CN108933533B - 非互补有源钳位反激变换器的控制器 - Google Patents

非互补有源钳位反激变换器的控制器 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种非互补有源钳位反激变换器的控制器，包括频率控制单元、脉宽控制单元、时序控制单元和驱动单元，采用多模式控制方式，还包括波峰检测单元和模式判断单元，所述波峰检测单元，检测主开关管漏端的振荡电压的波峰，在变换器的非互补模式下，控制钳位管在波谷开通；钳位管的关断由内部设定的导通时间确定；所述模式判断单元，根据反馈电压FB，依模式判断的结果信号给出模式转换信号到时序控制单元。本发明通过增加DCM模式，屏蔽钳位管开通，减小了进入跳频模式时的励磁电流峰峰值，避免音频噪声的产生，优化了空载功耗；由于模式转换的比较过程设置了较长的延时，降低了模式转换对变换器控制环路的影响。

Description

非互补有源钳位反激变换器的控制器
技术领域
本发明涉及有源钳位反激变换器，特别涉及一种非互补有源钳位反激变换器的控制器。
背景技术
反激变换器因其成本低、拓扑简单等优点广泛应用于中小功率离线式开关电源。实际工作过程中，反激变换器的原边能量并不能够完全传递到副边，留在原边的能量通过漏感和开关节点寄生电容的谐振在开关节点，即主开关管的漏端，产生很高的电压尖峰。为了减小开关管的电压应力，需要吸收电路，常规的吸收电路有RCD钳位电路、LCD钳位电路和有源钳位电路。其中，有源钳位电路添加额外的钳位管及较大的钳位电容，可以将漏感能量保存下来，并回收此能量至变换器输入端。另外，由于漏感的电惯性，有源钳位电路在漏感能量的回收过程结束后可以将主开关管漏端的电压拉低，从而实现主开关管的ZVS开通，减小主开关管的开通损耗，便于变换器功率密度的提升。
如图1所示，100为典型有源钳位反激变换器的电路图。图中，LK为漏感、LM为励磁电感、CA为钳位电容、MA为钳位管、MP为主开关管、CPAR为开关节点的寄生电容、RS为励磁电感电流采样电阻、NP为变压器原边绕组匝数、NS为变压器副边绕组匝数、DR为整流二极管、COUT为变换器输出电容、单元101为变换器的控制器(即是该变换器的主控制芯片)、单元102为隔离反馈电路。主控制芯片通过采样变换器输出电压和电流采样电阻RS上的压降实现双环路峰值电流模式控制，确定主开关管MP何时开通、何时关断。为了实现主开关管MP的ZVS开通，需要合理控制钳位管MA导通的时间。实际上，仅仅依靠漏感很难将开关节点的电压拉至地电位，而需要将励磁电感LM的感量适当减小，使得励磁电感也存在负向电流。在钳位管关闭之后，励磁电感和漏感仍然流过负向电流，从开关节点的寄生电容上抽取能量，使得开关节点电压拉至地电位。
如图2所示，为典型的互补模式有源钳位反激变换器的关键信号波形，其中，G_MP为主开关管的栅极驱动波形，G_MA为钳位管的栅极驱动波形，DS_MP为主开关管漏端电压波形，ILM为励磁电感电流波形，ILK为漏感电流波形。假设，励磁电感的感量为LM，漏感的感量为LK，励磁电感电流正向的峰值为IPKP，负向的峰值为IPKN，主开关管漏端电压为VDS_MP，开关节点寄生电容容值为CPAR，重负载情况下的开关周期为T_HD，轻负载情况下的开关周期为T_LD。为了可靠地实现主开关管ZVS开通，以上功率级参数需要满足：即需要保持一定幅值的负向励磁电流IPKN，负向励磁电流的斜率是一定的，为：其中，VOUT为变换器输出电压。随着负载的减轻，正的励磁电流峰值开始减小，则主开关管导通时间和钳位管导通时间相应地减小，才能保证负向励磁电流峰值为定值。所以，互补模式的变换器随着负载减轻是升频的，开关管的开关损耗在轻负载时没有得到减小。此外，轻负载时互补模式钳位管通路仍然存在较大的循环能量，也会造成轻载效率降低。
浙江大学硕士论文“非互补有源钳位反激变流器的研究”提出了一种轻载效率更高、控制灵活的非互补有源钳位反激变换控制策略。该控制策略在保证主开关管实现ZVS开通的前提下，可以采用变频控制，轻载降频；减小钳位电路的循环能量，提高效率；减小钳位管的电流等级，降低成本。然而，与互补模式类似，要确保主开关管实现ZVS开通，则励磁电感电流必须要存在一定的负电流。变换器系统满足能量守恒：其中，f表示变换器主开关频率，η表示变换器的效率。对应于空载，励磁电流正的峰值等于负的峰值，即IPKP_MIN＝IPKN。运用峰值电流环路控制模式时，变换器的降频范围有限，往往只能降到最大频率的一半，这样，轻载至空载的效率就难以优化。
发明内容
鉴于现有技术的不足，本发明的目的是，提供一种非互补有源钳位反激变换器的控制器。该非互补有源钳位反激变换器的控制器能够兼顾主开关管的ZVS实现和轻负载效率的提升，轻载时频率可以进一步降低，并且多模式转换时不会对环路稳定性造成影响。
