CN104539163A - 反激变换器的同步整流控制方法及其控制模块 - Google Patents

反激变换器的同步整流控制方法及其控制模块 Download PDF

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Abstract

本发明特别涉及反激变换器的同步整流控制方法及其控制模块。一种反激变换器的同步整流控制方法，适用于非互补有源钳位控制方式的反激变换器，主要包括如下步骤，关断控制步骤，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现由第一窄脉冲驱动钳位管在主开关管开通前导通一下而出现的电流尖峰时，开始计时，并在计时时长达到设定时长时，发出第三窄脉冲Soff；驱动步骤，接收第二窄脉冲和第三窄脉冲，并输出第二窄脉冲的上升沿控制同步整流管的导通；再输出第三窄脉冲的上升沿控制同步整流管的关断。相对于现有技术，本发明进一步提高非互补反激有源钳位变换器的效率。且不需要体积较大的同步变压器来隔离，同时应用简单，且自动适应CCM工作模式。

Description

反激变换器的同步整流控制方法及其控制模块
技术领域
本发明涉及开关变换器领域，特别涉及反激变换器的同步整流控制方法及其控制模块。
背景技术
随着电力电子领域迅猛的发展使得开关变换器应用的越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率AC/DC变换采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；但是由于变压器存在漏感的影响，反激变换器主开关管的电压钳位方式包括RC缓冲吸收、RCD钳位，LCD钳位以及有源钳位。有源钳位不但可以吸收漏感能量并以正激的形式将能量回馈到输出端，而且可以充分利用漏感的能量实现开关管的软开关，提高开关变换器的效率。
目前传统反激有源钳位变换器电路原理图通常如图1-1和图1-2所示，开关变换器主开关管钳位包括两种钳位方式，即NMOS钳位开关管和PMOS钳位开关管。以图1-1为例，其稳态工作时各点工作波形如图1-3所示，Vgs_sw、Vgs_sa分别为主开关管Sw、钳位开关管Sa的驱动电压波形，Vds_sw、Vds_sa分别为主开关管Sw、钳位开关管Sa的电压波形，Ic是钳位电容Cc电流波形。
假设主开关管Sw占空比为D，则钳位开关管Sa占空比为(1-D)，为了避免主开关管Sw和钳位开关管Sa共通需留有一定死区时间，工作周期为T。在T0时刻主开关管Sw导通，原边电流流经激磁电感进行激磁，变压器激磁电流线性增加，副边整流二极管D截止，变压器存储能量。在T1时刻主开关管Sw关断，原边激磁电流给主开关管Sw输出电容充电、钳位开关管Sa输出电容放电。当钳位开关管Sa两端电压Vds_sa下降为零后其体二极管导通，T3时刻开通钳位开关管Sa，实现了钳位开关管Sa的零电压导通。变压器释放能量，副边整流二极管D导通，原边激磁电感被副边钳位在-NVo，变压器漏感ILk与钳位电容Cc进行谐振，经过1/2个周期后T4时刻关断钳位开关管Sa，由于电感电流不能突变，此时主开关管Sw输出电容放电、钳位开关管Sa输出电容充电，当主开关管Sw两端电压为零后其体二极管导通，在T6时刻主开关管导通，实现了主开关管Sw的零电压导通。
由于钳位电容值较大，原边主开关管Sw电压钳位效果好，几乎没有高频振荡，在钳位电路工作过程中钳位开关管一直处于导通状态，体二极管不会出现反向恢复问题，钳位开关管导通时间长，所以电路中电流变化斜率较小，EMI传导性能较好，同时有源钳位实现了原边主开关管Sw和钳位开关管的零电压开通，降低了开关损耗；并且传统互补型有源钳位的磁芯可以工作在一三象限，提高磁芯的利用率，为减小磁芯体积提供了条件。
但是传统反激有源钳位变换器钳位电路对谐振电感、钳位电容参数相对比较敏感，而且钳位电路循环能量大，在满载情况下效率可以得到有效提升，但是轻载效率则很低。除此之外，传统反激有源钳位变换器只能应用在定频控制中，意味着轻载效率很难优化。
针对如上所述问题的不足，浙江大学硕士论文“非互补反激有源箝位变换流器的研究”基于传统反激有源钳位变换器的优势，提出了一种轻载效率更高、控制灵活的非互补反激有源钳位变换器控制策略，这种控制方法在保证反激变换器原边主开关管实现软开关特性的前提下，可以采用变频控制，轻载降频；减小钳位电路的循环能量，提高轻载效率；减小钳位开关管电流等级，降低电路成本。
