CN102611322B - 二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法。本发明采用根据输入电压和驱动方波的占空比得到一个频率等于驱动方波频率的三角波的峰值电平，设定一个可以反映输出电压钳位值的直流参考电平，并在输入电压发生电压瞬变时拉低该直流参考电平，将三角波的峰值电平与直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压，将过压保护参考电压与驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波，利用该计算后驱动方波对输出电压进行控制，使得输出电压在输入电压发生电压瞬变时可以保持稳定，从而避免输出电压波动过大而触发过压保护；该方案对电压瞬变的抑制效果较好，且可以避免正常工作时，由于电压钳位值和额定输出电压之间的裕量过小所引起的误动作。

Description

二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，具体涉及一种二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法。

背景技术

在传统的二次电源系统中，采用了模拟控制芯片来进行控制，其内置的环路模块(cycle-by-cycle)限制电路能根据输入电压的变化来调整占空比，从而实现抑制输出电压的波动的目的。其中，该模拟控制芯片位于二次电源系统的输入端(称为原边)。但是，为了满足二次电源系统的可通讯、可根据上位机指令调整工作状态，可自适应调整环路，以及自适应调整占空比等智能化需求，仅仅采用模拟控制芯片是不够的，因此，还需要在二次电源系统增加数字控制芯片来进行控制，其中，该数字控制芯片位于二次电源系统的输出端(称为副边)，这就导致了数字电源对于输入电压的变化响应慢于模拟电源，在输入电压发生电压瞬变，比如浪涌(surge)过程中导致输出电压大幅度波动，甚至触发其他模块的过压保护，造成二次电源系统掉电，所以，必须对电压瞬变进行抑制，以避免输出电压过大波动。

在现有技术中，一般采用通过检测副边输出电感前端电压，来触发控制模块限制占空比，从而达到抑制电压瞬变，避免输出电压过大波动的目的。在对现有技术的研究和实践过程中，本发明的发明人发现，由于在现有技术中，采样副变输出电感前端电压，较采样原边输入电压信号慢，所以，对电压瞬变不能及时作出反应，电压瞬变抑制效果并不佳。

发明内容

本发明实施例提供一种二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法。

一种二次电源系统，包括前馈电路、变压器和数字控制模块；

所述前馈电路，位于所述变压器的原边，用于接收输入电压和数字控制模块输送过来的驱动方波，根据所述输入电压和驱动方波的占空比得到一个频率等于所述驱动方波频率的三角波的峰值电平，将所述三角波的峰值电平与接收到的直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压，将所述过压保护参考电压与所述驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波；所述直流参考电平反映输出电压钳位值，并能在所述输入电压发生电压瞬变时进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量；

所述变压器，用于根据输入电压和前馈电路输送的计算后驱动方波的占空比，以及变压器自身原副边匝比得到输出电压；

所述数字控制模块，位于变压器的副边，用于输出驱动方波给所述前馈电路。

可选的，其中，前馈电路可以包括伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路；

所述伏秒积电路，用于接收输入电压和数字控制模块输送过来的驱动方波，对所述输入电压和驱动方波的占空比进行积分，得到一个频率等于所述驱动方波频率的三角波的峰值电平，将所述三角波的峰值电平输送给比较电路；

所述参考电压电路，用于产生直流参考电平，并将直流参考电平输送给输入电压瞬态响应电路，所述直流参考电平反映输出电压钳位值；

所述输入电压瞬态响应电路，用于接收所述参考电压电路输送的直流参考电平，在所述输入电压发生电压瞬变时对该直流参考电平进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，将调整后的直流参考电平输送给比较电路；

所述比较电路，用于将所述调整后的直流参考电平和所述三角波的峰值电平进行比较，在驱动方波的每一个周期内，若所述调整后的直流参考电平大于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为高电平，若所述调整后的直流参考电平小于等于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为低电平；

所述逻辑与电路，用于将所述比较电路输出的过压保护参考电压与所述驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波。

