CN111157781B - 一种动态膝点检测电路 - Google Patents

Abstract

一种动态膝点检测电路，包括第一反馈电阻、第二反馈电阻、漏感前沿消隐模块、纹波放大模块、第一比较器、第二比较器、或非门和动态前沿消隐模块，第一反馈电阻和第二反馈电阻用于获取反激变换器中辅助绕组上同名端的电压的反馈电压；漏感前沿消隐模块用于在反激变换器的次边刚开始导通出现谐振期间将反馈电压进行屏蔽；纹波放大模块用于在通频带范围内将反馈电压进行放大后输出；第一比较器、第二比较器和或非门用于判断反馈电压是否超过设定阈值；动态前沿消隐模块用于获取膝点电压的来临时刻和膝点电压值。本发明适应较宽范围的谐振频率、具有较高的采样精度、且不会产生误触发等问题。

Description

一种动态膝点检测电路

技术领域

本发明属于模拟集成电路技术领域，涉及一种动态膝点检测电路，能够应用于反激变换器。

背景技术

日益发展的消费电子市场促进了以开关电源为代表的电源管理技术的长足发展。在开关电源电路中，由于反激变换器具有结构简单、输入输出电压之间具有良好的电气隔离、且不需要输出滤波电感等优点，是小功率电源适配器最为常用的一种拓扑结构。根据输出电压的反馈方式，反激变换器有原边反馈和次边反馈之分。次边反馈反激变换器利用光耦组件直接采样次边的输出电压信息，虽然采样精度比较高，但是光耦组件的加入不仅提高了系统的功耗以及成本，还限制了变换器系统在高温下的应用。原边反馈反激变换器通过检测次边导通时辅助绕组上的电压来间接地实现检测输出电压信息，可以很好地适用于宽输入范围，高电压小功率，以及多组输出的应用，在低于150W的小功率电源适配器中具有极其广泛的应用。

对于原边反馈反激变换器而言，通过采样得到的膝点信息进入主边的控制环路，既可以达到利用主边的控制电路闭环调节输出电压以及电流使其稳定的目的，同时又不破坏主边和次边之间的电气隔离，还可以避免光耦组件的使用，提高了系统的可靠性以及拓展了系统的应用范围。因为输出电压信息是通过检测到的膝点信息反应给系统的，因此精确的膝点检测电路是系统精确控制输出的基础。

常用的膝点检测方法是通过比较辅助绕组上的电压及其经过一段延时的信号，在膝点来临时二者的差值比较大使得比较器翻转获得膝点信息。但是这种方法存在着一定的问题，对于不同外围的应用存在着不同的谐振频率，也使得检测翻转点时延时无法做到完全覆盖，使得采样出现较大误差，最重要的是前端的谐振以及次边瞬时电流降低带来的辅助绕组电压下降等引发的误触发问题，造成最后的系统调整出错以及系统精度下降等问题。

发明内容

针对上述传统膝点检测方法存在的采样误差大和容易出现误触发等问题，本发明提出一种动态膝点检测电路，采用纹波放大比较的方式，比较反馈电压VS经过纹波放大后的波形，可以通过纹波的变化区别膝点前的时刻和膝点来临的时刻，实现不同外围应用条件下的膝点电压信息精确采样。

本发明的技术方案为：

一种动态膝点检测电路，用于检测反激变换器在次边导通过程中次边电流下降到零时的膝点电压，所述动态膝点检测电路包括第一反馈电阻、第二反馈电阻、漏感前沿消隐模块、纹波放大模块、第一比较器、第二比较器、或非门和动态前沿消隐模块，

第一反馈电阻的一端连接所述反激变换器中辅助绕组的同名端，其另一端输出反馈电压并通过第二反馈电阻后接地；

所述漏感前沿消隐模块用于在所述反激变换器的次边刚开始导通出现谐振期间将所述反馈电压进行屏蔽，当所述反激变换器的次边电流能够稳定下降后将所述反馈电压传输至所述纹波放大模块的输入端；