为了实现上述发明目的，本发明提供一种非互补有源钳位反激变换器的控制器，包括频率控制单元、脉宽控制单元、时序控制单元和驱动单元，所述频率控制单元,根据反馈电压控制主开关管的频率；所述脉宽控制单元，根据反馈电压和电流峰值检测信号，实现主开关管的峰值电流模式控制，给出主开关管的关断信号；所述时序控制单元，通过驱动单元给出主开关管MP的驱动信号G_MP和钳位管MA的驱动信号G_MA；采用多模式控制方式，还包括波峰检测单元和模式判断单元，所述波峰检测单元，检测主开关管漏端的振荡电压的波峰，在变换器的非互补模式下，控制钳位管在波谷开通；钳位管的关断由内部设定的导通时间确定；所述模式判断单元，根据反馈电压与设定的转换阈值的比较结果给出模式转换信号到时序控制单元；模式转换信号是在非互补模式、断续模式及跳频模式之间依序跳转的转换信号，各模式转换信号通过四个转换阈值来产生，四个转换阈值即非互补模式的低限阈值电压VATD、非互补模式的高限阈值电压VDTA、断续模式的低限阈值电压VBL和断续模式的高限阈值电压VBH，当反馈电压低于非互补模式的低限阈值电压VATD时，第一模式转换信号控制变换器由非互补模式跳转为断续模式，以屏蔽钳位管的开通；当反馈电压低于断续模式的低限阈值电压VBL时，第二模式转换信号控制变换器由断续模式跳转为跳频模式；当反馈电压高于断续模式的高限阈值电压VBH时，第三模式转换信号控制变换器由跳频模式恢复为断续模式；当反馈电压高于非互补模式的高限阈值电压VDTA时，第四模式转换信号控制变换器由断续模式恢复为非互补模式。
优选的，所述各模式转换信号的产生过程，包括一跳转延时，该跳转延时的时间设置，通过电流源给电容充电至施密特触发器的正向阈值电压来实现。
可选的，波峰检测单元包括第一比较器、第一基准电压、第一电流源、第一PMOS管、第一NMOS管、第一电容、第一施密特触发器和第一反相器。第一比较器的正向输入端接辅助绕组的分压节点，负向输入端接第一阈值电压，输出端接第一PMOS和第一NMOS的栅端；第一PMOS的源端接第一电流源的输出端，漏端接第一NMOS的漏端、第一电容的上极板和第一施密特触发器的输入端；所述第一电流源的输入端接芯片内部电源VCC；所述第一NMOS的源端接地；所述第一电容的下极板接地；所述第一施密特触发器的输出端接第一反相器的输入端；所述第一反相器输出钳位管开通信号TON_A。
上述波峰检测单元电路的工作原理如下：第一基准电压幅值很小，约几十mV；辅助绕组上的电压为在励磁电感消磁结束之后，开关节点电压VDS开始振荡，振荡的电压为此时，辅助绕组上的电压为因为基准电压很小，可近似为地电位，所以，第一比较器输出低电平表示振荡电压波形经过中心值。此低电平关断第一NMOS管，开启第一PMOS管，第一电流源流出固定电流给第一电容充电，当电容上的电压超过第一施密特触发器的正向阈值电压时，钳位管开通信号变高。设置第一电流源给第一电容充电至第一施密特触发器的正向阈值电压的时间为3/4个开关节点振荡电压的周期。那么，钳位管开通信号TON_A在开关节点振荡电压的波峰处变为高电平。
可选的，波峰检测单元还可以是包括第一拐点检测电路、第二基准电压、第二比较器、第一RS触发器、第一窄脉冲发生器、第一电流镜、第一开关、第二开关、第三开关、第二电容、第三电容、第三比较器和第一D触发器。所述第一拐点检测电路的输入端和第二比较器的负向输入端接辅助绕组的分压节点；所述第二比较器的正向输入端接第二基准电压，输出端接第一RS触发器的复位端R、第一窄脉冲发生器的输入端和第一D触发器的触发端；所述第一拐点检测电路的输出端接第一RS触发器的置位端S；所述第一RS触发器的输出端Q接第一开关的控制端；所述第一开关的一端接第一电流镜的一个输出端，另一端接第二电容的上极板和第三开关的一端；所述第二电容的下极板接地；所述第三开关的另一端接第三比较器的负向输入端，控制端接第一窄脉冲发生器的输出端；所述第一电流镜的另一个输出端接第三电容的上极板、第三比较器的正向输入端和第二开关的一端；所述第二开关的另一端接地，控制端接第一D触发器的反相输出端所述第三比较器的输出端接第一D触发器的复位端CLR；所述第一D触发器的D输入端接内部电源VCC，触发端接第二比较器的输出端，输出端给出钳位管开通信号TON_A。
上述波峰检测单元电路的工作原理如下：第一拐点检测电路检测辅助绕组电压波形消磁结束的时刻，给出高电平，将所述第一RS触发器的输出端Q置位为高电平；此后，第二比较器给出开关节点振荡电压波形经过中心值的时刻，给出高电平，将第一RS触发器的输出端Q复位为低电平。从消磁结束时刻到振荡电压第一次经过中心值的时间为1/4个开关节点电压振荡周期。此时间段将所述第一开关闭合，第一电流镜输出电流ICH1给第二电容充电；当1/4振荡周期结束，即第二比较器输出高电平，通过第一窄脉冲发生器产生窄脉冲采样信号将第二电容上的电压采样到第三比较器的负向输入端保存下来。第二比较器的输出信号触发第一D触发器，使得输出端变为低电平，第一电流镜的另一路输出电流ICH2开始给第三电容充电。所述第一电流镜的输出电流存在比例关系：ICH1＝3*ICH2，而第二电容与第三电容容值相等，则第三电容上的电压达到第二电容电压的时间为第二电容充电时间的三倍，即在开关节点振荡电压的波峰时，第三比较器输出高电平，将第一D触发器复位。第一D触发器的输出端输出的钳位管开通信号TON_A变为高电平。
优选的，模式判断单元包括第二电流源、第二PMOS管、第二NMOS管、第四开关、第五开关、第四比较器、第四电容、第二施密特触发器、第二反相器、第三反相器、第三电流源、第三PMOS管、第三NMOS管、第六开关、第七开关、第五比较器、第五电容、第三施密特触发器、第四反相器和第五反相器。所述第二电流源的输入端接内部电源VCC，输出端接第二PMOS管的源端；所述第二PMOS管的栅端接第二NMOS管的栅端和第四比较器的输出端，其漏端接第二NMOS管的漏端、第四电容的上极板和第二施密特触发器的输入端；所述第二NMOS管的源端接地；所述第四电容的下极板接地；所述第四比较器的正向输入端接FB反馈信号，负向输入端接第四开关的一端和第五开关的一端；所述第四开关的另一端接模式转换阈值VATD，控制端接第二施密特触发器的输出端；所述第五开关的另一端接模式转换阈值VDTA，控制端接第二反相器的输出端；所述第二施密特触发器的输出端还接第二反相器的输入端，第二反相器的输出端还接第三反相器的输入端；所述第三反相器的输出端作为第一模式转换信号输出端，用于输出第一对模式转换信号MODE1。