可选的，所述数字控制模块，还可以用于对前馈电路进行同步控制。

可选的，该二次电源系统还可以包括隔离芯片；

所述隔离芯片，用于对位于变压器原边的模块和位于变压器副边的模块进行电隔离；

则此时，所述数字控制模块通过所述隔离芯片输出驱动方波给所述前馈电路。

可选的，该二次电源系统还可以包括同步整流模块；

所述同步整流模块，用于对变压器输出的输出电压进行整流，得到整流后输出电压。

一种二次电源系统中电压瞬变的抑制方法，包括：

位于变压器原边的前馈电路接收输入电压和数字控制模块输送过来的驱动方波；

根据所述输入电压和驱动方波的占空比得到一个频率等于所述驱动方波频率的三角波的峰值电平；

将所述三角波的峰值电平与接收到的直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压，其中，所述直流参考电平反映输出电压钳位值，并能在所述输入电压发生电压瞬变时进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量；

将所述过压保护参考电压与所述驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波，以便变压器根据该计算后驱动方波的占空比和输入电压，以及变压器自身原副边匝比得到输出电压。

可选的，该二次电源系统中电压瞬变的抑制方法还可以包括：产生直流参考电平，其中，所述直流参考电平反映输出电压钳位值；在所述输入电压发生电压瞬变时对产生的直流参考电平进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量；

则此时，所述将所述三角波的峰值电平与接收到的直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压具体为：将所述三角波的峰值电平与调整后的直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压。

可选的，其中，所述将所述三角波的峰值电平与接收到的直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压可以包括：将所述三角波的峰值电平和所述调整后的直流参考电平进行比较，在驱动方波的每一个周期内，若所述调整后的直流参考电平大于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为高电平，若所述调整后的直流参考电平小于等于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为低电平。

可选的，其中，前馈电路可以包括伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路，则此时，该二次电源系统中电压瞬变的抑制方法具体可以如下：

伏秒积电路接收输入电压和数字控制模块输送过来的驱动方波，对所述输入电压和驱动方波的占空比进行积分，得到一个频率等于所述驱动方波频率的三角波的峰值电平，将所述三角波的峰值电平输送给比较电路；

参考电压电路产生直流参考电平，并将直流参考电平输送给输入电压瞬态响应电路，所述直流参考电平反映输出电压钳位值；

输入电压瞬态响应电路接收所述参考电压电路输送的直流参考电平，在所述输入电压发生电压瞬变时对该直流参考电平进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，将调整后的直流参考电平输送给比较电路；

比较电路将所述调整后的直流参考电平和所述三角波的峰值电平进行比较，在驱动方波的每一个周期内，若所述调整后的直流参考电平大于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为高电平，若所述调整后的直流参考电平小于等于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为低电平；

逻辑与电路将所述比较电路输出的过压保护参考电压与所述驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波。

此外，可选的，该二次电源系统中电压瞬变的抑制方法还可以包括：接受数字控制模块的同步控制。

本发明实施例采用根据接收到的输入电压和驱动方波的占空比得到一个频率等于驱动方波频率的三角波的峰值电平，然后再设定一个可以反映输出电压钳位值的直流参考电平，并在输入电压发生电压瞬变时对该直流参考电平进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，然后将三角波的峰值电平与该调整后的直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压，再将过压保护参考电压与驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波，利用该计算后驱动方波对输出电压进行控制，使得输出电压在输入电压发生电压瞬变，比如浪涌时，依旧可以保持稳定，从而避免输出电压波动过大而触发过压保护；由于该方案可以在电压瞬变，比如浪涌到来时拉低直流参考电平，使得输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量减小，所以可以对电压瞬变及时作出反应，对电压瞬变的抑制效果较好，与此同时，还可以恢复或增大电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，所以可以避免正常工作时，由于电压钳位值和额定输出电压之间的裕量过小所引起的误动作，大大提高了二次电源系统供电的稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的二次电源系统的示意图；

图2是本发明实施例提供的前馈电路的组成示意图；

图3是输入电压、三角波和驱动方波的关系示意图；

图4a是本发明实施例提供的伏秒积电路的电路图；

图4b是本发明实施例提供的参考电压电路的电路图；

图4c是本发明实施例提供的输入电压瞬态响应电路的电路图；

图4d是本发明实施例提供的比较电路的电路图；

图4e是本发明实施例提供的逻辑与电路的电路图；

图5是本发明实施例提供的二次电源系统的另一示意图；

图6是本发明实施例提供的二次电源系统中电压瞬变的抑制方法的流程图；

图7是本发明实施例提供的前馈电路的工作时序图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例提供一种二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法。以下分别进行详细说明。

