CN102214987A - 用于为开关电源变换器提供过流保护的系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于为开关电源变换器提供过流保护的系统。该系统包括：前沿消隐、线性补偿和过流保护比较器。前沿消隐电路，被配置来对流过开关电源变换器的外部开关管的电流检测信号产生前沿消隐作用。线性补偿电路，被配置用来对过流保护比较器的阈值电压进行线性补偿。过流比较器，被配置用来产生过流保护的比较信号。本发明的线性补偿过流保护电路考虑了系统内部过流保护输出信号的延时，从而避免了在高输入电压时，可能出现的大电流导通导致MOSFET开关管永久性损坏。同时还稳定了最大输出功率，使得电源系统在全电压输入范围内都能达到最大功率平坦化。

Description

用于为开关电源变换器提供过流保护的系统

技术领域

本发明涉及开关电源领域，更具体地说，本发明为开关电源变换器提供了一种过流保护的系统。

背景技术

电源作为所有电子产品的供电设备，除了设计需满足性能要求之外，其自身的保护措施也非常重要。例如过流保护，过压保护，过温保护等等。目前，在开关电源变换器中，具有高频开关特性的大功率MOSFET开关管得到了广泛应用。但其承受短时过载的能力较弱，在负载电路系统出现故障或短路等异常情况下，产生的功耗会急剧增大，从而影响MOSFET开关管的正常工作，并可能对电源系统产生永久性的损坏。过流保护系统能够在很短的时间内将电源电路关闭，保证电源电路本身和负载系统电路不受损坏。

在传统的过流保护系统中，需要在开关电源变换器的电流检测引脚接RC滤波器，这样会造成开关电源系统元器件数量的增加。同时在过流保护时，没有考虑在变换器内部信号的延时问题，会造成电流短时间增大，这样就增加了开关永久性损坏的危险。所以有必要改进用于开关电源变换器的过流保护的技术。

发明内容

本发明提供了一种用于保护开关电源变换器的过流保护系统。所述系统包括：

前沿消隐、线性补偿和过流保护比较器。前沿消隐电路包括电阻分压器、共源放大器、串接延时反相器、RS触发器、延时电容、施密特触发器和与门；线性补偿电路包括补偿电流源、基准电流源、运算放大器、比较器；过流保护比较器由普通比较器构成。

前沿消隐电路，被配置来对流过开关电源变换器的外部开关管的电流检测信号产生前沿消隐作用。其中：电阻分压器，被配置来产生对开关电源变换器的栅极驱动信号进行取样；共源放大器，被配置来对开关电源变换器的栅极驱动信号的取样信号放大；串接反相器，被配置来产生延时信号，同时实现高压到低压的转换；RS触发器，被配置来实现取样信号和开关电源变换器脉宽调制信号的运算，产生脉冲信号；延时电容，被配置来对脉冲信号展宽；斯密特触发器，被配置用来转换电平并做延时；与门，被配置用来产生前沿消隐信号。

线性补偿电路，被配置用来对过流保护比较器的阈值电压进行线性补偿。其中：补偿电流源，被偏置用来检测补偿电流，并产生比例输出电流；基准电流源，被偏置用来作为初始阈值电压电路的基准电流；运算放大器，被偏置用来作为闭环使用，产生反馈电压。

过流比较器，被配置用来产生过流保护的比较信号。

其中：

所述电流检测信号指流过外部开关管的输入电流；

所述输入电流与开关电源变换器的输出功率相关联；

所述的电流保护阈值电压与开关电源变换器的最大输出功率相关联。

本发明的过流保护系统工作方法包括：系统需要接收一个电流检测信号和一个Icp引脚的补偿电流信号。然后处理Icp电流信号，产生与其相关联的阈值补偿电流，调节阈值电压。系统通过处理开关电源变换器的振荡信号和PWM控制信号产生与其相关联的前沿消隐信号，对电流检测信号实施消隐。处理补偿电流信号，产生与其相关联的可调整的输出电流信号。处理输出电流信号，产生补偿后的阈值电压。对补偿后的阈值电压与电流检测信号进行比较，产生与其相关联的过流保护输出信号。

相对与传统技术，通过本发明已经实现了许多优点。例如，前沿消隐电路防止了MOSFET开关管开启瞬间产生的上冲电流导致过流保护电路误判断。不仅可以有效的滤除因开关管翻转引入的开关噪声，而且还可以为系统节省一个外部的RC滤波器，降低了系统成本。本发明的线性补偿过流保护电路考虑了系统内部过流保护输出信号的延时，从而避免了在高输入电压时，可能出现的大电流导通导致MOSFET开关管永久性损坏。同时还稳定了最大输出功率，使得电源系统在全电压输入范围内都能达到最大功率平坦化。