所述第三电流源的输入端接内部电源VCC，输出端接第三PMOS管的源端；所述第三PMOS管的栅端接第三NMOS管的栅端和第五比较器的输出端，其漏端接第三NMOS管的漏端、第五电容的上极板和第三施密特触发器的输入端；所述三NMOS管的源端接地；所述第五电容的下极板接地；所述第五比较器的正向输入端接FB反馈信号，负向输入端接第六开关的一端和第七开关的一端；所述第六开关的另一端接模式转换阈值VBL，控制端接第三施密特触发器的输出端；所述第七开关的另一端接模式转换阈值VBH，控制端接第四反相器的输出端；所述第三施密特触发器的输出端还接第四反相器的输入端，第四反相器的输出端还接第五反相器的输入端；所述第五反相器的输出端作为第二模式转换信号输出端，用于输出第二对模式转换信号MODE2。
模式判断单元电路工作原理如下：第四电容上的电压初始化为地电位，则第二施密特触发器输出高电平，此高电平控制第四开关闭合，第四比较器的负向输入端接模式转换阈值VATD。当反馈信号FB电压低于VATD时，第四比较器输出低电平将第二NMOS管关断，将第二PMOS开启，第二电流源给第四电容充电。当第四电容的电压达到第二施密特触发器的正翻转阈值，第二施密特触发器输出低电平，模式转换信号MODE1变为低电平。同时，将第四开关断开，第五开关闭合，为第四比较器的负向输入端选择模式转换阈值VDTA。所述模式转换阈值VDTA大于VATD。类似的，第五电容上的电压初始化为地电位，则第三施密特触发器输出高电平，此高电平控制第六开关闭合，第五比较器的负向输入端接模式转换阈值VBL。当反馈信号FB电压低于VBL时，第五比较器输出低电平将第三NMOS管关断，将第三PMOS开启，第三电流源给第五电容充电。第五电容的电压达到第三施密特触发器的正翻转阈值，第三施密特触发器输出低电平，模式转换信号MODE2变为低电平。同时，将第六开关断开，第七开关闭合，为第五比较器的负向输入端选择模式转换阈值VBH。所述模式转换阈值VBH大于VBL。
优选的，时序控制单元包括、第一与门、第二D触发器、第三D触发器、第四D触发器、第二与门和第三与门。所述第一与门一个输入端接波峰检测单元输出的钳位管开通信号TON_A，另一个输入端接频率控制单元输出的信号PFM，其输出端接第二D触发器的触发端；所述第二D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接钳位管关断信号A_DN，输出端Q接第二与门的一个输入端，反相输出端接第三D触发器的触发端；所述第三D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接死区脉宽关断信号TD_DN，反相输出端接第四D触发器的触发端；所述第四D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接脉宽控制单元输出的PWM信号，反相输出端接第三与门的一个输入端；所述第三与门的另一个输入端接模式判断单元输出的MODE2信号，输出主开关管驱动的脉宽信号DRV_P；所述第二与门的另两个输入端分别接模式判断单元输出的第一对模式转换信号MODE1信号和第二对模式转换信号MODE2信号，输出钳位管驱动的脉宽信号DRV_A。
时序控制单元电路的工作原理如下：PFM信号与TON_A信号都变为高电平时触发第二D触发器，第二D触发器Q输出端变为高电平，输出端变为低电平；当CLR复位信号A_DN变为高电平时，第二D触发器的Q输出端变为低电平，输出端变为高电平；Q输出端的信号脉宽即为钳位管的导通时间，当MODE1信号或MODE2信号为高电平时，正常输出钳位管驱动的脉宽信号DRV_A，只要有一个模式转换信号为低电平，即屏蔽钳位管驱动脉宽信号的输出。输出端的高电平上升沿触发第三D触发器，第三D触发器的输出端变为低电平；接收到死区脉宽关断信号TD_DN时，输出端变为高电平，触发第四D触发器，第四D触发器的Q输出端变为高电平。第四D触发器接收到复位信号PWM时，Q输出端变为低电平，其脉宽即为主开关管的导通时间，当MODE2信号为高电平时，正常输出主开关管驱动的脉宽信号DRV_P，否则，屏蔽输出。
本发明非互补有源钳位反激变换器的控制器的有益效果在于：
1、通过波峰检测单元电路保证变换器工作在非互补有源钳位模式下，并且实现了钳位管波谷开通；
2、通过增加DCM模式，屏蔽钳位管开通，使得变换器频率可以进一步降低，优化了轻载效率；
3、通过增加DCM模式，屏蔽钳位管开通，减小了进入跳频模式时的励磁电流峰峰值，避免音频噪声的产生，优化了空载功耗；
4、由于模式转换的比较过程设置了较长的延时，降低了模式转换对变换器控制环路的影响。
附图说明
图1为现有典型有源钳位反激变换器的拓扑图；
图2为现有典型互补模式有源钳位反激变换器负载变化时的关键信号波形图；
图3为本发明非互补有源钳位反激变换器的电路原理框图；
图4为本发明实施例一的波峰检测单元的电路原理图；
图5为本发明实施例二的波峰检测单元的电路原理图；
图6为本发明的模式判断单元的电路原理图；
图7为本发明的时序控制单元的电路原理图；
图8为本发明的非互补有源钳位反激变换器的频率和励磁电流变化示意图。
具体实施方式