一种二次电源系统，如图1所示，包括前馈电路101、变压器102和数字控制模块103，具体可以如下：

前馈电路101，位于所述变压器102的原边，用于接收输入电压(用Vin表示)和数字控制模块103输送过来的驱动方波(用PWM表示，其中，PWM为Pulse Width Modulation，即脉冲宽度调制，简称脉宽调制，在本发明实施例中指的是数字控制模块103输送过来的驱动方波)，根据接收到的输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比得到一个频率等于驱动方波PWM频率的三角波(用VTRI表示)的峰值电平，将得到的三角波VTRI的峰值电平与接收到的直流参考电平(用VFS表示)进行比较，得到过压保护参考电压(用VLIM表示)，将该过压保护参考电压VLIM与数字控制模块103发出的驱动方波PWM进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波(用VDRI表示)；其中，直流参考电平VFS可以反映输出电压钳位值，并能在输入电压Vin发生电压瞬变时进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压(用Vout表示)之间的裕量；

其中，输入电压Vin发生电压瞬变可以包括输入电压Vin发生浪涌、电压跌落(DIP，Voltage DIP)等情形。其中，本发明实施例所说的浪涌指的是浪涌电压，指的超出正常工作电压的瞬间过电压；而DIP也称电压骤降、电压下跌或电压凹陷，是指在短时间内供电系统电压突然下降，且超出正常电压偏差允许值，然后又返回到正常的电压水平的情况。

变压器102，用于根据输入电压Vin和前馈电路101输送的计算后驱动方波VDRI的占空比，以及变压器102自身原副边匝比(即变压器102原边的匝数和变压器102副边的匝数的比值)得到输出电压Vout。

数字控制模块103，位于变压器102的副边，用于输出驱动方波PWM给前馈电路101。

由上可知，本实施例采用在变压器102的原边增加一个前馈电路101，由前馈电路101根据接收到的输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比得到一个频率等于驱动方波PWM频率的三角波VTRI的峰值电平，然后再设定一个可以反映输出电压钳位值的直流参考电平，并在输入电压Vin发生电压瞬变时对该直流参考电平VFS进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，然后将三角波VTRI的峰值电平与该调整后的直流参考电平VFS进行比较，得到过压保护参考电压VLIM，再将过压保护参考电压VLIM与驱动方波PWM进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波VDRI，利用该计算后驱动方波VDRI对输出电压Vout进行控制，使得输出电压Vout在输入电压发生电压瞬变时，依旧可以保持稳定，从而避免输出电压Vout波动过大而触发过压保护；由于该方案可以在电压瞬变，比如浪涌到来时拉低直流参考电平VFS，使得输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量减小，所以可以对电压瞬变及时作出反应，对电压瞬变的抑制效果较好，与此同时，还可以恢复或增大电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，所以可以避免正常工作时，由于电压钳位值和额定输出电压之间的裕量过小所引起的误动作，大大提高了二次电源系统供电的稳定性。

以下将举例对该二次电源系统作进一步详细说明。

一种二次电源系统，如前面实施例所述，具体可以包括前馈电路101、变压器102和数字控制模块103等模块，其中，前馈电路101、变压器102和数字控制模块103具体可以采用多种方式来实现，例如，如图2所示，其中，前馈电路101可以包括伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路；具体可以如下：

(1)伏秒积电路；

伏秒积电路，用于接收输入电压Vin和数字控制模块103输送过来的驱动方波PWM，对接收到的输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比进行积分，得到一个频率等于驱动方波PWM频率的三角波VTRI的峰值电平，将该三角波VTRI的峰值电平输送给比较电路。

例如，可参见图3，该图为输入电压Vin、三角波VTRI和驱动方波PWM的示意图，其中，三角波VTRI的频率和驱动方波PWM的频率相等，三角波VTRI的峰值电平可以由输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比进行积分所得。

