DE102017106503B4

DE102017106503B4 - Ansteuerschaltung

Info

Publication number: DE102017106503B4
Application number: DE102017106503.2A
Authority: DE
Inventors: Marcus Schaemann; Tiam Poh LAU
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2017-03-27
Filing date: 2017-03-27
Publication date: 2019-01-24
Anticipated expiration: 2037-03-28
Also published as: DE102017106503A1; US20180279431A1

Abstract

Eine Ansteuerschaltung und ein Verfahren werden beschrieben. Die Ansteuerschaltung umfasst Ausgangsknoten, die dazu ausgebildet sind, an eine Last gekoppelt zu werden, einen Kondensator, der dazu ausgebildet ist, zwischen die Ausgangsknoten gekoppelt zu werden, und einen Leistungswandler. Der Leistungswandler ist dazu ausgebildet, einen Initialisierungswert in einem Speicher in wenigstens einer von mehreren Ein-Phasen der Ansteuerschaltung zu speichern und eine Initialisierungsphase wenigstens einer anderen der mehreren Ein-Phasen basierend auf dem in dem Speicher gespeicherten Initialisierungswert zu steuern. Der Initialisierungswert ist abhängig von einer Ausgangsspannung über dem Kondensator während einer Lastansteuerphase der wenigstens einen Ein-Phase, und der Leistungswandler ist außerdem dazu ausgebildet, einen Ausgangsstrom während der Lastansteuerphase zu regeln.

Description

Diese Beschreibung betrifft allgemein eine Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer LED-Schaltung mit wenigstens einer Leuchtdiode (LED, Light Emitting Diode).
Einige Arten von Lampenansteuerschaltungen für LEDs umfassen einen getakteten Leistungswandler, der dazu ausgebildet ist, einen geregelten Ausgangsstrom zu erzeugen. „Geregelt“ bedeutet in diesem Zusammenhang, dass ein durchschnittlicher Pegel des Ausgangsstroms über einen oder mehrere Zyklen eines getakteten Betriebs des Leistungswandlers geregelt wird. Aufgrund des getakteten Betriebs kann allerdings ein Momentanpegel des Ausgangsstroms variieren. Um zu verhindern, dass solche Variationen dazu führen, dass die LED(s) flackert/flackern, kann ein Ausgangskondensator zwischen Ausgangsknoten des Leistungswandlers und parallel zu der LED-Schaltung geschaltet werden. Ein solcher Kondensator bewirkt allerdings eine Verzögerungszeit zwischen einem Zeitpunkt, zu dem der Leistungswandler zu arbeiten beginnt und einen Ausgangsstrom erzeugt, und einen Zeitpunkt, zu dem die LED zu leuchten beginnt. Der Grund hierfür ist, dass bevor die wenigstens eine LED leuchtet, der Ausgangskondensator durch Strom, der durch den Leistungswandler zur Verfügung gestellt wird, bis auf einen Spannungspegel aufgeladen werden muss, der im Wesentlichen einer Flussspannung der LED-Schaltung entspricht.
Die US 2011 / 0 109 614 A1 beschreibt eine Ansteuerschaltung für eine LED. Die Ansteuerschaltung umfasst eine steuerbare Spannungsquelle, eine Stromquelle und einen Speicher und ist dazu ausgebildet, während einer Ansteuerphase der LED eine Spannung über der LED zu messen, den gemessenen Spannungswert in dem Speicher abzulegen, und in einer nächsten Ansteuerphase durch die Spannungsquelle so lange eine Vorladespannung bereitzustellen, bis eine Spannung über der LED nicht mehr kleiner ist als der gespeicherte Spannungswert.
Die DE 20 2012 100 109 U1 beschreibt eine Ansteuerschaltung für eine LED-Anordnung, wobei die Ansteuerschaltung einen Sperrwandler aufweist.
Die US 2007 / 0 188 134 A1 beschreibt eine getaktete Batterieladeschaltung.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine Ansteuerschaltung, insbesondere eine Ansteuerschaltung für eine LED-Anordnung zur Verfügung zu stellen, bei der eine durch einen Ausgangskondensator bedingte Verzögerungszeit, die auch als Zeit bis zum Licht (time-to-light) bezeichnet werden kann, reduziert ist, und ein Ansteuerverfahren zur Verfügung zu stellen. Diese Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung nach Anspruch 1 und ein Verfahren nach Anspruch 18 gelöst.
Beispiele sind nachfolgend anhand der Zeichnungen erläutert. Die Zeichnungen dienen dazu, bestimmte Prinzipien zu veranschaulichen, so dass nur Aspekte, die zum Verständnis dieser Prinzipien notwendig sind, dargestellt sind. Die Zeichnungen sind nicht maßstabsgerecht. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Merkmale.

1 veranschaulicht schematisch eine Lampenansteuerschaltung gemäß einem Beispiel;
2 zeigt Zeitdiagramme von Signalen, die in der in 1 gezeigten Lampenansteuerschaltung während einer Ein-Phase vorkommen;
3 veranschaulicht ein Beispiel eines Verfahren zum Betreiben der Lampenansteuerschaltung in zwei unterschiedlichen Ein-Phasen;
4 veranschaulicht ein Beispiel eines der in 3 gezeigten Prozessschritte weiter im Detail;
5 veranschaulicht eine Modifikation des in 4 gezeigten Prozessschritts;
6 zeigt ein Beispiel einer Leistungswandlerschaltung der Lampenansteuerschaltung;
7 zeigt ein weiteres Beispiel der Leistungswandlerschaltung der Lampenansteuerschaltung;
8 zeigt ein Beispiel eines in 7 gezeigten Controllers;
9 zeigt Zeitdiagramme von Signalen, die in der in 7 gezeigten Lampenansteuerschaltung während eines Ansteuerzyklus eines getakteten Betriebs des Leistungswandlers vorkommen; und
10 zeigt ein weiteres Beispiel des Leistungswandlers der Lampenansteuerschaltung.

In der nachfolgenden detaillierten Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen. Die Zeichnungen bilden einen Teil der Beschreibung und zeigen zur Veranschaulichung Beispiele, wie die Erfindung verwendet und realisiert werden kann. Selbstverständlich können die Merkmale der verschiedenen hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden, sofern nicht explizit etwas anderes angegeben ist.
1 zeigt ein Beispiel einer Lampenansteuerschaltung. Diese Lampenansteuerschaltung umfasst einen Ausgang mit einem ersten Ausgangsknoten 11 und einem zweiten Ausgangsknoten 12 und einen Leistungswandler 2. Der Leistungswandler ist zwischen einen Eingang mit Eingangsknoten 14, 15 und den Ausgang 11, 12 geschaltet. Der Ausgang 11, 12 ist dazu ausgebildet, eine Last daran anzuschließen. Außerdem ist ein Ausgangskondensator 13 zwischen die Ausgangsknoten 11, 12 und parallel zu der Last, wenn eine vorhanden ist, geschaltet. Insbesondere ist die in 1 gezeigte Lampenansteuerschaltung dazu ausgebildet, eine LED-(Light Emitting Diode, Leuchtdiode)-Schaltung Z anzusteuern, die wenigstens eine LED Z₁-Z_n umfasst. Lediglich zur Veranschaulichung umfasst die in 1 gezeigte LED-Schaltung Z eine LED-Reihenschaltung mit n LEDs, die in Reihe geschaltet sind. Lediglich zur Veranschaulichung ist bei dem in 1 gezeigten Beispiel n = 3.
Die Lampenansteuerschaltung ist dazu ausgebildet, abhängig von einem durch den Leistungswandler 2 erhaltenen Eingangssignal S_IN in einer Ein-Phase oder Aus-Phase zu arbeiten. Während der Ein-Phase erhält der Leistungswandler 2 Eingangsleistung von einer Leistungsquelle (nicht dargestellt), die an den Eingang 14, 15 gekoppelt ist, und erzeugt basierend auf der Eingangsleistung einen Ausgangsstrom I_OUT . Die durch den Leistungswandler 2 erhaltene Eingangsleistung ist gegeben durch eine Eingangsspannung V_IN multipliziert mit einem Eingangsstrom I_IN . Gemäß einem Beispiel ist die Eingangsspannung V_IN eine Gleichspannung. Eine solche Gleichspannung kann durch eine Gleichspannungsquelle bereitgestellt werden. Alternativ ist eine Wechselspannungsquelle, wie beispielsweise ein Wechselspannungsnetz, vorhanden und eine Gleichrichterschaltung (nicht dargestellt) erzeugt die Eingangsspannung V_IN basierend auf einer durch die Wechselspannungsquelle bereitgestellten Wechselspannung. Die Gleichrichterschaltung kann eine aktive Gleichrichterschaltung, wie beispielsweise einen Hochsetzsteller mit einer PFC-(Power Factor Correction, Leistungsfaktorkorrektur)-Funktionalität umfassen oder kann eine passive Gleichrichterschaltung, wie beispielsweise einen Brückengleichrichter und einen zwischen die Eingangsknoten 14, 15 geschalteten Kondensator umfassen.
