得到第三导通时间，控制开关管的导通时间为第三导通时间。
步骤1009、记录当前的导通时间，并将当前的导通时间减去预设时间得到第二导通时间，控制开关管的导通时间为第二导通时间。
在本实施例中，预设时间可以根据实际情况或者经验进行设置对于预设时间的具体取值，本实施例在此不作限制。当输出采样电压VO_Sense大于第二预设阈值时，将开关管当前的导通时间减去预设时间得到第二导通时间，控制开关管的调光时间导通时间为第二导通时间。
本发明实施例提供的隔离型的反激式变换器的控制方法，根据第二电压信号的大小不同，进一步调整了反激式变换器的开关管的导通时间，可以进一步满足实际应用的需要。在其他实施例中，同样可以根据上述类似步骤获得调光时的开关管的导通时间，根据第二采样电路的不同，导通时间ton_Dim的计算公式可相应调整，本发明不以此为限。
当采用如图3、图4、图7和图8所示的第二采样电路时，因第二电压信号可以更精确地反映反激式变换器的输出电压，调光的精度可得到进一步的提高。同时，通过采样输入电压和输出电压获得开关管的导通时间，避免了现有技术中电流采样的误差，从而可以提高对输出电流的控制精度，从而提高调光精度。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (24)

1.一种反激式变换器的控制电路，其特征在于，包括：
第一采样模块，第二采样模块和控制模块；
所述第一采样模块分别与所述控制模块和所述反激式变换器耦接，并输出一第一电压信号至所述控制模块；
所述第二采样模块分别与所述控制模块和所述反激式变换器耦接，并输出一第二电压信号至所述控制模块；
其中，所述第一电压信号反映所述反激式变换器的输入电压，所述第二电压信号反映所述反激式变换器的输出电压；所述控制模块根据所述第一电压信号和所述第二电压信号输出一控制信号，所述控制信号反映所述反激式变换器中开关管的导通时间。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制模块包括：第一A/D转换模块，运算单元和第二A/D转换模块；其中，
所述第一A/D转换模块分别与所述第一采样模块和所述运算单元耦接；
所述第二A/D转换模块分别与所述第二采样模块和所述运算单元耦接；
所述第一A/D转换模块接收所述第一电压信号，并对应输出一第一数字信号至所述运算单元；
所述第二A/D转换模块接收所述第二电压信号，并对应输出一第二数字信号至所述运算单元；
所述运算单元用于根据所述第一数字信号、所述第二数字信号计算所述反激式变换器中开关管的导通时间。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一采样模块包括第一电阻和第二电阻；其中，
所述第一电阻的一端与所述反激式变换器的输入端耦接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻耦接；
所述第二电阻的一端与所述第一电阻耦接，所述第二电阻的另一端接地，且所述第一电阻和第二电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第一电压信号至所述控制模块。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括驱动模块，所述驱动模块分别与所述控制模块和所述反激式变换器耦接，所述驱动模块将所述控制模块输出的控制信号转换为驱动信号，以驱动所述反激式变换器中开关管的导通和关断。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述反激式变换器为隔离型，所述控制电路还包括原边辅助电路，所述原边辅助电路的辅助绕组绕设于所述反激式变换器的变压器的原边侧；其中，所述第二采样电路通过所述原边辅助电路耦接至所述反激式变换器。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，
所述原边辅助电路还包括二极管和电容；所述二极管的正极和所述辅助绕组的第一端耦接，所述二极管的负极和所述电容的一端耦接，所述电容的另一端和所述辅助绕组的第二端耦接；
所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
其中，所述第三电阻的一端与所述辅助绕组的第一端耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第二电压信号至所述控制模块。
7.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，
所述原边辅助电路还包括二极管和电容；所述二极管的正极和所述辅助绕组的第一端耦接，所述二极管的负极和所述电容的一端耦接，所述电容的另一端和所述辅助绕组的第二端耦接；
所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
其中，所述第三电阻的一端与所述二极管的负极耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第二电压信号至所述控制模块。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述辅助绕组的匝数和所述反激式变换器的副边绕组的匝数相同，和/或所述原边辅助电路的所述二极管的导通压降和所述反激式变换器的副边二极管的导通压降相同。
9.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述反激式变换器为非隔离型，所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
其中，所述第三电阻的一端与所述反激式变换器的输出端耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第二电压信号至所述控制模块。
10.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括调光模块；所述调光模块与所述控制模块耦接，用于输出一调光信号至所述控制模块，所述控制模块根据所述调光信号、所述第一电压信号和所述第二电压信号输出所述控制信号。
11.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制模块还包括存储模块，所述反激式变换器的电路参数存储于所述存储模块中。
12.一种反激式变换器的控制方法，其特征在于，包括：
接收一第一电压信号，一第二电压信号；
根据一指令信号、所述第一电压信号和所述第二电压信号控制所述反激式变换器的开关管的导通时间；
其中，所述第一电压信号反映所述反激式变换器的输入电压，所述第二电压信号反映所述反激式变换器的输出电压，所述指令信号反映所述反激式变换器的输出电流期望值。
13.根据权利要求12的控制方法，其特征在于，接收所述第一电压信号的步骤还包括：
通过第一采样模块采集所述第一电压信号；