参考下面的附图和实施方式，可以更加充分地了解本发明的目的，特征和优点。

附图说明

图1是传统反激式开关电源转换系统简化示意图

图2是带有本发明的过流保护系统的开关电源变换器的简化示意图

图3是本发明的前沿消隐电路简化示意图

图4是本发明的前沿消隐电路波形示意图

图5是本发明的线性补偿过流保护电路简化示意图

图6是本发明的线性补偿过流保护电路波形示意图

图7是本发明的线性补偿过流保护电路功能示意图

具体实施方式

本发明为开关电源变换器提供了一种过流保护的系统和方法。在MOSFET开关开启瞬间，寄生电容突然放电，会在回路中产生很大的电流尖峰。如果此时检测电流值，会产生错误触发动作，为了避免系统过早的检测开关管电流，需要屏蔽该尖峰脉冲的干扰。传统的开关电源常常需要在电流检测端外接一个较大的RC滤波器来屏蔽尖峰，这样就会造成电源系统成本的增加。本发明的过流保护系统里面的前沿消隐电路，使得开关导通一段时间后再检测电流，消除了尖峰脉冲的干扰，防止了错误触发动作的发生，而且为系统节省一个外部的RC网络，降低系统成本。传统的开关电源变换器采用比较简单的比较器来产生过流保护输出信号的产生，没有考虑到过流保护输出信号的延时，因为过流保护输出信号会有固定的延时，在这段延时内，由于电流没有限制，所以可能会产生很大的峰值，造成热量过于集中，最终导致开关管永久性损坏。本发明的线性补偿过流保护系统会根据输入电压的大小补偿过流保护的阈值电压，使得在输入电压大的时候，阈值电压减小；在输入电压小的时候，阈值电压增大。从而限制了开关管的峰值电流。使得开关电源变换器的最大功率平坦化。

图1是传统的开关电源变换器系统简化示意图，系统100包括振荡器110、逻辑控制111、驱动112、PWM比较器113、过流保护比较器114、原边电感115、开关管116、电流检测电阻117、RC滤波器118。系统从电流检测端接收电流检测信号101，从电压反馈端端接收反馈电压信号102，由PWM比较器113产生PWM信号103，输入到逻辑控制111。振荡器110产生时钟信号104，输入到逻辑控制111，逻辑控制111产生一个与时钟同步的PWM输出信号105输入到驱动112中，同时电流检测信号101与阈值电压106相比较，产生一个过流保护控制信号107，输入到逻辑控制111，当过流保护信号107有效时，将切断PWM输出信号105。驱动112接收到PWM输出信号105后开始驱动开关管116导通，流过开关管的电流斜坡上升。系统通过电压反馈信号102和电流检测信号101来控制PWM输出信号105的导通脉宽。

图2是带有本发明的过流保护系统的开关电源变换器的简化示意图，系统200包括振荡器210、逻辑控制211、驱动212、前沿消隐213、PWM比较器214、过流保护比较器215、原边电感216、开关管217、电流检测电阻218、补偿电流产生电阻219、线性补偿220。系统从电流检测端接收电流检测信号201，经前沿消隐电路产生信号202，从电压反馈端接收反馈电压信号203，由信号202和反馈电压信号203输入到PWM比较器产生PWM信号204，输入到逻辑控制211。振荡器210产生时钟信号205，输入到逻辑控制211，逻辑控制211产生一个与时钟同步的PWM输出信号206输入到驱动212中，同时这个信号与驱动的输出取样信号207产生前沿消隐信号202。驱动212接收到PWM输出信号206后开始驱动开关管217导通，流过开关管217的电流斜坡上升。系统通过外部的补偿电流产生电阻219产生一个与输入电压119相关联的补偿电流Icp。该补偿电流输入到线性补偿220中，调整过流保护阈值电压208，产生一个与补偿电流Icp相关联的阈值电压209。输入到过流保护比较器215，使得过流保护与输入电压119相关联。从而使开关电源变换器最大输出功率平坦化，避免了在过流保护信号延时的时间内，系统出现短暂的大电流烧毁开关管的现象。

图3是用于为开关电源变换器提供过流保护系统的前沿消隐电路简化示意图，电路300包括电阻分压器310、一个共源放大器311、一个共源放大器312、四个串接延时反相器313、一个RS触发器314、一个延时电容315、一个施密特触发器316、两个串接的延时反相器317和一个与门318。电路从GATE端取信号301，经过共源放大后，输入到四个串接的反相器313，实现信号301由高压到低压的转换，同时实现延时，产生与GATE信号有一定延时的信号302。然后与逻辑控制211输出的PWM输出信号206同时输入到RS触发器314，输出一个窄脉冲信号303，此信号经过共源放大器放大，后经延时电容315产生相应脉宽的脉冲信号304。后经两个串接的反相器317与逻辑控制输出的PWM信号206进行‘与’运算，输出具有一定脉宽的前沿消隐信号305。