如图3所示，为本发明提供的多模式控制的非互补有源钳位反激变换器的电路框图，为了突出变换器的特点，没有给出副边的电路。一种非互补有源钳位反激变换器300，图中，VIN为变换器的母线输入电压，LK为漏电感，LM为功率变压器的励磁电感，NP为变压器原边绕组匝数，CA为有源钳位电容，MA为有源钳位管，NA为辅助绕组匝数，RS1为上拉分压电阻，RS2为下拉分压电阻，302为变换器的隔离反馈器件(比如光耦合器)，MP为主开关管，RS为励磁电流采样电阻，CPAR为开关节点寄生电容；301为控制器(即是该变换器的主控制芯片)，其内部包括波峰检测单元303，模式判断单元304，频率控制单元305，脉宽控制单元306，时序控制单元307，驱动单元308。功率级电路器件之间的连接关系如图3所示，重点描述芯片内部的单元电路连接关系。波峰检测单元303连接电阻RS1和RS2的分压节点，间接采样开关节点的电压波形，输出钳位管开通信号TON_A给时序控制单元307；模式判断单元304和频率控制单元305接收隔离反馈器件302的反馈信号FB，反馈信号FB为控制芯片的反馈端的电压信号，是反映副边输出电压大小的反馈电压。模式判断单元304依模式判断的结果信号给出模式转换信号MODE、MODE2到时序控制单元307，频率控制单元305给出主开关频率控制信号PFM到时序控制单元307；脉宽控制单元306输入励磁电流采样电阻RS上的电压和反馈信号FB，给出主开关管脉宽控制信号PWM到时序控制单元307；时序控制单元307通过驱动单元308给出主开关管MP的驱动信号G_MP和钳位管MA的驱动信号G_MA用于控制变换器的功率传输。其中，波峰检测单元303通过辅助绕组间接检测开关节点振荡电压的波峰，检测到波峰时TON_A信号发生改变；频率控制单元305根据反馈信号FB控制主开关频率，变换器输出满载时为最大工作频率，随着负载减轻，工作频率逐渐减小至最小工作频率，PFM信号为一定占空比的方波信号；脉宽控制单元306根据反馈信号FB和检测到的RS电压信号实现主开关管的峰值电流模式控制，给出主开关管关断信号PWM。在时序控制单元307内部，TON_A信号与PFM信号决定钳位管何时开通，具体而言，PFM信号的每个周期检测到第一个开关节点振荡电压的波峰，将钳位管开通，钳位管的关断由内部设定的导通时间确定；钳位管关断之后延时一个固定的死区时间，将主开关管开通，主开关管关断则由PWM信号决定，当采样的RS电阻电压峰值达到FB控制信号时将主开关管关断。
以上时序的控制保证变换器工作在非互补有源钳位模式。然而，如背景技术所述，非互补有源钳位由于负的励磁电流存在，变换器的频率仍然难以降低，轻负载效率得不到优化。这里，额外设置普通反激DCM模式(即断续模式)和跳频模式(Burst)。随着负载的减轻，变换器首先进入DCM模式，将屏蔽钳位管开通，这样，就不存在负向励磁电流，理想情况下，空载对应的正向励磁电流可以很小。此后，进入跳频模式，阶段性地将主开关管驱动信号屏蔽。由于此时励磁电流的峰峰值已经很小，即便跳频模式的脉冲群频率进入音频范围，变换器也不会发出音频噪声。如果负载逐渐变大，则首先离开跳频模式，进入DCM模式，之后，再进入非互补有源钳位模式。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图4，附图5，附图6，附图7，附图8对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例一
如图4所示，为波峰检测单元的一个实施例，一种波峰检测单元400，包括比较器401，基准电压402，电流源403，PMOS管405，NMOS管404，电容406，施密特触发器407，反相器408。401的正向输入端接辅助绕组的分压节点，负向端接402，401的输出端接404和405的栅端；405的源端接403的输出端，漏端接404的漏端、406的上极板和407的输入端；403的输入端接内部电源VCC；404的源端接地，406的下极板接地；407的输出端接408的输入端；408给出钳位管开通信号TON_A。当开关节点电压振荡电压经过中心值时，401翻转，给出低电平，404关断，405开启；假设403流出电流为I403，406的容值为C406，施密特触发器的正向阈值为VTH+，则，从401输出低电平到407发生翻转的延时为设置Tdelay＝3/4*TOSC，其中，TOSC为开关节点振荡电压的周期。因为比较器401检测到开关节点振荡电压的1/4个周期，所以，反相器408在开关节点振荡电压的波峰时刻输出TON_A变为高电平。
如图6所示，为模式判断单元的一个实施例，一种模式判断单元600，包括分别产生模式转换信号MODE1与模式转换信号MODE2的两个电路，两个电路结构相同，仅设置的阈值不同。模式判断单元600具体包括电流源601和611，PMOS管602和612，NMOS管603和613，开关604和614，开关605和615，比较器606和616，电容607和617，施密特触发器608和618，反相器609和619，反相器610和620。601和611的输入端都接内部电源VCC，601的输出端接602的源端，611的输出端接612的源端；602的漏端接603的漏端、607的上极板和608的输入端；602和603的栅端接606的输出端；612的漏端接613的漏端、617的上极板和618的输入端；612和613的栅端接616的输出端；603和613的源端接地；607和617的下极板接地；606的正向输入端接反馈电压信号FB，负向端接604和605的一端；616的正向输入端接反馈电压信号FB，负向端接614和615的一端；604的另外一端接非互补模式转换为DCM模式的阈值电压VATD，604的控制端接608输出端；614的另外一端接DCM模式转换为跳频模式的阈值电压VBL，614的控制端接618输出端；605的另外一端接DCM模式转换为非互补模式的阈值电压VDTA，605的控制端接609的输出端；615的另外一端接跳频模式转换为DCM模式的阈值电压VBH，615的控制端接619的输出端；608的输出端接609的输入端，609的输出端接610输入端，610给出模式转换信号MODE1。