Gemäß einem Beispiel ist der Leistungswandler 2 ein getakteter Leistungswandler. Der in 1 gezeigte Leistungswandler 2 kann, wenn er als getakteter Leistungswandler realisiert ist, den Ausgangsstrom I_OUT so regeln, dass ein durchschnittlicher Strompegel in einzelnen Betriebszyklen im Wesentlichen konstant ist. Allerdings kann der Strompegel während eines Betriebszyklus aufgrund des getakteten Betriebs des Leistungswandlers 2 variieren. Eine Intensität von Licht, das durch jede der in 1 gezeigten LEDs Z₁-Z_n emittiert wird, ist abhängig von einem Laststrom I_LED , der durch die LED-Schaltung Z fließt. Wenn der Ausgangskondensator 13 weggelassen würde, wäre der Laststrom I_LED gleich dem Ausgangsstrom I_OUT des Leistungswandlers 2. In diesem Fall kann ein variierender Strompegel des Ausgangsstrom I_OUT allerdings dazu führen, dass die LEDs flackern oder sogar beschädigt werden. Der Ausgangskondensator 13 dient dazu, den Laststrom I_LED zu stabilisieren, d.h., Stromschwankungen, die aus dem getakteten Betrieb resultieren, zu unterdrücken oder solche Stromschwankungen wenigstens zu reduzieren, so dass ein Flackern reduziert wird und dass kein Risiko besteht, dass die LED-Schaltung beschädigt wird. Zu Beginn der Ein-Phase muss der Ausgangskondensator 13 durch den Ausgangsstrom I_OUT des Leistungswandlers 2 allerdings geladen werden, bevor die LEDs Z₁-Z_n leuchten können. Ein Spannungspegel, den die Ausgangsspannung V_OUT über dem Ausgangskondensator 13 erreichen muss, bevor die LEDs Z₁-Z_n leuchten, ist im Wesentlichen abhängig von der Anzahl der in Reihe geschalteten LEDs Z₁-Z_n und der Flussspannung der einzelnen LEDs Z₁-Z_n . Über den Daumen gepeilt ist die benötigte Ausgangsspannung V_OUT gegeben durch die Anzahl n der LEDs Z₁-Z_n multipliziert mit der Flussspannung einer LED. Nachdem der Ausgangskondensator 13 bis auf diesen Spannungspegel geladen wurde, ist der Laststrom I_LED im Wesentlichen gleich einem Durchschnitt des Ausgangsstroms I_OUT , so dass in dieser Betriebsphase eine Intensität des durch die LEDs Z₁-Z_n emittierten Lichts durch Regeln des Ausgangsstroms I_OUT gesteuert werden kann.
Wie oben erläutert sind die Ein-Phasen und Aus-Phasen der Lampenansteuerschaltung abhängig von dem Eingangssignal S_IN . Das Eingangssignal S_IN kann auf verschiedene Weise durch eine Eingabeanordnung erzeugt werden, die durch einen Benutzer bedient werden kann. Beispiele einer solchen Eingabeanordnung umfassen, sind aber nicht darauf beschränkt, einen Lichtschalter, eine Fernbedienung, einen Bewegungsmelder, ein Smartphone, oder ähnliches. Eine Dauer der Ein-Phase und Aus-Phasen kann von einigen Sekunden oder einigen Minuten bis hin zu einigen Stunden oder sogar einigen Tagen reichen. Während der Aus-Phasen entlädt sich der Ausgangskondensator 13 aufgrund von Leckströmen in der LED-Schaltung Z oder dem Kondensator 13. Damit muss der Ausgangskondensator 13 (wenigstens teilweise) zu Beginn jeder Ein-Phase geladen werden. Dieses Laden des Ausgangskondensators 13 bewirkt eine Verzögerungszeit zwischen dem Beginn der Ein-Phase und dem Zeitpunkt, zu dem die LEDs zu leuchten beginnen. Der Beginn der Ein-Phase ist dann, wenn das Eingangssignal S_IN anzeigt, dass es gewünscht ist, die LED-Schaltung Z mit den LEDs Z₁-Z_n einzuschalten. Eine Dauer dieser Verzögerung wird manchmal als Zeit bis zum Licht (time-to-light) bezeichnet.
Um eine kurze Verzögerungszeit zu erreichen, ist die Leistungswandlerschaltung 2 dazu ausgebildet, den Ausgangskondensator 13 während einer Initialisierungsphase zu Beginn der Ein-Phase basierend auf einem Initialisierungswert vorzuladen. Gemäß einem Beispiel umfasst das Vorladen des Ausgangskondensators 13 das Erzeugen des Ausgangsstroms I_OUT durch den Leistungswandler 2 mit einem durchschnittlichen Strompegel, der höher ist, als der Strompegel des durch die LEDs benötigten Laststroms I_LED . Dies ist in 2 veranschaulicht, in der Zeitdiagramme des Eingangssignals S_IN , des Ausgangsstroms I_OUT , der Ausgangsspannung V_OUT und des Laststroms I_LED während einer Ein-Phase veranschaulicht sind. Der Strompegel des in 2 veranschaulichten Ausgangsstroms I_OUT ist ein durchschnittlicher Strompegel, so dass Stromschwankungen, die aus dem getakteten Betrieb des Leistungswandlers 2 resultieren, nicht dargestellt sind. Außerdem veranschaulichen die in 2 gezeigten Zeitdiagramme den Betrieb der Lampenansteuerschaltung schematisch, so dass Laufzeitverzögerungen in der Leistungswandlerschaltung 2, wie beispielsweise eine Verzögerung zwischen einem Beginn der Ein-Phase und einem Zeitpunkt, zu dem der Ausgangsstrom I_OUT zu fließen beginnt, nicht dargestellt sind.
Bezug nehmend auf 2 ist ein Beginn der Ein-Phase zu einem Zeitpunkt t0 durch das Eingangssignal S_IN definiert. Zu diesem Zeitpunkt t0 wechselt das Eingangssignal S_IN von einem Aus-Pegel auf einen Ein-Pegel. Der Aus-Pegel zeigt an, dass es gewünscht ist, die LED-Schaltung Z auszuschalten, d.h. die Lampenansteuerschaltung im Aus-Zustand zu betreiben. Der Ein-Pegel zeigt an, dass es gewünscht ist, die LED-Schaltung Z einzuschalten, d.h. die Lampenansteuerschaltung im Ein-Zustand zu betreiben. Lediglich zur Veranschaulichung ist bei dem in 2 gezeigten Beispiel der Ein-Pegel als hoher Signalpegel gezeichnet und der Aus-Pegel als niedriger Signalpegel gezeichnet. Bei dem in 2 gezeigten Beispiel endet die Ein-Phase zum Zeitpunkt t4, wenn das Eingangssignal S_IN von dem Ein-Pegel auf den Aus-Pegel wechselt.
Bezug nehmend auf 2 beginnt eine Initialisierungsphase zu Beginn der Ein-Phase. Eine Dauer der Initialisierungsphase ist in 2 mit T_INIT bezeichnet. Während der Initialisierungsphase erzeugt die Leistungswandlerschaltung den Ausgangsstrom I_OUT mit einem Vorladepegel I_PRE , der höher sein kann als ein Lampenansteuerpegel I_LD nach der Initialisierungsphase. Eine Betriebsphase der Lampenansteuerschaltung nach der Initialisierungsphase und bis zum Ende der Ein-Phase wird nachfolgend als Lampenansteuerphase bezeichnet. Gemäß einem Beispiel ist der Vorladepegel I_PRE fest vorgegeben. Dieser Vorladepegel kann während des oder am Ende des Herstellungsprozesses des Leistungswandlers 2 definiert werden. Gemäß einem weiteren Beispiel stellt der Leistungswandler den Vorladepegel während oder nach einer allerersten Ein-Phase basierend auf dem während der allerersten Ein-Phase vorkommenden Lampenansteuerpegel I_LD ein. In der allerersten Ein-Phase kann der Vorladepegel auf einem in dem Leistungswandler während dem oder am Ende des Herstellungsprozesses abgespeicherten Wert basieren. Gemäß einem weiteren Beispiel kann der Vorladepegel I_PRE über eine Programmierschnittstelle (in 1 nicht gezeigt) beispielsweise am Installationsort durch einen Elektriker programmiert werden. Der Lampenansteuerpegel I_LD kann fest vorgegeben sein oder kann durch ein Dimmsignal S_DIM (das in 1 in gestrichelten Linien dargestellt ist), das durch den Leistungswandler 2 erhalten wird, definiert sein. Dieses Dimmsignal S_DIM , welches die Intensität des durch die LEDs emittierten Lichts definiert, kann durch dieselbe Eingangsanordnung, die durch den Benutzer bedient wird und die das Eingangssignal S_IN erzeugt, erzeugt werden. Gemäß einem weiteren Beispiel ist der Vorladepegel I_PRE abhängig von dem Lampenansteuerpegel I_LD . Das heißt, der Leistungswandler 2 stellt den Vorladepegel I_PRE so ein, dass er ein vordefiniertes Vielfaches des Lampenansteuerpegels I_LD ist, wobei der Lampenansteuerpegel I_LD durch das Dimmsignal eingestellt werden kann. In jedem Fall kann der Vorladepegel I_PRE so erzeugt werden, dass ein Verhältnis zwischen dem Vorladepegel I_PRE und dem Lampenansteuerpegel ausgewählt ist aus beispielsweise zwischen 1,5:1 und 5:1, insbesondere zwischen 2:1 und 4:1.