图4是前沿消隐信号的波形示意图。上面的信号是逻辑控制输出的PWM信号206，下面的是GATE信号20，从图中可以看到，没有前沿消隐电路的时候，电流检测端的信号101在开关管116开启的时候，会产生很大的尖峰，这个尖峰会引起开关电源变换器系统的误操作，在下一个周期会引起逻辑控制输出错误的PWM信号105，进而导致驱动发生错误，引起开关管116错误导通，损坏系统。在加入前沿消隐后，电流检测端的尖峰信号202被消隐一段固定的时间t_LEB，不管这个尖峰是大还是小，都对开关电源变换器来说无效，所有就彻底避免了尖峰引起误操作的现象的发生。

图5是用于为开关电源变换器提供过流保护系统的线性补偿电路简化示意图，电路包括：一个补偿电流源510，被偏置用来检测补偿电流Icp，并将其按比例输出；一个基准电流源511，被偏置用来作为初始阈值电压电路的基准电流Iref；一个运算放大器512和一个运算放大器513，被偏置用来作为闭环使用，产生反馈电压；一个比较器514，被偏置用来作为OCP比较器，产生过流保护输出信号515。如图1所示，开关电源变换器通过检测电阻117可得到流过MOSFET开关管的电流检测值101，与过流保护阀值压106比较。在没有对106进行补偿时，阈值电压(Vth)是恒定的。理论上系统最大输出功率POUT可按下式计算：

$P_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2T}\·L_p\·I_{\mathrm{pk}}^2\·\mathrm{\η}$ (等式1)

其中T为开关周期，Lp为初级原边电感，Ipk为流过初级原边电感和MOSFET开关管的峰值电流，与阈值电压Vth有关，η为转换效率。

假设在全电压输入范围内(85～265V)，转换效率η是不变的，从上式可以看出，最大输出功率由初级原边电感和开关管的峰值电流决定。峰值电流受内部过流阀值电压Vth和外部电流检测电阻限制。但是，开关电源变换器从产生过流保护信号到关断PWM输出会有一定的延迟时间t_PD，导致最大输出功率不再恒定。输入电压较高时最大输出功率也较高。该延迟将引入与

成比例的附加电流，其中t_PD与输入电压Vin无关，是一个恒定的延迟时间。最大输出功率Pout的公式可修正为：

$P_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{2T}\·L_p\·{(I_{\mathrm{pk}}+I_{\mathrm{PD}})}^2\·\mathrm{\η}=\frac{1}{2T}\·L_p\·{(I_{\mathrm{pk}}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_p}\×t_{\mathrm{PD}})}^2\·\mathrm{\η}$ (等式2)

其中T为开关周期，Lp为初级原边电感，Ipk为流过初级原边电感和MOSFET开关管的峰值电流，与阈值电压Vth有关，η为转换效率，Vin为输入电压，t_PD为过流信号的延迟时间。

系统工作在断续模式(DCM)下，与正常输入电压(220V市电)相比，最大输出功率会有30％的误差，在连续模式下(CCM)，这种误差会更大。因此，为了达到恒功率输出的目的，必须过流保护阀值点进行补偿，根据输入电压的变化来自动调节阈值电压Vth的值。

假设Vin输入电压为300V，则补偿电流引脚引入的补偿电流近似为300V电压加在取样电阻上的电流Icp。Icp电流流经补偿电流源510，产生偏置电流0.5Icp，经过电流镜像，在503和504输出两个与Icp成比例的电流，本实施例中503和504的宽长比相同，501与503的宽长比为5∶1，501与502的宽长比为1∶1，则通过503和504输出的两路补偿电流为0.1Icp，基准偏置电流为Iref，在没有补偿电流时，506和507的尺寸一样，由于508的尺寸是509尺寸的一半，所以流过506和507的电流为0.5Iref，此时运算放大器513建立反馈环，使得530与输入端208相等。运算放大器512建立反馈环，使得506和507的漏极电压相等，并且都等于531，在实施例中，偏置208和531使得506和507处于线性区，同时532的尺寸是508尺寸的4倍，所以运算放大器的输出会向532提供部分电流。当电路平衡时，506和507被偏置在线性区，508流过0.5Iref，剩下的一半的Iref流过507管。530等于Vref1。当加入补偿电流时，因为509与508被固定偏置，所以506管仍然流过0.5Iref电流，而补偿电流0.1Icp流过507管，导致运算放大器513的平衡被打破，重新建立平衡点。这个过程可以按照如下计算：