618的输出端接619的输入端，619的输出端接620输入端，620给出模式转换信号MODE2。与上述电容607和617的初始电压为地电位。根据峰值电流环控制的特点，FB对应于励磁电流的正向峰值，由于非互补有源钳位模式存在负向励磁电流，所以，轻载下，FB电压不会很低。在FB电压低于VATD，电流源601给电容607充电，达到608的正向翻转阈值，模式转换信号MODE1变为低电平，并将606的负向输入端接VDTA。负载变大时，FB电压升高，达到VDTA，606输出高电平，MODE1立刻变为高电平。上述VATD小于VDTA。MODE1信号变为低电平，屏蔽钳位管开通，进入DCM模式，不存在负向励磁电流，FB电压可以继续降低。FB电压降低至VBL以下，则616输出低电平，612给617充电，达到618的正向翻转阈值，模式转换信号MODE2变为低电平，并将616的负向输入端接VBH。负载变大时，FB电压升高，达到VBH，616输出高电平，MODE2立刻变为高电平。上述VBL小于VBH。电路中，设置非互补有源钳位模式向DCM模式转换的延时以及DCM向跳频模式转换的延时可以避免环路稳定性受到影响。比如，DCM模式转换到非互补有源钳位模式，此前存储在钳位电容上的能量忽然泄放到功率级，输出电压会存在过冲，FB电压重新下掉，如果没有设置延时，则会重新进入DCM模式，从而在DCM模式和非互补有源钳位模式之间来回振荡。此处设置的延时要长于环路响应的时间。
如图7所示，为时序控制单元的一个实施例，一种时序控制单元700，包括与门701，D触发器702，D触发器703，与门704，D触发器705，与门706。701的两个输入端分别接钳位管开通信号TON_A和频率控制信号PFM，两个信号都是高电平有效。701的输出端接702的触发端，702的D输入端接内部电源VCC，复位端接钳位管关断信号A_DN，Q输出端接704的一个输入端，输出端接703的触发端；704的另外两个输入端分别接上述MODE1信号和MODE2信号，输出端给出钳位管驱动脉宽信号DRV_A；703的D输入端接内部电源VCC，复位端接死区脉宽信号TD_DN，输出端接705的触发端；705的D输入端接内部电源VCC，复位端接PWM信号，Q输出端接706的一个输入端；706的另一个输入端接MODE2信号，输出端给出主开关管驱动脉宽信号DRV_P。TON_A信号和PFM信号都为高电平时，702的输出端变为低电平，等到钳位管关断信号A_DN变为高电平，输出端变为高电平，即输出一个低电平脉冲。相应的，Q输出端输出钳位管驱动脉宽信号，如果MODE1和MODE2都为高电平，则DRV_A的高电平脉宽即为钳位管导通时间；MODE1和MODE2其中有一个低电平，则DRV_A保持为低电平。在钳位管关断之后，703设置一个死区时间，触发705，使得705的Q输出端变为高电平，持续到PWM信号变为高电平，则Q输出主开关管驱动高电平脉宽信号。如果MODE2信号为高电平，则DRV_P的高电平脉宽即为主开关管导通时间，反之，MODE2为低电平，则DRV_P保持为低电平。
实施例二
如图5所示，为波峰检测单元的另一个实施例，一种波峰检测单元500，包括拐点检测电路501，基准电压502，比较器503，RS触发器504，窄脉冲发生器505，电流镜506，开关507，开关508，电容509，电容510，开关511，比较器512，D触发器513。501的输入端和503的负向输入端接辅助绕组电压的分压节点，501的输出端接504的置位端；503的正向输入端接502，输出端接504的复位端和505的输入端；504的Q输出端接507的控制端；505的输出端接511的控制端；506输出第一路电流ICH1至507的一端，输出另一路电流ICH2至510的上极板，508的一端和512的正向输入端；507的另一端接509的上极板和511的一端；509的下极板接地；510的下极板接地；508的另一端接地；511的另一端接512的负向输入端，512的输出端接513的复位端；513的D输入端接内部电源VCC，触发端接503的输出端，反相输出端接508的控制端，并给出钳位管开通信号TON_A。
本发明第二实施例相较于实施例一中波峰检测单元的优势在于，实施例一的波峰检测单元的延时是固定的，一旦变换器功率级的参数发生改变，就难以准确地检测到波峰，并且设置的延时精度受到电容等器件精度的影响；而实施例二的波峰检测单元通过器件匹配，可以自适应地、精确地检测到开关节点振荡电压的波峰。该波峰检测单元的工作原理是，501在变换器的消磁阶段使能，检测到消磁结束时刻输出高电平将504置位，Q端输出高电平，将507开通。此后开关节点电压开始振荡，到中心值位置，503输出高电平将504复位，Q输出低电平，将507关断。504Q输出端的脉宽即为1/4个开关节点电压振荡周期，此阶段给509充电至一个电压值，并在此阶段结束后，由505产生一个窄脉冲采样信号，将509的峰值电压采样至512的负向输入端。513在503输出高电平的上升沿被触发，其反相输出端变为低电平，将508关断，ICH2给510充电。设置ICH1＝3*ICH2，C509＝C510，其中C509为509的容值，C510为510的容值。510充电至509峰值电压的时间为504Q输出端为高电平时间的3倍。当512正向输入端的电压接近负向输入端的电压，512输出高电平，将513复位，513的反相输出端，即钳位管开通信号TON_A变为高电平。此高电平将508开通，从而将510电压复位，进入下一次检测到开关节点振荡电压经过中心值时的动作。