其中，所述第一采样模块包括第一电阻和第二电阻；所述第一电阻的一端与所述反激式变换器的输入端耦接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻耦接；所述第二电阻的一端与所述第一电阻耦接，所述第二电阻的另一端接地，且所述第一电阻和第二电阻的耦接点输出所述第一电压信号。
14.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于，所述反激式变换器为隔离型变换器，接收所述第二电压信号的步骤还包括：
通过第二采样模块、原边辅助电路采集所述第二电压信号；
其中，所述原边辅助电路包括辅助绕组、二极管和电容；所述辅助绕组绕设于所述反激式变换器的变压器的原边侧；所述二极管的正极和所述辅助绕组的第一端耦接，所述二极管的负极和所述电容的一端耦接，所述电容的另一端和所述辅助绕组的第二端耦接；
所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
所述第三电阻的一端与所述辅助绕组的第一端耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点输出所述第二电压信号。
15.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于，
所述导通时间的计算方式为：
其中，所述ton为所述导通时间，R1为所述第一电阻的电阻值，R2为所述第二电阻的电阻值，R3为所述第三电阻的电阻值，R4为所述第四电阻的电阻值，VIN_Sense为所述第一电压信号，VO_Sense为所述第二电压信号，NS为所述反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为所述辅助绕组的匝数，LP为所述反激式变换器的原边绕组的电感量，为所述反激式变换器的所述输出电流期望值，ts为所述开关管的开关周期。
16.根据权利要求13所述控制方法，其特征在于，所述反激式变换器为隔离型变换器，接收所述第二电压信号的步骤还包括：
通过第二采样模块、原边辅助电路采集所述第二电压信号；其中，所述原边辅助电路包括辅助绕组、二极管和电容；所述辅助绕组绕设于所述反激式变换器的变压器的原边侧；所述二极管的正极和所述辅助绕组的第一端耦接，所述二极管的负极和所述电容的一端耦接，所述电容的另一端和所述辅助绕组的第二端耦接；
所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；
所述第三电阻的一端与所述二极管的负极耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点输出所述第二电压信号。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，
所述辅助绕组的匝数和所述反激式变换器的副边绕组的匝数相同，且所述原边辅助电路的所述二极管的导通压降和所述反激式变换器的副边二极管的导通压降相同；
所述导通时间的计算方式为：
其中，所述ton为所述导通时间，R1为所述第一电阻的电阻值，R2为所述第二电阻的电阻值，R3为所述第三电阻的电阻值，R4为所述第四电阻的电阻值，VIN_Sense为所述第一电压信号，VO_Sense为所述第二电压信号，NS为所述反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为所述辅助绕组的匝数，LP为所述反激式变换器的原边绕组的电感量，为所述反激式变换器的所述输出电流期望值，VF为所述反激式变换器的副边二极管的导通压降，ts为所述开关管的开关周期。
18.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，所述反激式变换器为非隔离型变换器，接收所述第二电压信号的步骤还包括：
通过第二采样模块采集所述第二电压信号；
其中，所述第二采样模块包括第三电阻和第四电阻；所述第三电阻的一端与所述反激式变换器的输出端耦接，所述第三电阻的另一端与所述第四电阻耦接；
所述第四电阻的一端与所述第三电阻耦接，所述第四电阻的另一端接地，且所述第三电阻和第四电阻的耦接点与所述控制模块耦接，输出所述第二电压信号至所述控制模块。
19.根据权利要求18所述的控制方法，其特征在于，
所述导通时间的计算方式为：
其中，所述ton为所述导通时间，R1为所述第一电阻的电阻值，R2为所述第二电阻的电阻值，R3为所述第三电阻的电阻值，R4为所述第四电阻的电阻值，VIN_Sense为所述第一电压信号，VO_Sense为所述第二电压信号，LP为所述反激式变换器的原边绕组的电感量，为所述反激式变换器的所述输出电流期望值，VF为所述反激式变换器的副边二极管的导通压降，ts为所述开关管的开关周期。
20.根据权利要求17所述的控制方法，其特征在于，控制所述反激式变换器的所述开关管的所述导通时间的步骤还包括：
接收一调光信号作为指令信号，所述导通时间的计算方式为：
其中，所述ton_Dim为所述导通时间，VF为所述反激式变换器的副边二极管的导通压降，DDim为所述调光信号，k为一常量，R1为所述第一电阻的电阻值，R2为所述第二电阻的电阻值，R3为所述第三电阻的电阻值，R4为所述第四电阻的电阻值，VIN_Sense为所述第一电压信号，VO_Sense为所述第二电压信号，NS为所述反激式变换器的副边绕组的匝数，NA为所述辅助绕组的匝数，LP为所述反激式变换器的原边绕组的电感量，ts为所述开关管的开关周期。
21.根据权利要求20所述的控制方法，其特征在于，控制所述反激式变换器的所述开关管的所述导通时间的步骤还包括：
判断所述第二电压信号是否小于第一预设阈值；
若所述第二电压信号小于所述第一预设阈值，控制所述开关管关断。
22.根据权利要求20所述的控制方法，其特征在于，控制所述反激式变换器的所述开关管的所述导通时间的步骤还包括：
判断所述第二电压信号是否大于或等于第二预设阈值；
若所述第二电压信号大于或等于所述第二预设阈值，则减小所述开关管的导通时间；
若所述第二电压信号小于所述第二预设阈值，则判断所述控制模块是否接收到调光信号；
若所述控制模块接收到所述调光信号，则计算更新的导通时间。
23.根据权利要求22所述的控制方法，其特征在于，控制所述反激式变换器的开关管的所述导通时间的步骤还包括：
若所述控制模块没有接收到所述调光信号，则判断所述第二电压信号是否小于所述第二预设阈值；
若所述第二电压信号小于所述第二预设阈值，记录当前的导通时间，并将所述当前的导通时间加上所述预设时间得到第三导通时间，控制所述开关管的导通时间为所述第三导通时间。
24.根据权利要求23所述的控制方法，其特征在于，控制所述反激式变换器的开关管的导通时间的步骤还包括：
若所述第二电压信号大于所述第二预设阈值，记录当前的导通时间，并将所述当前的导通时间减去预设时间得到第二导通时间，控制所述开关管的导通时间为所述第二导通时间。
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