所述纹波放大模块用于在通频带范围内将所述反馈电压进行放大后输出；

所述第一比较器的负向输入端连接第一基准电压，其正向输入端连接第二比较器的负向输入端和所述纹波放大模块的输出端，其输出端连接或非门的第一输入端；

第二比较器的正向输入端连接第二基准电压，其输出端连接或非门的第二输入端；

或非门的输出端输出比较电压；

所述动态前沿消隐模块包括一个输入端和两个输出端，其输入端连接所述比较电压；

所述动态前沿消隐模块设置第一屏蔽时间，当检测到所述比较电压保持高电平超过所述第一屏蔽时间时所述动态前沿消隐模块的第一输出端信号翻高，当检测到所述比较电压翻低时所述动态前沿消隐模块的第二输出端产生高电平脉冲信号，所述比较电压翻低的时刻为所述膝点电压来临的时刻；

当所述动态膝点检测电路用于检测原边反馈反激变换器时，所述动态前沿消隐模块的第一输出端信号翻高时控制对所述反馈电压进行采样，所述动态前沿消隐模块的第二输出端产生高电平窄脉冲信号时所述反馈电压的采样值为所述膝点电压的电压值。

具体的，所述动态膝点检测电路还包括缓冲器，所述反馈电压先经过缓冲器后再连接所述漏感前沿消隐模块和纹波放大模块。

具体的，所述纹波放大模块包括第一运算放大器、第二运算放大器、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电阻和第二电阻，

第一运算放大器的正向输入端连接第二运算放大器的正向输入端并连接基准电压，其负向输入端连接第一电容的一端、第二电容的一端和第一电阻的一端，其输出端连接第三电容的一端、第二电容的另一端和第一电阻的另一端；

第一电容的另一端作为所述纹波放大模块的输入端；

第二运算放大器的负向输入端连接第三电容的另一端、第四电容的一端和第二电阻的一端，其输出端作为所述纹波放大模块的输出端并连接第四电容的另一端和第二电阻的另一端。

本发明的有益效果为：本发明利用漏感前沿消隐模块和动态前沿消隐模块的结合屏蔽了由于其他谐振和非理想因素，解决了传统检测方案的误触发问题；采用纹波放大比较的方式进行检测，不同与传统检测方案采用的延时方式，利用具有选频功能的纹波放大模块放大膝点来临时特定频率带宽内反馈电压VS的振幅，利用设置具有合理上下限阈值的比较器和动态前沿消隐模块来动态地检测膝点变化，从而实现一种可以适应较宽范围的谐振频率、保证采样精度以及不会产生误触发等问题的动态膝点检测方案。

附图说明

图1为原边反馈反激变换器的系统原理图。

图2为原边反馈反激变换器系统的关键节点波形图。

图3为本发明提出的一种动态膝点检测电路在实施例中的电路实现图。

图4为本发明提出的一种动态膝点检测电路中纹波放大模块的一种电路实现图。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述：

本发明提出的一种动态膝点检测电路能够应用于原边反馈反激变换器和次边反馈反激变换器，下面以将本发明应用于原边反馈反激变换器为例进行说明，如图1所示为一个原边反馈反激变换器的原理图，其中I_P为主边功率管上的电流，I_s为次边电流，V_AUX为辅助绕组上同名端的电压，V_DD为辅助绕组侧电容上的输出电压。如图2所示为原边反馈反激变换器处于断续工作模式时的一些关键节点波形图，在t₁-t₂时刻主边导通，主边功率管电流I_P线性上升，次边电流为零；在t₂时刻主边关闭次边导通，在t₂-t₃时间内次边电流直接上升到峰值；t₃-t₅时间内次边导通给输出电容充电，在t₃-t₄由于漏感能量泄放产生谐振，会造成膝点检测电路的误触发。在t₅时刻次边电流降到零，此时辅助绕组的电压即将进入由励磁电感和功率管寄生电容引发的谐振，因此这个转折点通常也被称作膝点电压（knee-voltage）。t₅-t₆主边与次边都不导通。根据变压器的电压关系式，可以得到在次边电流为零时的膝点电压为：

(1)

上式中V_AUX为辅助绕组上同名端的电压，N_AUX为辅助绕组的电感线圈匝数，N_S为次边绕组电感线圈匝数，V_O为系统输出电压。根据上式可以得到，系统可以通过检测膝点电压获得输出电压的信息，根据输出电压信息进行环路调整，保证输出电压或输出电流稳定。因此一种精确的膝点电压检测方案是系统精确调节的基础。