图8为本发明控制方式下非互补有源钳位反激变换器的频率和励磁峰值电流随FB电压变化的趋势图，801表示变换器频率随FB电压变化的曲线，对应左坐标轴；802表示励磁电流随FB电压变化的曲线，对应右坐标轴。FB电压反映变换器负载的变化，负载减轻，FB电压降低，励磁电流峰值开始降低。FB电压降低到降频阈值VTH1时，变换器开关频率开始降低；FB电压达到非互补有源钳位模式至DCM模式转换阈值VATD时，变换器进入DCM模式，屏蔽钳位管的开通，开关频率得以进一步降低；FB电压达到DCM模式至跳频模式(Burst)转换阈值VBL时，进入跳频模式，阶段性开通主开关管；FB电压达到阈值VTH2时，达到最小工作频率。负载加重，FB电压增高，开关频率开始上升，达到跳频模式(Burst)至DCM模式转换阈值VBH时，离开跳频模式至DCM模式；FB电压达到阈值VTH1达到最大工作频率；FB电压达到DCM模式至非互补有源钳位模式转换阈值VDTA时，离开DCM模式恢复到非互补有源钳位模式。
本发明的实施方式不限于此，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明的多模式控制非互补反激变换器还有其它的实施方式；因此本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (10)

1.一种非互补有源钳位反激变换器的控制器，包括频率控制单元、脉宽控制单元、时序控制单元和驱动单元，所述频率控制单元,根据反馈电压控制主开关管的频率；所述脉宽控制单元，根据反馈电压和电流峰值检测信号，实现主开关管的峰值电流模式控制，给出主开关管的关断信号；所述时序控制单元，通过驱动单元给出主开关管MP的驱动信号G_MP和钳位管MA的驱动信号G_MA，其特征在于：采用多模式控制方式，还包括波峰检测单元和模式判断单元，
所述波峰检测单元，检测主开关管漏端的振荡电压的波峰，在变换器的非互补模式下，控制钳位管在波谷开通；钳位管的关断由内部设定的导通时间确定；
所述模式判断单元，根据反馈电压与设定的转换阈值的比较结果信号给出模式转换信号到时序控制单元；模式转换信号是在非互补模式、断续模式及跳频模式之间依序跳转的转换信号，各模式转换信号通过四个转换阈值来产生，四个转换阈值即非互补模式的低限阈值电压VATD、非互补模式的高限阈值电压VDTA、断续模式的低限阈值电压VBL和断续模式的高限阈值电压VBH，
当反馈电压低于非互补模式的低限阈值电压VATD时，第一模式转换信号控制变换器由非互补模式跳转为断续模式，以屏蔽钳位管的开通；当反馈电压低于断续模式的低限阈值电压VBL时，第二模式转换信号控制变换器由断续模式跳转为跳频模式；
当反馈电压高于断续模式的高限阈值电压VBH时，第三模式转换信号控制变换器由跳频模式恢复为断续模式；当反馈电压高于非互补模式的高限阈值电压VDTA时，第四模式转换信号控制变换器由断续模式恢复为非互补模式。
2.根据权利要求1所述的非互补有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于：所述各模式转换信号的产生过程，包括一跳转延时，跳转延时的时长为主开关管漏端的振荡电压的3/4个周期；跳转延时的时间设置，通过电流源给电容充电至施密特触发器的正向阈值电压来实现。
3.根据权利要求1或2所述的非互补有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于：所述模式判断单元，包括第二电流源、第二PMOS管、第二NMOS管、第四开关、第五开关、第四比较器、第四电容、第二施密特触发器、第二反相器、第三反相器、第三电流源、第三PMOS管、第三NMOS管、第六开关、第七开关、第五比较器、第五电容、第三施密特触发器、第四反相器和第五反相器；所述第二电流源的输入端接内部电源VCC，输出端接第二PMOS管的源端；所述第二PMOS管的栅端接第二NMOS管的栅端和第四比较器的输出端，其漏端接第二NMOS管的漏端、第四电容的上极板和第二施密特触发器的输入端；所述第二NMOS管的源端接地；所述第四电容的下极板接地；所述第四比较器的正向输入端接反馈信号FB，负向输入端接第四开关的一端和第五开关的一端；所述第四开关的另一端接模式转换阈值VATD，控制端接第二施密特触发器的输出端；所述第五开关的另一端接模式转换阈值VDTA，控制端接第二反相器的输出端；所述第二施密特触发器的输出端还接第二反相器的输入端，第二反相器的输出端还接第三反相器的输入端；所述第三反相器的输出端作为第一模式转换信号输出端，用于输出第一对模式转换信号；所述第三电流源的输入端接内部电源VCC，输出端接第三PMOS管的源端；所述第三PMOS管的栅端接第三NMOS管的栅端和第五比较器的输出端，其漏端接第三NMOS管的漏端、第五电容的上极板和第三施密特触发器的输入端；所述三NMOS管的源端接地；所述第五电容的下极板接地；所述第五比较器的正向输入端接反馈信号FB，负向输入端接第六开关的一端和第七开关的一端；所述第六开关的另一端接模式转换阈值VBL，控制端接第三施密特触发器的输出端；所述第七开关的另一端接模式转换阈值VBH，控制端接第四反相器的输出端；所述第三施密特触发器的输出端还接第四反相器的输入端，第四反相器的输出端还接第五反相器的输入端；所述第五反相器的输出端作为第二模式转换信号输出端，用于输出第二对模式转换信号。