非互补反激有源钳位变换器电路原理图如图1-1和图1-2所示，与传统反激有源钳位变换器电路原理图一样，只是控制策略进行了创新。非互补反激有源钳位变换器控制策略激磁电流连续工作模式下稳态工作时各点工作波形如图1-3所示。
以图1-1和图1-3为例，其工作原理为：在T0时刻主开关管Sw导通，原边电流流经激磁电感进行激磁，变压器激磁电流线性增加，副边整流二极管D截止，变压器存储能量。在T1时刻主开关管Sw关断，原边激磁电流给主开关管Sw输出电容充电、钳位开关管Sa输出电容放电。变压器释放能量，副边整流二极管D导通，原边激磁电感被副边钳位在-NVo，当钳位开关管Sa两端电压降为零后其体二极管导通，变压器漏感ILk与钳位电容Cc进行谐振，漏感能量传递到钳位电容Cc中，由于钳位开关管Sa体二极管具有单向导通性，漏感能量谐振到钳位电容Cc后钳位回路断开，能量一直储存在钳位电容Cc中。在T4时刻钳位开关管Sa导通，副边整流二极管导通，原边激磁电感Lm被钳位在-NVo，钳位电容Cc与漏感进行谐振，将钳位电容能量传递到漏感。在T5时刻钳位开关管Sa关断，漏感电流不能突变，主开关管Sw输出电容放电、钳位开关管Sa输出电容充电，当住开关管Sw两端电压为零后其体二极管导通，在T6时刻主开关管Sw开通，实现了主开关管Sw的零电压开通。
上述非互补反激有源钳位变换器采用二极管作为副边电路的整流器件，由于副边整流二极管D的导通压降较大，这导致电路的效率依然不高，不符合高效率、小体积的产品发展需要。
同步整流技术是高效率开关电源中应用广泛的技术，采用通态电阻极低的金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，简称MOSFET，或MOS管)取代整流二极管，以降低整流损耗、提高开关电源的整机效率。
同步整流开关管工作在仿二极管模式，但其导通压降比二极管要低，这样来提高开关电源的整机效率。同步整流开关管简称为同步整流管，根据同步整流管在关断前的瞬间，流过同步整流管的电流是否为零，可以将同步整流管所在开关电源的工作模式，分为连续模式(Continuous Current mode，简称CCM)、断续模式(Discontinuous Current mode，简称DCM)以及临界模式(Critical Current mode，CrCM)。在CCM模式下，同步整流开关管关断时电流不为零，而在DCM/CrCM模式下，同步整流开关管关断时电感电流为零。在DCM模式下，可以消除输出滤波环流，减小磁损和开关损耗，同时防止反灌电流，从而提高可靠性。
由于现代高速超大规模集成电路的尺寸不断减小，功耗不断降低，供电电源的电压也随之要求越来越低。很多领域的直流母线电压由原来的48V降为24V，甚至降至12V。为了实现高效率，这就要求主功率级不能使用传统的肖特基二极管(SBD)、快恢复开关二极管(FPD)等作为输出整流管，如图2所示其正向压降约为0.4V-0.6V，甚至达1V，大电流时的通态功耗很大，在输出电压12V的主功率级变换器的损耗中，将占主要比重，采用同步整流可以提高系统的变换效率。
综上，同步整流在上述所述非互补反激有源钳位变换器中至关重要。
同步整流的驱动方式有电压型驱动和电流型驱动两种。按照同步整流管的门极驱动电压的来源，又可以分为自驱动(Self driven)和外驱动(Externally driven)，外驱动又称为控制驱动(Control driven)。所述自驱动方案在一定的时间段，变压器漏感引起的振荡等会影响驱动电压，降低效率。同时驱动电路都存在延时，同步整流管SR也存在开启延时，收到关断信号时，到同步整流管SR关断时，都存在延时，引起输出电压通过仍未及时关断的同步整流管SR向变压器绕组或电感反向供电，降低效率，俗称反灌。反灌不单单会降低效率，同时还会导致同步整流管的电压应力增大，从而降低器件的可靠性。
所述外驱动方案的缺点是驱动电路复杂，需要有检测控制、定时逻辑、同步变压器等，且目前极少能够自适应CCM的同步整流驱动方案，这导致非互补反激有源钳位变换器难以采用外驱动方案。
发明内容