基于此，本发明提出一种动态膝点检测电路，采用纹波放大比较的方式，利用漏感前沿消隐模块屏蔽前端谐振，利用具有选频功能的纹波放大模块放大膝点来临时特定频率带宽内反馈电压VS的振幅，利用设置具有合理上下限阈值的比较器和动态前沿消隐模块来动态地检测膝点变化，从而实现一种可以适应较宽范围的谐振频率、保证采样精度以及不会产生误触发等问题的动态膝点检测方案。而现有的膝点检测通常通过比较VS点波形和经过一段延时的波形的方式，在膝点前的时刻容易误触，本发明的检测精度高，而且不会有各种误检测的问题。

如图3所示，Vaux为辅助绕组上的同名端电压，为了便于处理以及外部可调节输出电压的值，利用第一反馈电阻Rf1和第二反馈电阻Rf2将Vaux分压形成内部反馈电压VS。

为了使膝点检测电路不对分压产生影响，一些实施例中在反馈电压VS输入到漏感前沿消隐模块和纹波放大模块前还设置了一个缓冲器进行隔离，可以避免后续膝点检测电路从反馈电压VS处抽取电流造成影响。缓冲器可以采用源随器电路隔离VS电压，也可以利用运放构成缓冲器，但是运放的带宽要足够高使得输出能跟上输入的波形。

在次边刚刚导通时，由于漏感和功率管寄生电容会造成谐振，由于该谐振具有膝点的表现特征，不对其进行屏蔽可能会造成误检测的问题，因此本发明利用一个漏感前沿消隐模块（Leakage LEB）屏蔽由于漏感引起的前端谐振，防止误触发的问题。

纹波放大模块（Ripple Amplifier）用于在选定的频带内，将输入信号按指定倍数放大，并可以改变输出信号的平均值，放大在膝点到来时的小纹波信号。如图4所示给出了纹波放大模块的一种实现形式器，除图4结构外也可以采用其他带通型（即只有特定频带可以放大）、可以改变放大信号直流值的结构。如图4所示，本实施例中纹波放大模块由两级构成，第一级包括第一运算放大器OP1、第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1，第二级包括第二运算放大器OP2、第三电容C3、第四电容C4、第二电阻R2，运算放大器OP的共模输入范围需满足对应应用环境的需求。VREF为基准电压，用于确定输出信号的直流值。

下面分析纹波放大模块的纹波放大功能，首先分析第一级，在小信号下，基准电压VREF视为交流地，VX为第一运算放大器OP1负向输入端节点电压，VY为第一运算放大器OP1输出端节点电压，以运算放大器OP为单极点系统为例进行说明，可解得第一级的传输函数有：

(2)

(3)

(4)

(5)

其中A为OP1的低频增益，ω_p为OP的极点，OP1和OP2的低频增益可以不一样，但极点最好保持一致。ω_p11为第一级的主极点，ω_p12为第一级的次级点。优选设置R1=R2，C1=C3，C2=C4，可以使得两级放大器的参数完全相同。由上面式（2）-（5）可知，第一级放大器的频率特性为两极一零，由此可以确定该放大器具有带通滤波器特性，通频带范围为[ω_p11，ω_p12]，通频带增益为G，其中G的表达式为：

(6)

通频带增益即纹波放大倍数由第一电容C1与第二电容C2的比例决定。采用两级放大器的目的是通过在同一频点放置两个相同的零点（极点），使得幅频特性曲线更陡峭，快速削减带宽以外的增益。本实施例中纹波放大电路带宽及放大倍数如下式所示。

(7)

利用本实施例提出的两级纹波放大电路，可以实现在特定带宽内（即[ω_p11，ω_p12]范围内）按设定倍数（即G）放大输入信号的目的，同时将输出信号的平均值设在VREF上。信号经过该具有选频功能的纹波放大器，当其上的纹波频率处于上述GBW内时会被放大G倍，从而判定其处于何种状态。

一些实施例中也可以不设置R1=R2，C1=C3，C2=C4，此时GBW的下限取两级结构中更大的主极点，上限取两级结构中更低的次级点，通频带增益为两级结构各自通频带增益的乘积，即