In 2 bezeichnet V_ON einen Spannungspegel der Ausgangsspannung V_OUT bei der die LEDs Z₁-Z_n einschalten, so dass V_ON eine Spannung bezeichnet, bei der die Ausgangsspannung V_OUT hoch genug ist, um die einzelnen LEDs Z₁-Z_n in einem lichtemittierenden Betrieb zu betreiben. Zu diesem Zeitpunkt steigt der Laststrom I_LED bis auf einen Strompegel an, der im Wesentlichen gleich dem Lampenansteuerpegel I_LD des Ausgangsstrom I_OUT ist. Eine Zeitdauer T_DEL zwischen dem Beginn der Ein-Phase und dem Zeitpunkt, zu dem die Ausgangsspannung V_OUT den Ein-Pegel V_ON erreicht, ist die Zeit bis zum Licht (time-to-light) oder Verzögerungszeit. Aufgrund des Vorladens des Ausgangskondensators 13 während der Initialisierungsphase ist diese Verzögerungszeit T_DEL kürzer als eine Verzögerungszeit, die auftreten würde, wenn die Lampenansteuerschaltung den Ausgangsstrom I_OUT gleich zu Beginn der Ein-Phase mit dem Lampenansteuerpegel I_LD erzeugen würde. Ein Anstieg der Ausgangsspannung V_OUT ist in diesem Fall in 2 mit gepunkteten Linien dargestellt; t3, die nach t2 liegt, bezeichnet in diesem Fall das Ende der Verzögerungszeit.
Um zu verhindern, dass die LEDs Z₁-Z_n beschädigt werden oder heller aufleuchten als dies gewünscht ist, ist es wünschenswert, dass die Initialisierungsphase T_INIT endet, bevor die Ausgangsspannung V_OUT den Ein-Pegel V_ON erreicht. Dies ist in 2 dadurch gezeigt, dass die Initialisierungsphase T_INIT zu einem Zeitpunkt t1 endet, der vor dem Zeitpunkt t2 liegt, zu dem die Ausgangsspannung V_OUT den Ein-Pegel erreicht. Dass die Initialisierungsphase T_INIT endet, bevor die Ausgangsspannung V_OUT den Ein-Pegel V_ON erreicht, wird erreicht durch Steuern der Initialisierungsphase basierend auf dem Initialisierungswert, wobei der Initialisierungswert abhängig ist von dem Spannungspegel der Ausgangsspannung V_OUT in einer vorangehenden Ein-Phase. Bezug nehmend auf 1 umfasst die Lampenansteuerschaltung einen Speicher 3, der an einen Leistungswandler gekoppelt ist und dazu ausgebildet ist, diesen Initialisierungswert zu speichern. Der Initialisierungswert kann abhängig sein von dem Ein-Pegel V_ON , den die Ausgangsspannung während der Lampenansteuerphase der vorangehenden Ein-Phase erreicht. Dies basiert auf der Annahme, dass die LED-Schaltung Z sich während der Aus-Phasen zwischen den einzelnen Ein-Phase nicht ändert, so dass der Ein-Pegel V_ON in jeder Ein-Phase im Wesentlichen derselbe ist. Leichte Variationen des Ein-Pegels V_ON können aus unterschiedlichen Last-Ansteuerpegeln I_LED des Ausgangsstroms I_OUT resultieren, d.h., aus einem unterschiedlichen Dimmen der LEDs Z₁-Z_n in unterschiedlichen Ein-Phasen. Solche Variationen können allerdings durch geeignetes Steuern der Initialisierungsphase berücksichtigt werden, wie unten weiter im Detail erläutert ist.
Bezug nehmend auf 2 kann das Steuern der Initialisierungsphase das Detektieren der Ausgangsspannung V_OUT und das Beenden der Initialisierungsphase, wenn die Ausgangsspannung V_OUT einen Vorladepegel V_PRE erreicht, umfassen, wobei der Vorladepegel V_PRE abhängig von dem Initialisierungswert. Wie oben erläutert, repräsentiert der Initialisierungswert den Ein-Pegel V_ON der Ausgangsspannung V_OUT in einer vorangehenden Ein-Phase. Um zu verhindern, dass die Ausgangsspannung V_OUT während der Initialisierungsphase den Ein-Pegel erreicht, ist der Vorladepegel V_PRE geringer als der durch den Initialisierungswert repräsentierte Ein-Pegel V_ON . Gemäß einem Beispiel ist der Vorladepegel V_PRE ausgewählt aus zwischen 60% und 90%, insbesondere zwischen 65% und 80% des durch den Initialisierungswert repräsentierten Ein-Pegels.
Das oben erläuterte Verfahren ist in 3 veranschaulicht. 3 veranschaulicht Verfahrensschritte, die durch den Leistungswandler 2 in zwei unterschiedlichen Ein-Phasen 110, 120 durchgeführt werden. Bezug nehmend auf 3 umfasst der Betrieb des Leistungswandlers 2 in einer früheren 110 dieser Ein-Phasen 110, 120 einen Detektions- und Speicherprozess 111, in dem ein Initialisierungswert M(k-m) in dem Speicher gespeichert wird. Der Initialisierungswert M(k-m) ist abhängig von einem Spannungspegel der Ausgangsspannung V_OUT in der Ein-Phase 110. Insbesondere ist der Initialisierungswert M(k-m) abhängig von dem Ein-Pegel V_ON in der Ein-Phase 110. Dieser Ein-Pegel wird nachfolgend als V_ON(k-m) bezeichnet. Gemäß einem Beispiel ist der Initialisierungswert M(k-m) proportional zu dem Ein-Pegel V_ON(k-m). Wie oben erläutert, erreicht die Ausgangsspannung V_OUT den Ein-Pegel V_ON nach einer Verzögerungszeit T_DEL nach dem Beginn der jeweiligen Ein-Phase. Das Detektieren des Ein-Pegels V_ON(m-k) in der früheren Ein-Phase 110 kann das Detektieren der Ausgangsspannung V_OUT nach einer festen Verzögerungszeit nach dem Beginn der Ein-Phase 110 umfassen. Diese Verzögerungszeit ist so gewählt, dass unter normalen Umständen die Ausgangsspannung nach dieser Verzögerungszeit definitiv den Ein-Pegel V_ON erreicht hat. Gemäß einem Beispiel ist die Verzögerungszeit ausgewählt aus einem Bereich zwischen 2 Sekunden und 10 Sekunden. Gemäß einem weiteren Beispiel ist der Leistungswandler 2 dazu ausgebildet, den Ein-Pegel V_ON (m-k) durch Messen der Ausgangsspannung V_OUT zu einem Zeitpunkt zu detektieren, wenn das Eingangssignal S_IN von dem Ein-Pegel zu dem Aus-Pegel am Ende der Ein-Phase wechselt.
Bezug nehmend auf 3 umfasst das Verfahren außerdem in einer Ein-Phase 120, die der früheren Ein-Phase 110 folgt, einen Steuerprozess 130, der die Initialisierungsphase in der nachfolgenden Ein-Phase 120 basierend auf dem in dem Speicher 3 gespeicherten Initialisierungswert M(k-m) steuert. Nach der Initialisierungsphase geht der Leistungswandler 2 in der Ein-Phase 120 in die Lastansteuerphase 140 über, in der der Ausgangsstrom I_OUT basierend auf einem in dem Leistungswandler 2 gespeicherten festen Wert oder basierend auf dem Dimmsignal S_DIM geregelt wird.