有鉴如此，本发明要解决现有同步整流电路存在的上述问题，提供一种反激变换器的同步整流控制方法，以进一步提高非互补反激有源钳位变换器的效率。所述控制方法不需要体积较大的同步变压器来隔离，同时应用简单，且自动适应CCM工作模式。
与此相应，本发明还提供一种反激变换器的同步整流控制模块，以进一步提高非互补反激有源钳位变换器的效率。所述控制模块不需要体积较大的同步变压器来隔离，同时应用简单，且自动适应CCM工作模式。
就方法而言，本发明目的是这样实现的，一种反激变换器的同步整流控制方法，适用于非互补有源钳位控制方式的反激变换器，包括如下步骤，采样步骤，对同步整流管进行采样，经比较得出其差值Vds后，输出比较的差值Vds；导通控制步骤，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映主开关管关断时，发出第二窄脉冲Son；关断控制步骤，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现由第一窄脉冲驱动钳位管在主开关管开通前导通一下而出现的电流尖峰时，开始计时，并在计时时长达到设定时长时，发出第三窄脉冲Soff；驱动步骤，接收第二窄脉冲和第三窄脉冲，并输出第二窄脉冲的上升沿控制同步整流管的导通；再输出第三窄脉冲的上升沿控制同步整流管的关断；其中，设定时长取决于钳位开关管的导通时长，以及自钳位开关管关断至主开关管导通之间所预留的死区时间长度。
优选地，所述反激变换器的同步整流控制方法，还包括钳位检测步骤，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现驱动钳位管导通的第一窄脉冲时，发出第四窄脉冲Sqa；所述关断控制步骤，接收第四窄脉冲Sqa后，发出第三窄脉冲Soff。
优选地，所述第二窄脉冲和第三窄脉冲，均为纳秒级脉冲信号。
优选地，所述第二窄脉冲和第三窄脉冲的脉冲宽度为100ns。
优选地，所述非互补有源钳位控制步骤，是在主开关管开通前且留有纳秒级死区时间之前，发出第一窄脉冲，由第一窄脉冲的上升沿驱动钳位开关管的导通，再由第一窄脉冲的下降沿控制钳位开关管的关断；在钳位开关管关断后且留有纳秒级死区时间之后，控制主开关管导通。
就控制模块而言，一种反激变换器的同步整流控制模块，适用于非互补有源钳位控制方式的反激变换器，其特征在于：包括：采样模块，对同步整流管进行采样，经比较得出其差值Vds后，输出比较的差值Vds；导通控制模块，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映主开关管关断时，发出第二窄脉冲Son；关断控制模块，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现由第一窄脉冲驱动钳位管在主开关管开通前导通一下而出现的电流尖峰时，开始计时，并在计时时长达到设定时长时，发出第三窄脉冲Soff；驱动模块，接收第二窄脉冲和第三窄脉冲，并输出第二窄脉冲的上升沿控制同步整流管的导通；再输出第三窄脉冲的上升沿控制同步整流管的关断；其中，设定时长取决于钳位开关管的导通时长，以及自钳位开关管关断至主开关管导通之间所预留的死区时间长度。
优选地，所述反激变换器的同步整流控制模块，还包括钳位检测模块，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现驱动钳位管导通的第一窄脉冲时，发出第四窄脉冲Sqa；所述关断控制模块接收第四窄脉冲Sqa后，发出第三窄脉冲Soff。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
(1)不需要使用体积大的同步变压器来隔离；
(2)应用简单；
(3)自动适应CCM下的同步整流；
(4)同步整流管关断及时，基本没有体二极管导通现象存在，效率高。
附图说明
图1-1为现有技术的非对称或对称反激有源钳位变换器NMOS管钳位电路原理图；
图1-2为现有技术的非对称或对称反激有源钳位变换器PMOS管钳位电路原理图；
图1-3为现有技术对称反激有源钳位变换器的工作波形
图2为二极管整流时的非对称反激有源钳位变换器工作波形；
图3为本发明第一实施例的反激变换器的电路原理图；
图4为本发明第一实施例的反激变换器的同步整流的工作波形；
图5为本发明第一实施例的反激变换器的同步整流控制模块的控制方框图；
图6为本发明第一实施例的反激变换器的同步整流控制模块的控制时序图；