，ω_p11 和ω_p12是第一级的主极点和次级点，ω_p21 和ω_p22是第二级的主极点和次级点。

第一比较器Comp1是上限阈值比较器，第一基准电压V_ref,up是上限阈值，第二比较器Comp2是下限阈值比较器，第二基准电压V_ref,down是下限阈值，上限阈值比较器和下限阈值比较器通过设置一个比较低的窗口用于检测反馈电压VS经过纹波放大后的信号的状态从而形成相应的比较信号Vcomp，当反馈电压VS经过纹波放大后仍处于该比较器窗口内，则认为该电压处于一个低纹波的较为稳定的状态。上下限阈值比较器结合动态前沿消隐模块使用，动态前沿消隐模块（动态LEB电路）具有一个短时间空白屏蔽时间即第一屏蔽时间，用来防止误触发，只要低纹波状态持续了一个第一屏蔽时间就可以认为其处于一个没有谐振的状态，防止误触发的问题，从而实现没有误触的动态膝点检测功能。

下面分析本发明提出的膝点检测电路的具体检测过程：

在图2的t₁-t₂时刻，图1中原边反馈反激变换器的功率管Q1导通，反馈电压VS为零，经过缓冲器后的电压仍然为零，整个电路不起作用，功率管Q1在t₂时刻断开，反馈电压VS迅速攀升，利用漏感前沿消隐电路产生一个固定的空白屏蔽时间，用来隔绝t₂-t₄此段时间内由反激变换器内的箝位电路以及漏电感与功率管寄生电容带来的谐振的影响，因为它们给反馈电压VS波形带来的变化与膝点具有相同表现特征，其中t₂-t₃时间内为箝位电路工作时间，t₃-t₄为漏电感谐振。因此本发明利用漏感前沿消隐模块设置一个固定的空白屏蔽时间使得反激变换器的次边刚开始导通出现谐振期间将反馈电压VS进行屏蔽，当反激变换器的次边电流能够稳定下降后（即t₄时间后）再将反馈电压VS传输至纹波放大模块进行放大，由于t₂至t₄时间的大小是随着不同的应用条件在一个范围内变化的，所以一般漏感前沿消隐模块的屏蔽时间会设置得比t₄-t₁要大一些，才能实现屏蔽的时间大于t₄时刻。

在漏感前沿消隐模块的屏蔽时间内，后面连接的上下限阈值比较器即第一比较器Comp1和第二比较器Comp2会被锁定，不会翻转。在t₄-t₅时间段内漏感前沿消隐模块不起作用，放开对比较器的锁定，此时若反馈电源VS波形中纹波比较低，经过纹波放大模块放大至G倍后仍未超出后面两个比较器设置的上下限阈值（V_ref,up、V_ref,down），则比较电压Vcomp为高，表明此时反馈电压VS上的谐振已经没有了。但是为了防止误触发，本发明还设置了动态前沿消隐模块在这一阶段仍然锁定着采样开关不对反馈电压VS进行采样，直到比较电压Vcomp能够持续为高且超过动态前沿消隐模块设置的空白屏蔽时间即第一屏蔽时间，检测电路才能确认此时反馈电压VS真正的稳定没有其它谐振影响，此时动态前沿消隐模块的第一输出端输出采样开关控制信号Sample_Flag翻高，采样开关打开，采样电容开始实时更新反馈电压VS。在t₅时刻，次边电流I_S为零，膝点来临，反馈电压VS即将会产生由主边励磁电感和功率管寄生电容造成的谐振，此时反馈电压VS具有一个较大的纹波，经过纹波放大后，肯定会超出上下限阈值比较器的阈值窗口，从而使比较电压Vcomp翻低，则此时认为膝点已经到来，动态前沿消隐模块的第二输出端产生一个固定宽度的高电平窄脉冲Flag信号Knee-Voltage Detected Flag表明膝点已经到来，该信号控制着保持电容，在其翻高的时刻，保持电容接通采样电容获取采样电容上的电压，一个窄脉冲后，保持电容和采样电容断开，保持电容上的膝点电压就是最终获得的精确膝点电压，输入环路进行调节，在t₅-t₆时刻为主边和次边都不导通的DCM时间，此时主边电流以及次边电流皆为零检测电路不工作。