这是因为，对于PWM电源来说，存在如下基本关系：

输出电压Vout＝(输入电压Vin×驱动方波的占空比)÷变压器原副边匝比；

因此，在变压器102原副边匝比(即变压器102原边的匝数和变压器102副边的匝数的比值)固定的情况下，输入电压Vin与驱动方波的占空比的乘积直接反映了该电源的额定输出电压。所以，可以通过伏秒积电路将该“输入电压Vin×驱动方波的占空比”(或者也可以是输出电压)转化为一个频率等于驱动方波频率的三角波VTRI的峰值，以便将该三角波电压VTRI输入比较电路进行比较。

其中，伏秒积电路的具体结构可参见现有技术，比如，可以如图4a所示，该伏秒积电路包括电阻R1、三极管Q1和电容C1；其中，三极管Q1的基极与驱动方波PWM连接，三极管Q1的集电极与地连接，三极管Q1的发射极与电阻R1串联后，与输入电压Vin连接，三角波VTRI接于电阻R1与三极管Q1的发射极之间，电容C1的一端接于三极管Q1的集电极与三角波VTRI之间，另一端接于三极管Q1的发射极。当然，伏秒积电路也可以采用其他的电路结构，在此不再赘述。

(2)参考电压电路；

参考电压电路，用于产生直流参考电平VFS，并将直流参考电平VFS输送给输入电压瞬态响应电路。

其中，该直流参考电平VFS可以反映输出电压钳位值。

其中，该参考电压电路的具体结构可参见现有技术，比如，可以如图4b所示，该参考电压电路包括电源V1、电容C2和电阻R6；其中，电阻R6的一端与电源V1的正极连接，另一端接于电容C2的一端，电容C2的另一端与电源V1的负极连接后，与地连接；直流参考电平VFS从电阻R6和电容C2之间输出。当然，参考电压电路也可以采用其他的电路结构，在此不再赘述。

(3)输入电压瞬态响应电路；

输入电压瞬态响应电路，用于接收参考电压电路输送的直流参考电平VFS，在输入电压Vin发生电压瞬变，比如浪涌时对该直流参考电平VFS进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，将调整后的直流参考电平VFS输送给比较电路；

由于此时输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量减小了，所以可以使得后续比较电路输出的过压保护参考电压VLIM能对输入电压Vin的变化作出更快速的反应。

需说明的是，为了不影响该二次电源系统的正常工作，避免输出电压小幅度波动时也会触发过压保护，输出电压钳位值和额定输出电压之间需要留一定的裕量，该裕量的取值可根据实际应用的需求进行设定，在此不再赘述。

其中，该输入电压瞬态响应电路的具体结构可参见现有技术，比如，可以如图4c所示，该输入电压瞬态响应电路包括三极管Q2、电阻R3、电阻R4、电阻R5和电容C3；其中，三极管Q2的基极一方面通过电阻R5与地连接，另一方面通过电阻R4和电容C3与输入电压Vin连接，三极管Q2的集电极通过电阻R3连接直流参考电平VFS，三极管Q2的发射极接地。当然，输入电压瞬态响应电路也可以采用其他的电路结构，在此不再赘述。

(4)比较电路；

比较电路，用于将输入电压瞬态响应电路输出的调整后的直流参考电平VFS和伏秒积电路输出的三角波VTRI的峰值电平进行比较，在驱动方波PWM的每一个周期内，若调整后的直流参考电平VFS大于该三角波VTRI的峰值电平，则输出的过压保护参考电压VLIM为高电平，反之，若该调整后的直流参考电平VFS小于等于该三角波VTRI的峰值电平，则输出的过压保护参考电压VLIM为低电平。

其中，该比较电路的具体结构可参见现有技术，比如，可以如图4d所示，比较电路包括比较器U2，其中，比较器U2的负极输入端连接三角波VTRI，比较器U2的正极输入端连接调整后的直流参考电平VFS，比较器U2的输出端为过压保护参考电压VLIM。当然，比较电路也可以采用其他的电路结构，在此不再赘述。

(5)逻辑与电路；

逻辑与电路，用于将比较电路输出的过压保护参考电压VLIM与驱动方波PWM进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波VDRI。

可见，当输出电压Vout高于输出电压钳位值时，该逻辑与电路输出的VDRI占空比将会减小，从而将使得输出电压Vout降低，不会超过将要达到的输出电压钳位值(也称欲钳位输出电压值)。