Wie oben erläutert folgt die Ein-Phase 120 der Ein-Phase 110. Dies umfasst entweder, dass die spätere Ein-Phase 120 der früheren Ein-Phase 110 direkt folgt, so dass nur eine Aus-Phase zwischen diesen zwei Ein-Phasen 110, 120 vorhanden ist, oder dass die spätere Ein-Phase 120 der früheren Ein-Phase 110 nicht direkt folgt, so dass wenigstens eine weitere Ein-Phase (und wenigstens zwei Aus-Phasen) zwischen diesen Ein-Phasen vorhanden sind. Gemäß einem Beispiel ist der Leistungswandler 2 dazu ausgebildet, den Initialisierungswert 2 in jeder Ein-Phase zu speichern, und der in einer Ein-Phase gespeicherte Initialisierungswert wird in der direkt nachfolgenden Ein-Phase verwendet, um die Initialisierungsphase zu steuern. Gemäß einem weiteren Beispiel ist der Leistungswandler dazu ausgebildet, den in einer Ein-Phase gespeicherten Initialisierungswert M dazu zu verwenden, die Initialisierungsphasen in mehreren aufeinanderfolgenden Ein-Phasen zu steuern, bevor ein neuer Initialisierungswert gespeichert und wieder in mehreren Ein-Phasen dazu verwendet wird, die Initialisierungsphasen zu steuern.
Wie oben erläutert, kann das Steuern der Initialisierungsphase das Detektieren der Ausgangsspannung V_OUT , das Vergleichen eines Spannungspegels der detektierten Ausgangsspannung V_OUT mit einem Vorladepegel V_PRE und das Beenden der Initialisierungsphase und Beginnen der Lastansteuerphase wenn der Ausgangsspannungspegel gleich dem Vorladepegel V_PRE ist, umfassen. Wie oben erläutert, ist der Vorladepegel V_PRE in einer Ein-Phase, wie beispielsweise der in 3 gezeigten Ein-Phase 120, abhängig von dem in einer vorangehenden Ein-Phase, wie beispielsweise der in 3 gezeigten Ein-Phase 110, gespeicherten Initialisierungswert M(k-m), wobei der Initialisierungswert M(k-m) abhängig ist von dem Ein-Pegel in der vorangehenden Ein-Phase. Der in der Ein-Phase 120 verwendete Vorladepegel V_PRE wird nachfolgend als V_PRE(k) bezeichnet. Allgemein gilt: $V_{P R E} (k) = c_{1} V_{O N} (k - m)$
wobei c₁ eine Konstante ist, die beispielsweise ausgewählt ist aus einem Bereich zwischen 0,6 und 0,9, insbesondere zwischen 0,7 und 0,8. Der in dem Speicher 3 in einer Ein-Phase gespeicherte Initialisierungswert M(k-m) kann basierend auf dem Ein-Pegel V_ON (k-m) in dieser Ein-Phase auf mehrere Weisen erhalten werden. Entsprechend kann der in einer darauffolgenden Ein-Phase verwendete Vorladepegel V_PRE (k) basierend auf dem abgespeicherten Initialisierungswert M(k-m) auf mehrere Weisen erhalten werden. Gemäß einem Beispiel ist der gespeicherte Initialisierungswert M(k-m) gleich V_ON (km), so dass $M (k - m) = V_{O N} (k - m)$
In diesem Fall berechnet der Leistungswandler 2 den Vorladepegel V_PRE (k) basierend auf Gleichungen (1). Gemäß einem weiteren Beispiel ist der Leistungswandler 2 dazu ausgebildet, den Initialisierungswert M(k-m) so zu speichern, dass er gleich dem Vorladepegel V_PRE (k-m) ist, so dass $M (k - m) = c_{1} \cdot V_{O N} (k - m) = V_{P R E} (k)$
Gemäß noch einem weiteren Beispiel ist der Leistungswandler 2 dazu ausgebildet, den Initialisierungswert M(k-m) so zu speichern, dass er sich von dem Ein-Pegel V_ON (k-m) in der Ein-Phase 110 unterscheidet, aber dazu proportional ist, und der Leistungswandler verwendet in einer darauffolgenden Ein-Phase einen Vorladepegel V_PRE (k), der sich von dem gespeicherten Initialisierungswert M(k-m) unterscheidet, aber dazu proportional ist, so dass $M (k - m) = c_{2} \cdot V_{O N} (k - m)$
$V_{P R E} (k) = c_{3} \cdot V_{O N} (k - m)$
wobei c₂ und c₃ jeweils eine Konstante ist, die so ausgewählt sind, dass c₂ multipliziert mit c₃ gleich c₁ ist, das heißt, $c_{2} \cdot c_{3} = c_{1}$
In einer allerersten Ein-Phase gibt es verschiedene Möglichkeiten, wie die Lampenansteuerschaltung arbeiten kann. Die „allererste Ein-Phase“ ist eine Ein-Phase, die keine vorangehende Ein-Phase hat, in der ein Initialisierungswert in dem Speicher 3 gespeichert wurde. Gemäß einem Beispiel wird ein allererster Initialisierungswert durch den Hersteller der Lampenansteuerschaltung in dem Speicher 3 gespeichert und dieser allererste Initialisierungswert wird dazu verwendet, die Initialisierungsphase in der allerersten Ein-Phase zu steuern. Gemäß einem weiteren Beispiel besitzt der Speicher 3 eine Programmierschnittstelle (die in 1 nicht gezeigt ist), über welche der allererste Initialisierungswert am Installationsort, beispielsweise durch einen Elektriker, in den Speicher 3 geschrieben werden kann. Dieser, am Installationsort in dem Speicher 3 gespeicherte allererste Initialisierungswert kann den speziellen Typ von LED-Schaltung berücksichtigen, der am Installationsort an die Lampenansteuerschaltung angeschlossen wird. Der allererste Initialisierungswert kann beispielsweise die Anzahl der in der LED-Schaltung in Reihe geschalteten LEDs berücksichtigen.
4 zeigt ein Flussdiagramm, die ein Beispiel der in 3 gezeigten Initialisierungsphase 130 weiter im Detail zeigt. Bezug nehmend auf 4 umfasst die Initialisierungsphase 130 das Detektieren des Eingangssignals S_IN in einem Detektionsschritt 131 und einen Vorladeschritt 132, in dem der Ausgangskondensator 13 vorgeladen wird. Das Vorladen 132 beginnt, wenn durch den Leistungswandler 2 in dem Detektionsschritt 130 ein Ein-Pegel des Eingangssignals S_IN detektiert wird. Das Vorladen des Ausgangskondensators 13 endet und die Lampenansteuerphase 140 beginnt, wenn in einem weiteren Detektionsschritt 133 detektiert wird, dass der Ausgangsspannungspegel dem Vorladepegel V_PRE erreicht hat.
Eine Modifikation der in 4 gezeigten Initialisierungsphase 130 ist in 5 gezeigt. Bei dem in 5 gezeigten Beispiel umfasst die Initialisierungsphase einen weiteren Detektionsschritt 134, der eine Dauer der Initialisierungsphase detektiert und die Initialisierungsphase beendet, wenn der Ausgangsspannungspegel den Vorladepegel nicht innerhalb einer vordefinierten Zeitschwelle T_TH erreicht hat. Dies kann beispielsweise auftreten, wenn die LED-Schaltung während der Aus-Zeit durch eine weitere LED-Schaltung ersetzt wird, die weniger in Reihe geschaltete LEDs, und damit eine geringere Ein-Spannung V_ON hat.
Ein Beispiel des Leistungswandlers 2 ist in 6 gezeigt. In diesem Beispiel ist der Leistungswandler 2 mit einer Sperrwandlertopologie realisiert und umfasst einen Transformator 21 mit einer Primärwicklung 21₁ und einer Sekundärwicklung 21₂ , die induktiv mit der Primärwicklung 21₁ gekoppelt ist. Die Primärwicklung 21₁ ist in Reihe zu einem elektronischen Schalter 23 geschaltet, wobei eine Reihenschaltung mit der Primärwicklung 21₁ und dem elektronischen Schalter 23 zwischen die Eingangsknoten 14, 15 geschaltet ist. Der elektronische Schalter 23 ist beispielsweise ein Transistor. Bei dem in 6 gezeigten Beispiel ist der Transistor als n-leitender Anreicherungs-MOSFET gezeichnet. Dies ist jedoch nur ein Beispiel. Eine beliebige andere Art von Transistor, wie beispielsweise eine andere Art von MOSFET (p-leitender Anreicherungs-MOSFET, p-leitender Verarmungs-MOSFET, n-leitender Verarmungs-MOSFET), ein Bipolarsperrschicht-Transistor (BJT, Bipolar Junction Transistor), ein JFET (Junction Field-Effect Transistor) oder ein HEMT (High Electron Mobility Transistor), wie beispielsweise ein GaN-HEMT kann ebenso verwendet werden. Ein Controller 24 steuert den elektronischen Schalter 23 basierend auf einem Ansteuersignal S_DRV . Der Controller erhält das Eingangssignal S_IN und das optionale Dimmsignal S_DIM und ist dazu ausgebildet, den Initialisierungswert in dem Speicher 3 zu speichern und den gespeicherten Initialisierungswert von dem Speicher 3 zu erhalten.