动态前沿消隐模块设置的第一屏蔽时间和系统应用有关系，由于不同的输入输出电压条件下，次边导通时间不一样，因此设置的第一屏蔽时间也跟着相应改变，一般为百ns的量级。

以上所述为将本发明提出的一种动态膝点检测电路应用于原边反馈反激变换器的分析，将本发明应用于次变反馈反激变换器同理，只是由于次变反馈反激变换器利用光耦组件直接采样次边的输出电压信息，因此次边反馈反激变换器只需要获取膝点电压来临的时刻，而膝点电压的电压值由次边反馈的光耦组件传回去，因此将本发明应用于次变反馈反激变换器时，不用动态前沿消隐模块的第一输出端输出采样开关控制信号Sample_Flag控制采样，只需要动态前沿消隐模块的第二输出端信号判断膝点来临时刻即可，但动态前沿消隐模块的第一输出端信号同样能够用于判断比较电压Vcomp是否持续了一段高电平，表明反馈电压VS状态是否稳定，为膝点检测时刻做准备。

综上所述，本发明通过利用固定LEB（漏感前沿消隐模块）以及动态LEB（动态前沿消隐模块）的结合，可以使得膝点检测电路屏蔽由于其他谐振和非理想因素造成误触发，同时利用具有选频功能的纹波放大模块在特定的频带内，可以改变输出信号的直流值，并将输入信号纹波按指定倍数放大，以便于检测反馈信号在膝点来临时的变化，从而实现精确的无误触发问题的动态膝点检测电路，保证系统能够正常且精确地控制运行。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (3)

1.一种动态膝点检测电路，用于检测反激变换器在次边导通过程中次边电流下降到零时的膝点电压，其特征在于，所述动态膝点检测电路包括第一反馈电阻、第二反馈电阻、漏感前沿消隐模块、纹波放大模块、第一比较器、第二比较器、或非门和动态前沿消隐模块，

第一反馈电阻的一端连接所述反激变换器中辅助绕组的同名端，其另一端输出反馈电压并通过第二反馈电阻后接地；

所述漏感前沿消隐模块用于在所述反激变换器的次边刚开始导通出现谐振期间将所述反馈电压进行屏蔽，当所述反激变换器的次边电流能够稳定下降后将所述反馈电压传输至所述纹波放大模块的输入端；

所述纹波放大模块用于在通频带范围内将所述反馈电压进行放大后输出；

所述第一比较器的负向输入端连接第一基准电压，其正向输入端连接第二比较器的负向输入端和所述纹波放大模块的输出端，其输出端连接或非门的第一输入端；

第二比较器的正向输入端连接第二基准电压，其输出端连接或非门的第二输入端；

或非门的输出端输出比较电压；

所述动态前沿消隐模块包括一个输入端和两个输出端，其输入端连接所述比较电压；

所述动态前沿消隐模块设置第一屏蔽时间，当检测到所述比较电压保持高电平超过所述第一屏蔽时间时所述动态前沿消隐模块的第一输出端信号翻高，当检测到所述比较电压翻低时所述动态前沿消隐模块的第二输出端产生高电平脉冲信号，所述比较电压翻低的时刻为所述膝点电压来临的时刻；

当所述动态膝点检测电路用于检测原边反馈反激变换器时，所述动态前沿消隐模块的第一输出端信号翻高时控制对所述反馈电压进行采样，所述动态前沿消隐模块的第二输出端产生高电平窄脉冲信号时所述反馈电压的采样值为所述膝点电压的电压值。

2.根据权利要求1所述的动态膝点检测电路，其特征在于，所述动态膝点检测电路还包括缓冲器，所述反馈电压先经过缓冲器后再连接所述漏感前沿消隐模块和纹波放大模块。

3.根据权利要求1或2所述的动态膝点检测电路，其特征在于，所述纹波放大模块包括第一运算放大器、第二运算放大器、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一电阻和第二电阻，

第一运算放大器的正向输入端连接第二运算放大器的正向输入端并连接基准电压，其负向输入端连接第一电容的一端、第二电容的一端和第一电阻的一端，其输出端连接第三电容的一端、第二电容的另一端和第一电阻的另一端；

第一电容的另一端作为所述纹波放大模块的输入端；

第二运算放大器的负向输入端连接第三电容的另一端、第四电容的一端和第二电阻的一端，其输出端作为所述纹波放大模块的输出端并连接第四电容的另一端和第二电阻的另一端。

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