其中，该逻辑与电路的具体结构可参见现有技术，比如，可以如图4e所示，该逻辑与电路包括与门U1，其中，与门U1的一输入端连接过压保护参考电压VLIM，与门U1的一输入端连接驱动方波PWM，与门U1输出计算后驱动方波VDRI。当然，逻辑与电路也可以采用其他的电路结构，在此不再赘述。

在逻辑与电路输出计算后驱动方波VDRI之后，变压器102就可以根据输入电压Vin和该计算后驱动方波VDRI的占空比，以及变压器102自身原副边匝比(即变压器102原边的匝数和变压器102副边的匝数的比值)得到输出电压Vout。即：

变压器102，具体用于根据输入电压Vin和逻辑与电路输送的计算后驱动方波VDRI的占空比，以及变压器102自身原副边匝比(即变压器102原边的匝数和变压器102副边的匝数的比值)得到输出电压Vout。

此外，需说明的是，数字控制模块103除了输出驱动方波PWM给前馈电路101之外，还具有其他的控制功能，比如，可以对该二次电源系统中的各个模块进行同步控制等，进一步的，还可以对该二次电源系统进行过压保护、过温保护、过流保护、短路保护和/或均流保护，等等。即：

数字控制模块103，还用于对该二次电源系统中的各个模块进行同步控制，比如对前馈电路进行同步控制。和/或，

数字控制模块103，还用于对对该二次电源系统进行过压保护、过温保护、过流保护、短路保护和/或均流保护，等等。

其中，过压保护、过温保护、过流保护、短路保护和均流保护等具体可参见现有技术，在此不再赘述。

另外，如图5所示，该二次电源系统还可以包括隔离芯片104，如下：

隔离芯片104，用于对位于变压器102原边的模块和位于变压器102副边的模块进行电隔离；比如，对前馈电路101和数字控制模块103进行电隔离，等等。

则此时，数字控制模块103可以通过隔离芯片104输出驱动方波PWM给前馈电路101，比如，具体可以通过隔离芯片104输出驱动方波PWM给前馈电路101中的伏秒积电路和逻辑与电路等。

可选的，该二次电源系统还可以包括其他的模块，比如在变压器102的原边，还可以包括主功率拓扑部分的各个模块，在变压器102的副边，还包括其他的处理模块，比如可以参见图5，具体可以包括用于同步整流的同步整流模块105，如下：

同步整流模块105，位于变压器102的副边，用于对变压器102输出的输出电压Vout进行整流，得到整流后输出电压Vout。

由上可知，本实施例的二次电源系统采用在变压器102的原边增加一个前馈电路101，该前馈电路101可以根据接收到的输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比得到一个频率等于驱动方波PWM频率的三角波VTRI的峰值电平，然后再设定一个可以反映输出电压钳位值的直流参考电平VFS，并在输入电压Vin发生电压瞬变时可以对该直流参考电平VFS进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，然后将三角波VTRI的峰值电平与该调整后的直流参考电平VFS进行比较，得到过压保护参考电压VLIM，再将过压保护参考电压VLIM与驱动方波PWM进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波VDRI，利用该计算后驱动方波VDRI对输出电压进行控制，使得输出电压Vout在输入电压Vin发生电压瞬变时，依旧可以保持稳定，从而避免输出电压Vout波动过大而触发过压保护；由于该方案可以在电压瞬变到来时对直流参考电平VFS进行调整，比如在浪涌到来时拉低直流参考电平VFS，使得输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量减小，所以可以对电压瞬变及时作出反应，对电压瞬变的抑制效果较好；与此同时，还可以恢复或增大电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，所以可以避免正常工作时，由于电压钳位值和额定输出电压之间的裕量过小所引起的误动作，大大提高了二次电源系统供电的稳定性。

相应的，本发明实施例还提供一种应用于上述二次电源系统中的电压瞬变抑制方法，如下：

一种二次电源系统中电压瞬变的抑制方法，包括：位于变压器102原边的前馈电路101接收输入电压Vin和数字控制模块103输送过来的驱动方波PWM，根据该输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比得到一个频率等于所述驱动方波PWM频率的三角波VTRI的峰值电平，将该三角波VTRI的峰值电平与接收到的直流参考电平VFS进行比较，得到过压保护参考电压VLIM，其中，直流参考电平VFS反映输出电压钳位值，并能在所述输入电压Vin发生电压瞬变时进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量；将过压保护参考电压VLIM与驱动方波PWM进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波VDRI，以便变压器根据该计算后驱动方波VDRI的占空比和输入电压Vin，以及变压器102自身原副边匝比得到输出电压Vout。