4.根据权利要求3所述的非互补有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于：所述波峰检测单元，包括第一比较器、第一基准电压、第一电流源、第一PMOS管、第一NMOS管、第一电容、第一施密特触发器和第一反相器；第一比较器的正向输入端接辅助绕组的分压节点，负向输入端接第一基准电压，输出端接第一PMOS和第一NMOS的栅端；第一PMOS的源端接第一电流源的输出端，漏端接第一NMOS的漏端、第一电容的上极板和第一施密特触发器的输入端；所述第一电流源的输入端接芯片内部电源VCC；所述第一NMOS的源端接地；所述第一电容的下极板接地；所述第一施密特触发器的输出端接第一反相器的输入端；所述第一反相器输出钳位管开通信号TON_A。
5.根据权利要求3所述的非互补有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于：所述波峰检测单元，包括第一拐点检测电路、第二基准电压、第二比较器、第一RS触发器、第一窄脉冲发生器、第一电流镜、第一开关、第二开关、第三开关、第二电容、第三电容、第三比较器和第一D触发器；所述第一拐点检测电路的输入端和第二比较器的负向输入端接辅助绕组的分压节点；所述第二比较器的正向输入端接第二基准电压，输出端接第一RS触发器的复位端R、第一窄脉冲发生器的输入端和第一D触发器的触发端；所述第一拐点检测电路的输出端接第一RS触发器的置位端S；所述第一RS触发器的输出端Q接第一开关的控制端；所述第一开关的一端接第一电流镜的一个输出端，另一端接第二电容的上极板和第三开关的一端；所述第二电容的下极板接地；所述第三开关的另一端接第三比较器的负向输入端，控制端接第一窄脉冲发生器的输出端；所述第一电流镜的另一个输出端接第三电容的上极板、第三比较器的正向输入端和第二开关的一端；所述第二开关的另一端接地，控制端接第一D触发器的反相输出端所述第三比较器的输出端接第一D触发器的复位端CLR；所述第一D触发器的D输入端接内部电源VCC，触发端接第二比较器的输出端，输出端给出钳位管开通信号TON_A。
6.根据权利要求4或5所述的非互补有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于：所述时序控制单元，包括、第一与门、第二D触发器、第三D触发器、第四D触发器、第二与门和第三与门；所述第一与门一个输入端接波峰检测单元输出的钳位管开通信号TON_A，另一个输入端接频率控制单元输出的信号PFM，其输出端接第二D触发器的触发端；所述第二D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接钳位管关断信号A_DN，输出端Q接第二与门的一个输入端，反相输出端接第三D触发器的触发端；所述第三D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接死区脉宽关断信号TD_DN，反相输出端接第四D触发器的触发端；所述第四D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接脉宽控制单元输出的PWM信号，反相输出端接第三与门的一个输入端；所述第三与门的另一个输入端接模式判断单元输出的MODE2信号，输出主开关管驱动的脉宽信号DRV_P；所述第二与门的另两个输入端分别接模式判断单元输出的第一对模式转换信号MODE1信号和第二对模式转换信号MODE2信号，输出钳位管驱动的脉宽信号DRV_A。
7.一种非互补有源钳位反激变换器的控制器，包括频率控制单元、脉宽控制单元、时序控制单元和驱动单元，所述频率控制单元,根据反馈电压控制主开关管的频率；所述脉宽控制单元，根据反馈电压和电流峰值检测信号，实现主开关管的峰值电流模式控制，给出主开关管的关断信号；所述时序控制单元，通过驱动单元给出主开关管MP的驱动信号G_MP和钳位管MA的驱动信号G_MA；其特征在于：采用多模式控制方式，还包括波峰检测单元和模式判断单元，
所述波峰检测单元，检测主开关管漏端的振荡电压的波峰，在变换器的非互补模式下，控制钳位管在波谷开通；钳位管的关断由内部设定的导通时间确定；
所述模式判断单元，包括第二电流源，第二PMOS管，第二NMOS管，第四开关，第五开关，第四比较器，第四电容，第二施密特触发器，第二反相器，第三反相器，第三电流源，第三PMOS管，第三NMOS管，第六开关，第七开关，第五比较器，第五电容，第三施密特触发器，第四反相器，第五反相器；所述第二电流源的输入端接内部电源VCC，输出端接第二PMOS管的源端；所述第二PMOS管的栅端接第二NMOS管的栅端和第四比较器的输出端，其漏端接第二NMOS管的漏端、第四电容的上极板和第二施密特触发器的输入端；所述第二NMOS管的源端接地；所述第四电容的下极板接地；所述第四比较器的正向输入端接反馈信号FB，负向输入端接第四开关的一端和第五开关的一端；所述第四开关的另一端接模式转换阈值VATD，控制端接第二施密特触发器的输出端；所述第五开关的另一端接模式转换阈值VDTA，控制端接第二反相器的输出端；所述第二施密特触发器的输出端还接第二反相器的输入端，第二反相器的输出端还接第三反相器的输入端；所述第三反相器的输出端作为第一模式转换信号输出端，用于输出第一对模式转换信号MODE1；所述第三电流源的输入端接内部电源VCC，输出端接第三PMOS管的源端；所述第三PMOS管的栅端接第三NMOS管的栅端和第五比较器的输出端，其漏端接第三NMOS管的漏端、第五电容的上极板和第三施密特触发器的输入端；所述三NMOS管的源端接地；所述第五电容的下极板接地；所述第五比较器的正向输入端接反馈信号FB，负向输入端接第六开关的一端和第七开关的一端；所述第六开关的另一端接模式转换阈值VBL，控制端接第三施密特触发器的输出端；所述第七开关的另一端接模式转换阈值VBH，控制端接第四反相器的输出端；所述第三施密特触发器的输出端还接第四反相器的输入端，第四反相器的输出端还接第五反相器的输入端；所述第五反相器的输出端作为第二模式转换信号输出端，用于输出第二对模式转换信号MODE2。