Obwohl bei den in den 1 und 6 gezeigten Beispielen der Speicher 3 außerhalb des Leistungswandlers 2 gezeichnet ist, ist der Speicher 3 nicht notwendigerweise physikalisch außerhalb des Leistungswandlers 2. Gemäß einem Beispiel ist der Speicher 3 tatsächlich eine externe Speicheranordnung außerhalb des Leistungswandlers 2 und des Controllers 24 des Leistungswandlers 2. Gemäß einem weiteren Beispiel ist der Speicher 3 allerdings in dem Leistungswandlungscontroller 24 integriert. Die optionale Programmierschnittstelle des Speichers 3 ist in den 1 und 6 nicht gezeigt.
Bezug nehmend auf 6 sind der Ausgang 11, 12 und der Ausgangskondensator 13 an die Sekundärwicklung 21₂ gekoppelt. Gemäß einem Beispiel ist ein Gleichrichterelement 23, wie beispielsweise eine Diode, in Reihe zu der Sekundärwicklung 21₂ geschaltet und der Ausgangskondensator 13 ist parallel zu einer Reihenschaltung geschaltet, die die Sekundärwicklung 21₂ und das Gleichrichterelement 22 enthält. Der Controller 24 ist dazu ausgebildet, einen Durchschnitt des Ausgangsstroms I_OUT basierend auf einen getakteten Betrieb des elektronischen Schalters 23 zu regeln. Der Ausgangsstrom I_OUT ist ein Strom durch die Reihenschaltung mit der Sekundärwicklung 21₂ und der Diode 22. Der Controller 24 ist weiterhin dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung V_OUT zu detektieren, um die Initialisierungsphase wie zuvor erläutert zu steuern. Ein Beispiel, wie der Controller 24 die Ausgangsspannung V_OUT detektieren und den Ausgangsstrom I_OUT regeln kann, ist nachfolgend erläutert.
7 zeigt einen Leistungswandler 2, der auf dem in 6 gezeigten Leistungswandler basiert und der zusätzlich eine mit der Primärwicklung 21₁ und der Sekundärwicklung 21₂ induktiv gekoppelte Hilfswicklung 21₃ aufweist. Eine Spannung über der Hilfswicklung 213 ist nachfolgend als Hilfsspannung V_AUX bezeichnet. Bei diesem Beispiel erhält der Controller 24 ein Hilfssignal S_AUX , das gemäß einem Beispiel im Wesentlichen proportional ist zu der Hilfsspannung V_AUX . Bei dem in 7 gezeigten Beispiel wird das Hilfssignal S_AUX aus der Hilfsspannung V_AUX durch eine Spannungsteilerschaltung 26 erzeugt, die einen resistiven Spannungsteiler mit einem ersten Widerstand 261 und einem zweiten Widerstand 262 aufweist. Das Hilfssignal S_AUX ist eine Spannung über dem zweiten Widerstand 262. Optional ist ein Kondensator 263 parallel zu dem zweiten Widerstand 262 geschaltet. Dieser Kondensator 263 dient dazu, ungewünschte Spannungsspitzen des Hilfssignals S_AUX zu filtern.
Optional erhält eine Versorgungsschaltung 25 die Hilfsspannung V_AUX und erzeugt eine Versorgungsspannung Vcc für den Controller 24. Die Versorgungsschaltung 25 kann eine Gleichrichterschaltung enthalten, die die Hilfsspannung V_AUX gleichrichtet. Bei dem in 7 gezeigten Beispiel umfasst die Versorgungsschaltung eine Reihenschaltung mit einem Kondensator 251 und einem Gleichrichterelement 252, wie beispielsweise eine Diode, wobei diese Reihenschaltung parallel zu der Hilfswicklung 21₃ geschaltet ist. Die Versorgungsspannung Vcc des Controllers 24 ist über dem Kondensator 251 verfügbar. Optional ist ein Widerstand 253 in Reihe zu dem Gleichrichterelement 252 geschaltet. Die Versorgungsschaltung 25 erzeugt die Versorgungsspannung Vcc während des getakteten Betriebs des elektronischen Schalters 23. Um den Controller 24 zu Beginn der Ein-Phase zu versorgen, das heißt, bevor der elektronische Schalter 23 in jeder Ein-Phase zum ersten Mal eingeschaltet wurde, kann der Controller 24 zusätzlich die Eingangsspannung V_IN erhalten (wie in 7 in gepunkteten Linien dargestellt ist).
Bezug nehmend auf 7 erhält der Controller 24 außerdem ein Stromerfassungssignal CS, das einen Strom I₁ durch die Primärwicklung 21₁ und den elektronischen Schalter 23 repräsentiert. Bei dem in 7 gezeigten Beispiel ist das Stromerfassungssignal CS eine Spannung über einem Erfassungswiderstand 24, der in Reihe zu dem elektronischen Schalter 23 geschaltet ist. Dies ist jedoch nur ein Beispiel. Anstelle des Erfassungswiderstands 24 kann auch eine beliebige andere Art von Stromsensor, der dazu ausgebildet ist, den Strom durch den elektronischen Schalter 23 zu erfassen, verwendet werden, um das Stromerfassungssignal CS zu erzeugen.
Ein Beispiel des Controllers 24 ist in 8 gezeigt. 8 zeigt ein Blockdiagramm des Controllers 24. Es sei erwähnt, dass dieses Blockdiagramm eher die funktionellen Blöcke des Controllers 24 anstelle einer speziellen Implementierung veranschaulicht. Diese funktionellen Blöcke können in verschiedener Weise realisiert werden. Gemäß einem Beispiel sind diese funktionellen Blöcke unter Verwendung dedizierter Schaltungen realisiert. Gemäß einem weiteren Beispiel ist der Controller 24 unter Verwendung von Hardware und Software realisiert.
Bezug nehmend auf 8 umfasst der Controller 24 einen Betriebsphasencontroller 241, der die einzelnen Betriebsphasen des Leistungswandlers 2 steuert. Das heißt, der Betriebsphasencontroller 241 steuert die Ein-Phasen und Aus-Phasen und innerhalb der Ein-Phasen die Initialisierungsphase und die Lastansteuerphase. Der Betriebsphasencontroller 241 erhält das Eingangssignal S_IN und das Hilfssignal S_AUX und ist dazu ausgebildet, den Initialisierungswert in dem Speicher 3 zu speichern und den Initialisierungswert von dem Speicher 3 zu erhalten. Wie oben erläutert ist der Leistungswandler 2 dazu ausgebildet, den Ausgangsstrom I_OUT während der Ein-Phase zu regeln, wobei gemäß einem Beispiel ein Strompegel des Ausgangsstroms I_OUT in der Initialisierungsphase so geregelt ist, dass er einen Vorladepegel hat und in der Lastansteuerphase so geregelt ist, dass er einen Strompegel hat, der entweder fest vorgegeben ist oder durch das Dimmsignal S_DIM definiert ist. Das Regeln des Ausgangsstroms I_OUT erfordert das Detektieren des Ausgangsstroms I_OUT . Der in 8 gezeigte Controller 24 umfasst einen Ausgangsstromdetektor 242, der dazu ausgebildet ist, einen Strompegel des Ausgangsstroms abhängig von dem Hilfssignal S_AUX und dem Stromerfassungssignal CS zu detektieren. Ein durch den Ausgangsstromdetektor 242 geliefertes Stromsignal S_IOUT repräsentiert einen durchschnittlichen Strompegel des Ausgangsstroms I _OUT . Ein Fehlerfilter 242 erhält das Stromsignal S_IOUT und ein Sollsignal S_SET , wobei das Sollsignal S_SET einen gewünschten durchschnittlichen Strompegel des Ausgangsstroms I_OUT repräsentiert.