其中，输入电压Vin发生电压瞬变可以包括输入电压Vin发生浪涌或电压跌落(DIP，Voltage DIP)等情形。

由于该方案的二次电源系统在变压器102的原边增加了一个前馈电路101，而该前馈电路101可以在电压瞬变对直流参考电平VFS进行调整，比如浪涌到来时拉低直流参考电平VFS，使得输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量减小，所以该二次电源系统可以对电压瞬变及时作出反应，对电压瞬变的抑制效果较好；与此同时，该二次电源系统还可以在电压趋向稳定之后，恢复或增大电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，从而减少正常工作时，由于电压钳位值和额定输出电压之间的裕量过小所引起的误动作，大大提高了二次电源系统供电的稳定性。

以下将举例对该二次电源系统中电压瞬变的抑制方法作进一步详细说明。其中，该二次电源系统的具体结构可参见前面的实施例。

如图6所示，该二次电源系统中电压瞬变的抑制方法的具体流程可以如下：

201、位于变压器102原边的前馈电路101接收输入电压Vin和数字控制模块103输送过来的驱动方波PWM；

其中，数字控制模块103位于变压器102的副边；前馈电路101可以包括伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路；

则，具体可以由伏秒积电路来接收输入电压Vin和数字控制模块103输送过来的驱动方波PWM。

其中，伏秒积电路的具体结构可参见前面的实施例，在此不再赘述。

202、前馈电路101根据该输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比得到一个频率等于驱动方波频率的三角波VTRI的峰值电平；例如，具体可以如下：

如果在步骤201中，伏秒积电路接收了输入电压Vin和数字控制模块103输送过来的驱动方波PWM，则此时，可以由伏秒积电路对接收到的输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比进行积分，得到一个频率等于驱动方波PWM频率的三角波VTRI的峰值电平，将该三角波VTRI的峰值电平输送给比较电路。

203、前馈电路101将该三角波VTRI的峰值电平与接收到的直流参考电平VFS进行比较，得到过压保护参考电压VLIM。

其中，直流参考电平VFS为一个可以反映输出电压钳位值的电平，并能在输入电压Vin发生电压瞬变(比如发生浪涌或DIP)时进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量；该直流参考电平VFS可以由其他的模块提供给前馈电路101，也可以由前馈电路101自身生成，并在输入电压Vin发生电压瞬变(比如发生浪涌或DIP)时对产生的直流参考电平VFS进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量。即，该二次电源系统中电压瞬变的抑制方法还可以包括：

产生的直流参考电平VFS，在输入电压Vin发生电压瞬变(比如发生浪涌或DIP)时对产生的直流参考电平VFS进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量。

则此时，步骤“将三角波VTRI的峰值电平与接收到的直流参考电平VFS进行比较，得到过压保护参考电压VLIM”具体可以为：将三角波VTRI的峰值电平与调整后的直流参考电平VFS进行比较，得到过压保护参考电压VLIM，比如，可以将三角波VTRI的峰值电平和所述调整后的直流参考电平VFS进行比较，在驱动方波PWM的每一个周期内，若调整后的直流参考电平VFS大于三角波VTRI的峰值电平，则输出的过压保护参考电压VLIM为高电平，反之，若调整后的直流参考电平VFS小于等于三角波VTRI的峰值电平，则输出的过压保护参考电压VLIM为低电平；

例如，具体可以由参考电压电路来产生直流参考电平VFS，然后将直流参考电平VFS输送给输入电压瞬态响应电路，电压瞬态响应电路接收该直流参考电平VFS，并在输入电压发生电压瞬变，比如发生浪涌或DIP时，对该直流参考电平VFS进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，然后将调整后的直流参考电平VFS输送给比较电路，由比较电路将调整后的直流参考电平VFS和三角波VTRI的峰值电平进行比较，在驱动方波PWM的每一个周期内，若调整后的直流参考电平VFS大于三角波VTRI的峰值电平，则输出的过压保护参考电压VLIM为高电平，若调整后的直流参考电平VFS小于等于三角波VTRI的峰值电平，则输出的过压保护参考电压VLIM为低电平。