506工作在线性区，当V_GS-V_T＞＞V_DS时：

$I_{d506}=0.5I_{\mathrm{ref}}\≈\frac{W}{L}{\mathrm{\μC}}_{\mathrm{ox}}(V_{\mathrm{GS}}-V_T)V_{\mathrm{DS}506}$ (等式3)

其中Id506为流过506管的漏极电流，Iref为基准电流，W和L分别为506管的宽度和长度，μ为506管的电子迁移率，Cox为横跨506管的栅极氧化物的单位面积电容，VGS是506管的栅极和源极两端电压，VDS506是506管的源极和漏极两端电压。VT为506管的阈值电压。

因为506管和507管的VGS一样，所以计算507管电流为：

$I_{d507}={0.5I}_{\mathrm{ref}}+{0.1I}_{\mathrm{cp}}\≈\frac{W}{L}{\mathrm{\μC}}_{\mathrm{ox}}(V_{\mathrm{GS}}-V_T)V_{\mathrm{GS}507}$ (等式4)

其中Id507为流过507管的漏极电流，VDS507是507管的源极和漏极两端电压。

因此，507源极电压下降：

$V_{\mathrm{DS}507}-V_{\mathrm{DS}506}=\frac{{0.1I}_{\mathrm{cp}}\·L}{W\·\mathrm{\μ}\·C_{\mathrm{ox}}\·(V_{\mathrm{GS}}-V_T)}$ (等式5)

补偿后，507的源极电压即新的过流保护阈值电压：

$V_{\mathrm{th}}=V_{\mathrm{ref}1}-V_{\mathrm{DS}507}+V_{\mathrm{DS}506}=V_{\mathrm{ref}1}-\frac{{0.1I}_{\mathrm{cp}}\·L}{W\·\mathrm{\μ}\·C_{\mathrm{ox}}\·(V_{\mathrm{GS}}-V_T)}$ (等式6)

Vth与Icp是一个线性的关系，通过调节Icp，可以线性地对Vth进行补偿。

图6是线性补偿的波形示意图，补偿前如图6(a)过流保护的阈值电压Vth保持不变，当过流信号产生后，经过一段延迟时间t_PD内，输入电压高，则电流斜坡上升的斜率就大，导致输出的最大功率高。而输入电压低，电流斜坡上升的斜率小，导致输出的最大功率低，在这段延迟时间内，因为对电流没有限制，所以在高输入电压时，会在开关管上流过瞬态大电流，有损坏开关管的危险。补偿后如图6(b)所示，过流保护阈值电压随输入电压的增大线性减小，在一段延迟时间t_PD内，相对于补偿前，输入电压大导致PWM占空比减小；输入电压小导致PWM占空比增大。如图7(a)所示，在全电压范围内，过流保护的阈值电压随补偿电流Icp线性变化。输入电压大，Icp也大，导致阈值电压Vth减小，占空比也减小，开关电源变换器的最大输出功率也相应减小；输入电压小，Icp也小，导致阈值电压增大，占空比也增大，开关电源变换器的最大输出功率也相应增大。如图7(b)所示，这样在全电压范围内，开关电源变换器的最大输出功率基本上达到平坦化，不会出现在特定的输入电压条件下，输出功率过大而损坏开关管的情况。

Claims (1)

1.一种用于为开关电源变换器提供过流保护的系统，所述系统包括：前沿消隐、线性补偿和过流保护比较器；其中：

前沿消隐电路包括电阻分压器、共源放大器、串接延时反相器、RS触发器、延时电容、施密特触发器和与门，线性补偿电路包括补偿电流源、基准电流源、运算放大器、比较器，过流保护比较器由普通比较器构成；

前沿消隐电路，被配置来对流过开关电源变换器的外部开关管的电流检测信号产生前沿消隐作用，其中：电阻分压器，被配置来对开关电源变换器的栅极驱动信号进行取样，共源放大器，被配置来对开关电源变换器的栅极驱动信号的取样信号放大，串接反相器，被配置来产生延时信号，同时实现信号从高压到低压的转换，RS触发器，被配置来实现取样信号和开关电源变换器脉宽调制信号的运算，产生脉冲信号，延时电容，被配置来对脉冲信号展宽；施密特触发器，被配置用来转换电平并做延时，与门，被配置用来产生前沿消隐信号；

线性补偿电路，被配置用来对过流保护比较器的阈值电压进行线性补偿，其中：补偿电流源，被偏置用来检测补偿电流，并产生比例输出电流，基准电流源，被偏置用来作为初始阈值电压电路的基准电流，运算放大器，被偏置用来作为闭环使用，产生反馈电压；

过流比较器，被配置用来产生过流保护的比较输出信号。

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