Das Sollsignal S_SET wird durch einen Multiplexer 243 bereitgestellt, der gesteuert durch den Betriebsphasencontroller 241 das Dimmsignal S_DIM oder ein Vorladesignal S_PRE als Sollsignal S_SET ausgibt. Der Multiplexer 243 ist durch den Betriebsphasencontroller 241 so gesteuert, dass während der Initialisierungsphase der Vorladepegel S_PRE als Sollsignal S_SET ausgegeben wird und während der Lastansteuerphase entweder ein fest vorgegebenes Signal oder das Dimmsignal S_DIM als Sollsignal S_SET ausgegeben wird. Das Vorladesignal S_PRE repräsentiert einen gewünschten durchschnittlichen Strompegel des Ausgangsstroms I_OUT während der Initialisierungsphase. Das Fehlerfilter 244 erzeugt ein Fehlersignal S_ERR basierend auf dem Ausgangsstromsignal S_IOUT und dem Sollsignal S_SET . Gemäß einem Beispiel berechnet das Fehlerfilter 244 eine Differenz zwischen dem Ausgangsstromsignal S_IOUT und dem Sollsignal S_SET und filtert die Differenz, um das Fehlersignal S_ERR zu erzeugen. Bei einem Beispiel hat das Filter eines von einer proportionalen (P), integrativen (I), proportional-integrativen (PI) oder proportional-integrativen-derivativen (PID) Charakteristik. Gemäß einem weiteren Beispiel hat das Filter eine andere Art von Übertragungsfunktion, wie beispielsweise eine nicht-lineare Übertragungsfunktion, die unter Verwendung eines oder mehrerer nicht-linearer Filter in dem Fehlerfilter 244 erhalten wird. Ein Pulsweitenmodulator (PWM) 245 erhält das Fehlersignal S_ERR und erzeugt ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal S_DRV basierend auf dem Fehlersignal S_ERR . Optional ist ein Treiber 246 zwischen den PWM 245 und den elektronischen Schalter 23 (letzterer ist in 8 nicht gezeigt) geschaltet. Der Treiber 246 ist dazu ausgebildet, einen Ansteuersignalpegel basierend auf den pulsweitenmodulierten Ausgangssignal des PWM 245 zu erzeugen, der geeignet ist, den elektronischen Schalter 23 anzusteuern. Bezug nehmend auf 8 steuert der Betriebsphasencontroller außerdem den Pulsweitenmodulator 245 derart, dass der Pulsweitenmodulator 245 das Ansteuersignal S_DRV basierend auf dem Fehlersignal S_ERR nur während der Ein-Phase ausgibt und während der Aus-Phase ein Ausgangssignal erzeugt, das den elektronischen Schalter 23 im Aus-Zustand hält.
Ein Beispiel, wie der Ausgangsstromdetektor 242 das Ausgangsstromsignal S_IOUT basierend auf dem Stromerfassungssignal CS und dem Hilfssignal S_AUX detektieren (berechnen) kann und wie der Betriebsphasencontroller 241 die Ausgangsspannung V_OUT basierend auf dem Hilfssignal S_AUX detektieren kann, wird anhand von 9 erläutert.
9 zeigt Zeitdiagramme der Hilfsspannung V_AUX , eines Primärstroms I₁ und eines Sekundärstroms I₂ und des Ansteuersignals S_DRV während eines Ansteuerzyklus des elektronischen Schalters 13. Eine Dauer dieses Ansteuerzyklus ist in 9 als T_CYCLE bezeichnet. Ein Ansteuerzyklus umfasst eine Ein-Periode T_ON , in der das Ansteuersignal S_DRV den elektronischen Schalter 13 einschaltet, und eine Aus-Periode T_OFF in der das Ansteuersignal S_DRV den elektronischen Schalter 13 ausschaltet. Der Primärstrom I₁ ist ein Strom durch die Primärwicklung 21₁ des Transformators 21 und der Sekundärstrom I₂ ist ein Strom durch die Sekundärwicklung 21₂ . Während der Ein-Periode T_ON ist eine Spannung V1 über der Primärwicklung 21₁ im Wesentlichen gleich der Eingangsspannung V_IN (wenn ein Spannungsabfall über dem elektronischen Schalter 23 vernachlässigt wird). Wie in 9 dargestellt, steigt der Primärstrom I₁ während der Ein-Periode T_ON im Wesentlichen linear an. Eine Steigung des Primärstromanstiegs ist im Wesentlichen gegeben durch V_IN/L, wobei V_IN die Eingangsspannung und L eine Induktivität des Transformators 21 ist. Während der Ein-Periode ist der Sekundärstrom I₂ null, was dadurch bedingt ist, dass die Primärwicklung 21₁ und die Sekundärwicklung 21₂ entgegengesetzte Wicklungssinne haben und das Gleichrichterelement 22 den Strom durch die Primärwicklung 21₂ nur in einer Richtung fließen lässt. Während der Ein-Periode wird der Transformator 21 magnetisiert und während der Aus-Periode T_OFF wird der Transformator 21 entmagnetisiert. Während der Aus-Periode T_OFF gibt es eine Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG , während der sich der Sekundärstrom I₂ von null unterscheidet. Dieser Sekundärstrom I₂ nimmt beginnend ab einem Spitzenstrompegel I_{2_PEAK} zu Beginn der Aus-Periode T_OFF im Wesentlichen linear ab. Gemäß einem Beispiel arbeitet der Leistungswandler 2 so, dass der Transformator 21 während der Aus-Periode vollständig entmagnetisiert wird. Das heißt, der Sekundärstrom I₂ nimmt während der Aus-Periode auf null ab, bevor der elektronische Schalter 13 zu Beginn eines nächsten Ansteuerzyklus erneut einschaltet. Allgemein ist ein Strompegel I_{AVG_OUT} des Ausgangsstroms I_OUT während eines Ansteuerzyklus gegeben durch: $I_{O U T_A V G} = \frac{1}{T_{C Y C L E}} \cdot \int_{0}^{T_{C Y C L E}} I_{2} d t$
Wie oben erläutert nimmt der Sekundärstrom I₂ während er Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG im Wesentlichen linear ab, so dass in diesem Fall der durchschnittliche Ausgangsstrom I_{OUT_AVG} gegeben ist durch $I_{O U T_A V G} = \frac{I_{2_P E A K} \cdot T_{D E M A G}}{2 \cdot T_{C Y C L E}}$
Der Ausgangsstromdetektor 242 ist dazu ausgebildet, den durchschnittlichen Ausgangsstrom I_{OUT_AVG} basierend auf Gleichung (6) zu detektieren und das Stromsignal S_IOUT basierend auf dieser Detektion auszugeben. Bezug nehmend auf Gleichung (6) kann das Detektieren des durchschnittlichen Ausgangsstrom I_{OUT_AVG} das Detektieren des Spitzenpegels I_{2_PEAK} des Sekundärstroms I₂ , das Detektieren der Zykluszeit TCYCLE und der Entmagnetisierungszeit T_DEMAG umfassen.
Gemäß einem Beispiel ist der Ausgangsstromdetektor 242 dazu ausgebildet, den Spitzenpegel I_{2_PEAK} des Sekundärstroms I₂ basierend auf dem Spitzenpegel I_{1_PEAK} des Primärstroms I₁ zu detektieren. Das durch den Ausgangsstromdetektor 242 erhaltene Stromerfassungssignal CS repräsentiert den Primärstrom I₁ . Der Ausgangsstromdetektor 242 ist dazu ausgebildet, das Stromerfassungssignal CS zu einem ersten Abtastzeitpunkt tsi abzutasten, welches der Zeitpunkt ist, zu dem das Ansteuersignal S_DRV den elektronischen Schalter 13 ausschaltet. Zu diesem ersten Abtastzeitpunkt tsi repräsentiert das Strommesssignal CS den Spitzenpegel I_{1_PEAK} des Primärstroms I₁ . Der Ausgangsstromdetektor 242 erhält das Ansteuersignal S_DRV und tastet das Stromerfassungssignal CS ab, wenn der Signalpegel des Ansteuersignals S_DRV von dem Ein-Pegel, der den elektronischen Schalter 13 einschaltet, auf einen Aus-Pegel, der den elektronischen Schalter 13 ausschaltet, wechselt, um den Spitzenpegel I_{1_PEAK} des Primärstroms I₁ zu erhalten. Der Spitzenpegel I_{2_PEAK} des Sekundärstroms I₂ ist wie folgt proportional zu dem Spitzenpegel I_{1_PEAK} : $I_{2_P E A K} = I_{1_P E A K} \cdot \frac{N_{1}}{N_{2}}$
wobei N₁ die Anzahl der Windungen der Primärwicklung 21₁ und N₂ die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 21₂ bezeichnet. Gemäß einem Beispiel ist der Ausgangsstromcontroller 242 dazu ausgebildet, den sekundären Spitzenstrompegel I_{2_PEAK} basierend auf Gleichung (7) zu erhalten.
Der Ausgangsstromdetektor 242 ist weiterhin dazu ausgebildet, das Ende der Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG basierend auf dem Hilfssignal S_AUX zu detektieren. Die Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG ist gegeben durch eine Zeitdifferenz zwischen dem detektierten Ende der Entmagnetisierungsperiode und dem Beginn der Aus-Periode T_OFF und wird durch den Ausgangsstromdetektor 242 basierend auf dieser Beziehung berechnet. Wie oben erläutert zeigt das durch den Ausgangsstromdetektor 242 erhaltene Ansteuersignal S_DRV den Beginn der Aus-Periode an, so dass der Ausgangsstromdetektor 242 diese Information von dem Ansteuersignal S_DRV erhält. Außerdem ist der Ausgangsstromdetektor dazu ausgebildet, das Ende der Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG wie unten erläutert basierend auf den Hilfssignal S_AUX zu detektieren.