图7为本发明的第二实施例的反激变换器的同步整流控制模块的电路原理图；
图8为本发明的第三实施例的反激变换器的同步整流控制模块的电路原理图。
具体实施方式
第一实施例
图3示出了本发明第一实施例的反激变换器的电路原理图，一种反激变换器，在非对称反激有源钳位变换器的基础上，将同步整流管Q1，应用于同步整流电路装置，还包括一同步整流控制模块的集成电路IC1(为简洁起见，集成电路IC1，以下统称为IC1)，同步整流控制模块IC1采用本发明的连接关系为：非对称反激有源钳位变换器包括原边侧电路和副边侧电路，原边侧电路包括钳位电路，钳位电路包括钳位开关管Sa和钳位电容。原边侧电路还包括主开关管Sw。
副边侧电路包括同步整流管Q1，同步整流管Q1包含漏极端子D、源级端子S和栅极端子G，源级端子S连接于变压器副边绕组，漏极端子连接于输出端子，栅极端子G连接同步整流控制模块IC1的端子，IC1通过连接控制同步整流管的导通与关断。集成电路IC1通过端子连接于同步整流管的漏极端子D和源级端子S，同步整流控制模块IC1通过对VDS进行采样给为IC内部电路提供参考控制信号。
非互补有源钳位反激变换器的工作波形如图2所示，在主开关管Sw开通前且留有纳秒级死区时间之前，发出一个窄脉冲控制信号，由窄脉冲的上升沿驱动钳位开关管Sa的导通，再由窄脉冲的下降沿控制钳位开关管Sa的关断；在钳位开关管关断后且留有纳秒级死区时间之后，控制主开关管Sw导通。
窄脉冲控制的钳位开关管Sa导通期间，如图2中的I_D电流波形，流经副边侧电路的电流会在主开关管导通前出现电流尖峰，窄脉冲宽度决定电流尖峰的时间宽度，电流尖峰的时间宽度为纳秒级。电流尖峰通过同步整流管Q1时，同步整流控制模块的集成电路IC1会检测到VDS电压尖峰，IC1通过电压尖峰信号触发关断控制信号，在必要的逻辑处理后，IC1输出关断控制信号给同步整流管Q1的栅极端子G，同步整流管Q1在主开关管Sw导通前及时关断，同步整流管Q1也可能在主开关管Sw导通时同时关断。
图5示出了本发明第一实施例的反激变换器的同步整流控制模块的控制方框图，同步整流控制模块包括VDS采样电路、导通控制电路、关断控制电路、钳位检测电路以及驱动电路，VDS采样电路连接于IC1的VD和VS端子，VDS采样电路对VD和VS的差值进行采样，经比较得出其差值Vds后，VDS采样电路输出VDS的比较的差值Vds；导通控制电路连接于VDS采样电路和驱动电路，导通控制电路接收VDS采样电路的比较差值Vds，当差值Vds反映主开关管关断时，输出一个导通脉冲信号Son。
图5中原理框图的工作波形如图6。
钳位检测电路连接于VDS采样电路和关断控制电路，钳位检测电路接收VDS采样电路的VDS采样信号，钳位检测电路通过VDS采样信号检测到钳位开关管Sa导通时，钳位检测电路输出一个钳位脉冲信号SQa。
关断控制电路连接于钳位检测电路和驱动电路，关断控制电路接收钳位脉冲信号SQa，关断控制电路检测到钳位脉冲信号SQa后，关断控制电路输出一个关断脉冲信号Soff。
优选的，关断控制电路会在检测到钳位脉冲信号SQa后延迟一段时间输出关断脉冲信号Soff，延迟的时间长度取决于钳位开关管Sa的导通时间，以及钳位开关管Sa关断和主开关管Sw导通之间的死区时间。通过这样的设置，可以确保IC1控制的同步整流管Q1的关断时刻尽可能接近主开关管Sw的导通时刻，从而减小整流损耗。
驱动电路输出驱动信号，所诉驱动信号通过栅极端子G控制同步整流管Q1的导通和关断；驱动电路在检测到导通脉冲信号Son后控制同步整流管Q1导通，驱动电路维持同步整流管Q1导通，直至关断脉冲信号Soff；驱动电路在检测到关断脉冲信号Soff时控制同步整流管Q1关断，驱动电路维持同步整流管Q1关断，直至导通脉冲信号Son。驱动电路循环工作于上述工作过程。
经研究表明，钳位开关管Sa的导通时间为100ns，钳位开关管Sa关断到主开关管Sw导通之间的死区时间为100ns，钳位检测电路检测钳位开关管导通的延时是100ns，同步整流管Q1在钳位检测电路检测到钳位开关管导通后，同步整流管Q1延迟100ns关断，同步整流管Q1的关断时刻与主开关管Sw的导通时刻基本重合，此时同步整流的效率最高，且没有任何反灌现象。
第二实施例