8.根据权利要求7所述的非互补有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于：所述时序控制单元包括，第一与门，第二D触发器，第三D触发器，第四D触发器，第二与门，第三与门；所述第一与门一个输入端接波峰检测单元输出的钳位管开通信号TON_A，另一个输入端接频率控制单元输出的信号PFM，其输出端接第二D触发器的触发端；所述第二D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接钳位管关断信号A_DN，输出端Q接第二与门的一个输入端，反相输出端接第三D触发器的触发端；所述第三D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接死区脉宽关断信号TD_DN，反相输出端接第四D触发器的触发端；所述第四D触发器的D输入端接内部电源VCC，复位端CLR接脉宽控制单元输出的PWM信号，反相输出端接第三与门的一个输入端；所述第三与门的另一个输入端接模式判断单元输出的MODE2信号，输出主开关管驱动的脉宽信号DRV_P；所述第二与门的另两个输入端分别接模式判断单元输出的第一对模式转换信号MODE1信号和第二对模式转换信号MODE2信号，输出钳位管驱动的脉宽信号DRV_A。
9.根据权利要求7或8所述的非互补有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于：所述波峰检测单元，包括第一拐点检测电路，第二基准电压，第二比较器，第一RS触发器，第一窄脉冲发生器，第一电流镜，第一开关，第二开关，第三开关，第二电容，第三电容，第三比较器，第一D触发器；所述第一拐点检测电路的输入端和第二比较器的负向输入端接辅助绕组的分压节点；所述第二比较器的正向输入端接第二基准电压，输出端接第一RS触发器的复位端R、第一窄脉冲发生器的输入端和第一D触发器的触发端；所述第一拐点检测电路的输出端接第一RS触发器的置位端S；所述第一RS触发器的输出端Q接第一开关的控制端；所述第一开关的一端接第一电流镜的一个输出端，另一端接第二电容的上极板和第三开关的一端；所述第二电容的下极板接地；所述第三开关的另一端接第三比较器的负向输入端，控制端接第一窄脉冲发生器的输出端；所述第一电流镜的另一个输出端接第三电容的上极板、第三比较器的正向输入端和第二开关的一端；所述第二开关的另一端接地，控制端接第一D触发器的反相输出端所述第三比较器的输出端接第一D触发器的复位端CLR；所述第一D触发器的D输入端接内部电源VCC，触发端接第二比较器的输出端，输出端给出钳位管开通信号TON_A。
10.根据权利要求7或8所述的非互补有源钳位反激变换器的控制器，其特征在于：所述模式判断单元，包括第二电流源，第二PMOS管，第二NMOS管，第四开关，第五开关，第四比较器，第四电容，第二施密特触发器，第二反相器，第三反相器，第三电流源，第三PMOS管，第三NMOS管，第六开关，第七开关，第五比较器，第五电容，第三施密特触发器，第四反相器，第五反相器；所述第二电流源的输入端接内部电源VCC，输出端接第二PMOS管的源端；所述第二PMOS管的栅端接第二NMOS管的栅端和第四比较器的输出端，其漏端接第二NMOS管的漏端、第四电容的上极板和第二施密特触发器的输入端；所述第二NMOS管的源端接地；所述第四电容的下极板接地；所述第四比较器的正向输入端接反馈信号FB，负向输入端接第四开关的一端和第五开关的一端；所述第四开关的另一端接模式转换阈值VATD，控制端接第二施密特触发器的输出端；所述第五开关的另一端接模式转换阈值VDTA，控制端接第二反相器的输出端；所述第二施密特触发器的输出端还接第二反相器的输入端，第二反相器的输出端还接第三反相器的输入端；所述第三反相器的输出端输出第一模式转换信号MODE1；所述第三电流源的输入端接内部电源VCC，输出端接第三PMOS管的源端；所述第三PMOS管的栅端接第三NMOS管的栅端和第五比较器的输出端，其漏端接第三NMOS管的漏端、第五电容的上极板和第三施密特触发器的输入端；所述三NMOS管的源端接地；所述第五电容的下极板接地；所述第五比较器的正向输入端接反馈信号FB，负向输入端接第六开关的一端和第七开关的一端；所述第六开关的另一端接模式转换阈值VBL，控制端接第三施密特触发器的输出端；所述第七开关的另一端接模式转换阈值VBH，控制端接第四反相器的输出端；所述第三施密特触发器的输出端还接第四反相器的输入端，第四反相器的输出端还接第五反相器的输入端；所述第五反相器的输出端输出第二模式转换信号MODE2。
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