Die Hilfsspannung V_AUX beginnt nach dem Ende der Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG zu oszillieren. Dies ist in 9 veranschaulicht, in der der Beginn einer Oszillationsperiode gezeigt ist. Bei dem in 9 gezeigtem Beispiel wird der elektronische Schalter basierend auf dem Ansteuersignal S_DRV allerdings eingeschaltet, wenn ein erstes lokales Minimum der Oszillation auftritt, so dass nur ein Abschnitt einer ersten Oszillationsperiode in 9 gezeigt ist. Solche Oszillationen resultieren aus der Induktivität des Transformators 21 und einer parasitären Kapazität, wie beispielsweise einer Ausgangskapazität des elektronischen Schalters 23. Gemäß einem Beispiel detektiert der Ausgangsstromdetektor 242 einen Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung V_AUX , und damit das Hilfssignal S_AUX , zum ersten Mal nach dem Beginn der Aus-Periode null erreicht. Dieser Zeitpunkt wird nachfolgend als erster Nulldurchgangszeitpunkt bezeichnet. Außerdem ist der Ausgangsstromdetektor 242 dazu ausgebildet, die Dauer der Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG als Zeitdifferenz zwischen dem ersten Nulldurchgangszeitpunkt und dem Beginn der Aus-Periode abzüglich einer Verzögerungszeit zu berechnen, wobei die Verzögerungszeit eine Dauer zwischen dem Ende der Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG und dem ersten Nulldurchgangszeitpunkt repräsentiert. Diese Verzögerungszeit ist etwa ein Viertel (1/4) einer Oszillationsperiode, so dass gemäß einem Beispiel der Ausgangsstromdetektor ein Viertel der Oszillationsperiode von der Zeitdifferenz zwischen dem ersten Nulldurchgangszeitpunkt und dem Beginn der Aus-Periode abzieht, um die Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG zu erhalten.
Eine Frequenz, und damit eine Dauer einer Periode der Oszillation, kann während oder am Ende des Herstellungsprozesses berechnet oder gemessen werden, und ein Wert, der ein Viertel der Oszillationsperiode repräsentiert, kann in dem Ausgangsstromdetektor 242 gespeichert werden. Basierend auf diesem gespeicherten Wert und der detektierten Zeitdifferenz zwischen dem ersten Nulldurchgangszeitpunkt und dem Beginn der Aus-Periode kann der Ausgangsstromdetektor 242 die Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG erhalten. Selbstverständlich kann der Wert, der ein Viertel der Oszillationsperiode repräsentiert, überall in der Steuerschaltung 24, wie beispielsweise in dem Betriebsphasencontroller 241, gespeichert werden und durch den Ausgangsstromdetektor 242 von wo auch immer er gespeichert ist, erhalten werden. Gemäß einem weiteren Beispiel ist die Steuerschaltung 24 dazu ausgebildet, die Dauer einer Oszillationsperiode zu messen und die gemessene Oszillationsperiode bei der Detektion der Dauer der Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG zu verwenden. Das Messen der Oszillationsperiode kann umfassen: das Betreiben des Leistungswandlers derart, dass in einer Ansteuerperiode der elektronische Schalter 23 nicht dann eingeschaltet wird, wenn ein erstes lokales Minimum der Hilfsspannung V_AUX (des Hilfssignals S_AUX ) nach dem Beginn der Aus-Periode auftritt, sondern wenn ein zweites oder drittes lokales Minimum auftritt, und das Messen einer Zeitdifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgangszeitpunkten. Diese Zeitdifferenz repräsentiert eine Hälfte (1/2) der Oszillationsperiode.
Gemäß einem Beispiel ist der Pulsweitenmodulator 245 dazu ausgebildet, den elektronischen Schalter 13 bei einer fest vorgegebenen Frequenz einzuschalten, so dass die einzelnen Ansteuerzyklen dieselbe Dauer haben, das heißt, T_CYCLE=1/f, wobei f die Schaltfrequenz ist. Gemäß einem weiteren Beispiel arbeitet der Leistungswandler 2 in einem quasi-resonanten (QR) Betrieb. In diesem Fall startet, wie oben erläutert, ein neuer Ansteuerzyklus jedes Mal dann, wenn die Hilfsspannung V_AUX nach dem Ende der Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG ein lokales Minimum (Tal) erreicht. In diesem Fall erhält der Pulsweitmodulator ebenfalls das Hilfssignal S_AUX , um solche lokale Minima zu detektieren. Gemäß einem Beispiel umfasst das Detektieren der lokalen Minima das Detektieren von Nulldurchgangszeitpunkten, wenn die Hilfsspannung S_AUX abnimmt, und das Starten eines neuen Ansteuerzyklus ein Viertel der Oszillationsperiode nach einem Nulldurchgangszeitpunkt. Gemäß einem Beispiel beginnt ein neuer Ansteuerzyklus, wie in 9 gezeigt, wenn das erste lokale Minimum der Aus-Periode auftritt. Die Information über die Dauer eines Viertels der Oszillationsperiode kann wie oben erläutert erhalten werden, das heißt beispielsweise während des Herstellungsprozesses oder durch Messen während des Betriebs. Bei einem Beispiel stellt der Pulsweitmodulator die Dauer T_ON der Ein-Periode basierend auf dem Fehlersignal S_ERR ein, um den durchschnittlichen Ausgangsstrom I_OUT zu regeln. Bei einem anderen Beispiel stellt der Treiber einen Spitzenstrom basierend auf diesem Fehlersignal S_ERR ein. Bei diesem Beispiel kann der Controller 24 das Stromerfassungssignal CS mit einer Spitzenstromschwelle vergleichen und den elektronischen Schalter 23 ausschalten, wenn das Stromerfassungssignal die Spitzenstromschwelle erreicht. Die Dauer T_ON der Ein-Periode ist gegeben durch die Zeitdauer zwischen dem Einschalten des elektronischen Schalters 23 und dem Zeitpunkt, zu dem das Stromerfassungssignal CS die Spitzenstromschwelle erreicht.
Außerdem detektiert der Betriebsphasencontroller 241 die Ausgangsspannung V_OUT basierend auf der Hilfsspannung V_AUX . Gemäß einem Beispiel tastet der Betriebsphasencontroller 241 die Hilfsspannung V_AUX zu einer zweiten Abtastzeit t_S2 ab, welches der Zeitpunkt ist, zu dem die Entmagnetisierungsperiode T_DEMAG endet. Zu diesem Abtastzeitpunkt t_S2 ist die Hilfsspannung V_AUX proportional zu der Ausgangsspannung V_OUT und ist gegeben durch $V_{A U X} = V_{O U T} \cdot \frac{N_{3}}{N_{2}}$
wobei N₃ die Anzahl der Windungen der Hilfswicklung 213 und N₂ die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 21₂ ist.
10 zeigt einen Leistungswandler gemäß einem weiteren Beispiel. Dieser Leistungswandler unterscheidet sich von den in den 6 und 7 gezeigten Leistungswandlern dadurch, dass die Sekundärwicklung 21₂ weggelassen ist und die Schaltung die bei den in den 6 und 7 gezeigten Beispielen parallel zu der Sekundärwicklung 21₂ geschaltet ist, bei dem in 10 gezeigten Beispiel parallel zu der Primärwicklung geschaltet ist. Das heißt, eine Reihenschaltung, die das Gleichrichterelement 22 und die Parallelschaltung mit dem Ausgangskondensator 13 und der Last Z umfasst, ist parallel zu der Primärwicklung 21₁ geschaltet. Dieser Leistungswandler arbeitet in derselben Weise wie der in 7 gezeigte Leistungswandler. Das heißt, während der Ein-Phase wird der in Reihe zu der Primärwicklung geschaltete elektronische Schalter in mehreren Ansteuerzyklen pulsweitenmoduliert ein- und ausgeschaltet. In der Ein-Periode jedes Ansteuerzyklus wird der Transformator 21 magnetisiert und der Ausgangsstrom I_OUT ist null. Der Ausgangsstrom I_OUT ist der Strom durch die parallel zu der Primärwicklung 21₁ geschaltete Schaltung. In der Aus-Periode jedes Ansteuerzyklus wird der Transformator entmagnetisiert und ein von null verschiedener Ausgangsstrom I_OUT fließt durch die Reihenschaltung. Der Ausgangsstrom I_OUT und der Durchschnitt des Ausgangsstroms können in derselben Weise wie zuvor erläutert detektiert werden, das heißt, durch Detektieren des Spitzenstrompegels des Stroms durch die Primärwicklung 21₁ und Detektieren der Dauer Entmagnetisierungsperiode. Letztere wird unter Verwendung der Hilfswicklung 21₃ detektiert.