图7示出了第二实施例的原理图，同步整流管Q1，应用于同步整流电路装置，还包括一集成电路IC1，集成电路IC1采用发明内容中的技术方案控制同步整流管Q1。与第一实施例不同的地方，同步整流实现方法还包括一个采样电阻Rs，采样电阻Rs与同步整流管串联，IC1检测采样电阻Rs两端的电压Vs作为控制信号，IC1采用本发明的同步整流实现方法，其原理等同于实施例一的原理，这里不再赘述，图7示出的装置同样实现发明目的。
第三实施例
图8示出了第三实施例的原理图，同步整流管Q1，应用于同步整流电路装置，还包括一集成电路IC1，集成电路IC1采用发明内容中的技术方案控制同步整流管Q1。与第一实施例不同的地方，同步整流实现方法还包括一个电流互感器Ts，互感器Ts具有原边绕组和副边绕组，原边绕组与同步整流管Q1串联，IC1检测互感器Ts副边绕组的电流Is作为控制信号，IC1采用本发明的同步整流实现方法，其原理等同于实施例一的原理，这里不再赘述，图8示出的装置同样实现发明目的。

Claims (7)

1.一种反激变换器的同步整流控制方法，适用于非互补有源钳位控制方式的反激变换器，包括如下步骤，
采样步骤，对同步整流管进行采样，经比较得出其差值Vds后，输出比较的差值Vds；
导通控制步骤，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映主开关管关断时，发出第二窄脉冲Son；
关断控制步骤，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现由第一窄脉冲驱动钳位管在主开关管开通前导通一下而出现的电流尖峰时，开始计时，并在计时时长达到设定时长时，发出第三窄脉冲Soff；
驱动步骤，接收第二窄脉冲和第三窄脉冲，并输出第二窄脉冲的上升沿控制同步整流管的导通；再输出第三窄脉冲的上升沿控制同步整流管的关断；
其中，设定时长取决于钳位开关管的导通时长，以及自钳位开关管关断至主开关管导通之间所预留的死区时间长度。
2.根据权利要求1所述的反激变换器的同步整流控制方法，其特征在于：还包括钳位检测步骤，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现驱动钳位管导通的第一窄脉冲时，发出第四窄脉冲Sqa；所述关断控制步骤，接收第四窄脉冲Sqa后，发出第三窄脉冲Soff。
3.根据权利要求1所述的反激变换器的同步整流控制方法，其特征在于：所述第二窄脉冲和第三窄脉冲，均为纳秒级脉冲信号。
4.根据权利要求1所述的反激变换器的同步整流控制方法，其特征在于：所述第二窄脉冲和第三窄脉冲的脉冲宽度为100ns。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的反激变换器的同步整流控制方法，其特征在于：所述非互补有源钳位控制步骤，是在主开关管开通前且留有纳秒级死区时间之前，发出第一窄脉冲，由第一窄脉冲的上升沿驱动钳位开关管的导通，再由第一窄脉冲的下降沿控制钳位开关管的关断；在钳位开关管关断后且留有纳秒级死区时间之后，控制主开关管导通。
6.一种反激变换器的同步整流控制模块，适用于非互补有源钳位控制方式的反激变换器，其特征在于：包括：
采样模块，对同步整流管进行采样，经比较得出其差值Vds后，输出比较的差值Vds；
导通控制模块，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映主开关管关断时，发出第二窄脉冲Son；
关断控制模块，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现由第一窄脉冲驱动钳位管在主开关管开通前导通一下而出现的电流尖峰时，开始计时，并在计时时长达到设定时长时，发出第三窄脉冲Soff；
驱动模块，接收第二窄脉冲和第三窄脉冲，并输出第二窄脉冲的上升沿控制同步整流管的导通；再输出第三窄脉冲的上升沿控制同步整流管的关断；
其中，设定时长取决于钳位开关管的导通时长，以及自钳位开关管关断至主开关管导通之间所预留的死区时间长度。
7.根据权利要求6所述的反激变换器的同步整流控制模块，其特征在于：还包括钳位检测模块，接收比较的差值Vds，当差值Vds反映出现驱动钳位管导通的第一窄脉冲时，发出第四窄脉冲Sqa；所述关断控制模块接收第四窄脉冲Sqa后，发出第三窄脉冲Soff。
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