Claims

Ansteuerschaltung, die aufweist: Ausgangsknoten (11, 12), die dazu ausgebildet sind, an eine Last gekoppelt zu werden; einen Kondensator (13), der zwischen die Ausgangsknoten (11, 12) gekoppelt ist; und einen Leistungswandler (2), wobei der Leistungswandler (2) dazu ausgebildet ist, in wenigstens einer von mehreren Ein-Phasen der Ansteuerschaltung einen Initialisierungswert (M(k-m)) in einem Speicher (3) zu speichern und eine Initialisierungsphase wenigstens einer anderen der mehreren Ein-Phasen basierend auf dem in dem Speicher (3) gespeicherten Initialisierungswert (M(k-m)) zu steuern, wobei der Initialisierungswert (M(k-m)) abhängig ist von einer Ausgangsspannung (V_OUT) über dem Kondensator (13) während einer Lastansteuerphase der wenigstens einen Ein-Phase, und wobei der Leistungswandler (2) weiterhin dazu ausgebildet ist, während der Lastansteuerphase einen Ausgangsstrom (I_OUT) zu regeln und die Initialisierungsphase der wenigstens einen anderen der mehreren Ein-Phasen basierend auf dem in dem Speicher (3) gespeicherten Initialisierungswert (M(k-m)) so zu steuern, dass der Ausgangsstrom (I_OUT) während der Initialisierungsphase so geregelt wird, dass er höher ist als während der Lastansteuerphase und die Initialisierungsphase endet, bevor die Ausgangsspannung (V_OUT) einen Wert erreicht, der dem Wert der Ausgangsspannung (V_OUT) während der Lastansteuerphase der wenigstens einen Ein-Phase entspricht.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, bei der der Leistungswandler weiterhin dazu ausgebildet ist, die Ansteuerschaltung in mehreren Ein-Phasen basierend auf einem durch den Leistungswandler erhaltenen Eingangssignal (S_DRV) zu betreiben.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Leistungswandler dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom (I_OUT) basierend auf einem Dimmsignal (S_DIM), das durch den Leistungswandler (2) erhalten wird, zu regeln.
Ansteuerschaltung nach einem beliebigen der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Leistungswandler (2) dazu ausgebildet ist, den Initialisierungswert abhängig von einer Spannung (V_OUT) über dem Kondensator (13) während der Lastansteuerphase jeder der mehreren Ein-Phasen zu speichern.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 4, bei dem der Leistungswandler dazu ausgebildet ist, die Initialisierungsphase basierend auf dem in dem Speicher gespeicherten Initialisierungswert (M(m-k)) in jeder der mehreren Ein-Phasen zu steuern.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 4, bei der die mehreren Ein-Phasen eine erste Ein-Phase aufweisen und bei der der Leistungswandler dazu ausgebildet ist, die Initialisierungsphase der ersten Ein-Phase basierend auf einem vorgegebenen Initialisierungswert zu steuern.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 6, bei der der vordefinierte Initialisierungswert in dem Speicher (3) gespeichert ist.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, bei der der Leistungswandler dazu ausgebildet ist, in der Initialisierungsphase den Ausgangsstrom (I_OUT) unabhängig von dem Dimmsignal (S_DIM) zu steuern.
Ansteuerschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Leistungswandler weiterhin dazu ausgebildet ist, eine Dauer der Initialisierungsphase zu detektieren und die Initialisierungsphase zu beenden, wenn die Dauer eine Zeitschwelle erreicht.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 9, bei der die Zeitschwelle abhängig ist von dem in dem Speicher gespeicherten Initialisierungswert.
Ansteuerschaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 10 , bei der der Leistungswandler aufweist: einen Transformator (21) mit einer Primärwicklung (21₁) und einer Sekundärwicklung (21₂), wobei die Sekundärwicklung (21₂) an die Lastknoten (11, 12) gekoppelt ist.
Ansteuerschaltung nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 10, bei der der Leistungswandler einen Transformator mit einer Primärwicklung (21₁) aufweist, wobei die Primärwicklung (21₁) mit den Lastknoten (11, 12) gekoppelt ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 11 oder 12, bei der der Leistungswandler weiterhin aufweist: einen elektronischen Schalter (23), der in Reihe mit der Primärwicklung (21₁) geschaltet ist, und einen Controller (24), der dazu ausgebildet ist, den elektronischen Schalter (23) anzusteuern, wobei eine Reihenschaltung, die die Primärwicklung (21₁) und den elektronischen Schalter (23) aufweist, an einen Eingang (14, 15) gekoppelt ist, der dazu ausgebildet ist, eine Eingangsleistung zu erhalten, wobei der Controller (24) dazu ausgebildet ist, in jeder der mehreren Ein-Phasen den elektronischen Schalter (23) in mehreren aufeinanderfolgenden Ansteuerzyklen anzusteuern, die jeweils eine Ein-Zeit, in der der elektronische Schalter eingeschaltet ist, und eine Aus-Zeit, in der der elektronische Schalter ausgeschaltet ist, aufweisen.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 13, bei der der Controller (24) dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom (I_OUT) wenigstens durch Einstellen einer Dauer der Ein-Zeit oder Einstellen eines Spitzenstromschwellenwertes zu regeln.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 14, bei der der Controller (24) weiterhin dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom (I_OUT) zu detektieren und ein Fehlersignal (S_ERR) basierend auf dem detektierten Ausgangsstrom (I_OUT) zu erzeugen; und bei der der Controller (24) dazu ausgebildet ist, die Dauer der Ein-Zeit basierend auf dem Fehlersignal (S_ERR) einzustellen.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 15, bei der der Controller (24) dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom basierend auf einem Strom durch die Primärwicklung (21₁) während der Ein-Zeit und einer Spannung (V_AUX) über einer Hilfswicklung (213) während der Aus-Zeit zu detektieren.
Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 16, bei der der Controller (24) dazu ausgebildet ist, die Ausgangsspannung (V_OUT) basierend auf einer Spannung (V_AUX) über einer Hilfswicklung (213) zu detektieren.
Verfahren, das aufweist: Speichern eines Initialisierungswerts (M(k-m)) in einem Speicher (3) in wenigstens einer von mehreren Ein-Phasen einer Ansteuerschaltung, wobei der Initialisierungswert (M(k-m)) abhängig ist von einer Ausgangsspannung (V_OUT) über einem Ausgangskondensator (13) der Ansteuerschaltung während einer Lastansteuerphase der wenigstens einen Ein-Phase; Steuern einer Initialisierungsphase der Ansteuerschaltung während wenigstens einer anderen der mehreren Ein-Phasen basierend auf dem in dem Speicher (3) gespeicherten Initialisierungswert; und Regeln eines Ausgangsstroms während der wenigstens einen anderen Ein-Phase nach der Initialisierungsphase, wobei das Steuern einer Initialisierungsphase der Ansteuerschaltung während der wenigstens einen anderen der mehreren Ein-Phasen basierend auf dem in dem Speicher (3) gespeicherten Initialisierungswert aufweist: Regeln des Ausgangsstroms während der Initialisierungsphase so, dass er höher ist als während der Lastansteuerphase, und Beenden der Initialisierungsphase, bevor die Ausgangsspannung (V_OUT) einen Wert erreicht, der dem Wert der Ausgangsspannung (V_OUT) während der Lastansteuerphase der wenigstens einen Ein-Phase entspricht.
Verfahren nach Anspruch 18, das weiterhin aufweist: Betreiben der Ansteuerschaltung in den mehreren Ein-Phasen basierend auf einem durch die Ansteuerschaltung erhaltenen Eingangssignal (S_IN).
Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, bei dem das Regeln des Ausgangsstroms (I_OUT) das Regeln des Ausgangsstroms (I_OUT) basierend auf einem durch die Ansteuerschaltung erhaltenem Dimmsignal (S_DIM) aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 18 bis 20, bei dem das Speichern des Initialisierungswerts (M(k-m)) das Speichern des Initialisierungswerts (M(k-m)) abhängig von einer Spannung (V_OUT) über dem Kondensator (13) während der Lastansteuerphase jeder der mehreren Ein-Phasen aufweist.
Verfahren nach Anspruch 21, bei dem das Steuern der Initialisierungsphase das Steuern das Initialisierungsphase basierend auf dem in dem Speicher abgespeicherten Initialisierungswert (M(k-m)) in jeder der mehreren Ein-Phasen aufweist.
Verfahren nach Anspruch 21, bei dem die mehreren Ein-Phasen eine erste Ein-Phase aufweisen, und bei dem die Initialisierungsphase der ersten Ein-Phase basierend auf einem vordefinierten Initialisierungswert gesteuert wird.
Verfahren nach Anspruch 23, bei dem der vordefinierte Initialisierungswert in dem Speicher (3) gespeichert wird.