204、前馈电路101将过压保护参考电压VLIM与驱动方波PWM进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波VDRI，以便变压器102根据该计算后驱动方波VDRI的占空比和输入电压Vin，以及变压器102自身原副边匝比得到输出电压Vout。例如，具体可以如下：

如果前馈电路101包括伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路，则此时可以由逻辑与电路将比较电路输出的过压保护参考电压VLIM与驱动方波PWM进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波VDRI。

此外，二次电源系统中的各个模块还可以接受数字控制模块103所进行的其他的控制，比如同步控制、过压保护、过温保护、过流保护、短路保护和/或均流保护，等等。即该二次电源系统中电压瞬变的抑制方法还可以包括：

接受数字控制模块103的同步控制。和/或，

接受数字控制模块103的过压保护、过温保护、过流保护、短路保护和/或均流保护等等控制。

由上可知，本实施例采用在变压器102的原边增加一个前馈电路101，由前馈电路101根据接收到的输入电压Vin和驱动方波PWM的占空比得到一个频率等于驱动方波PWM频率的三角波VTRI的峰值电平，然后再设定一个可以反映输出电压钳位值的直流参考电平，并在输入电压Vin发生电压瞬变时对该直流参考电平VFS进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，然后将三角波VTRI的峰值电平与该调整后的直流参考电平VFS进行比较，得到过压保护参考电压VLIM，再将过压保护参考电压VLIM与驱动方波PWM进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波VDRI，利用该计算后驱动方波VDRI对输出电压Vout进行控制，使得输出电压Vout在输入电压发生电压瞬变时，依旧可以保持稳定，从而避免输出电压Vout波动过大而触发过压保护；由于该方案可以在电压瞬变到来时拉低直流参考电平VFS，使得输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量减小，所以可以对电压瞬变及时作出反应，对电压瞬变的抑制效果较好，与此同时，还可以恢复或增大电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，所以可以避免正常工作时，由于电压钳位值和额定输出电压之间的裕量过小所引起的误动作，大大提高了二次电源系统供电的稳定性。

根据前面实施例所描述的二次电源系统和该二次电源系统中电压瞬变的抑制方法，以下将举例对上述二次电源系统和电压瞬变的抑制方法的效果进行实际测试。

在本实施例中，将以该二次电源系统包括前馈电路101、变压器102、数字控制模块103、隔离芯片104和同步整流模块105，前馈电路101包括伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路，且电压瞬变具体为发生浪涌电压为例进行说明。

其中，二次电源系统的结构具体可参见图1；伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路的结构具体可分别参见图4a、图4b、图4c、图4d和图4e，则，在实际的测试中，前馈电路101的工作时序图具体可如图7所示，在该图7中，包括了输出电压Vout、输入电压Vin、驱动方波PWM、直流参考电平VFS、三角波VTRI、过压保护参考电压VLIM和计算后驱动方波VDRI等各个电平的波形。

由图7可以看出，在t0时刻之前，三角波VDRI与驱动方波PWM的占空比一致，为一固定值。而在t0时刻，由于输入电压Vin升高，致使伏秒积电路所产生的三角波VTRI的上升斜率也随着增大，最终导致VTRI峰值电压超过直流参考电平VFS，同时输入电压瞬态响应电路的开关管Q2由于输入电压Vin的突变而导通，所以其输出的直流参考电平VFS迅速下降到一个固定值，使得比较电路所输出的过压保护参考电压VLIM变低(即低电平)的时刻t1提前(本来应该是在图7中t2的位置)，所以增强了钳位的效果，而且通过逻辑与电路限制了驱动方波PWM的占空比，使得逻辑与电路所输出的驱动方波VDRI的占空比小于原驱动方波PWM的占空比。由此刻(即t0时刻)开始输出电压Vout开始降低。

当到达t5时刻时，输入电压瞬态响应电路的开关管Q2由于输入电压Vin变为定值而最终关断，参考电压电路中的电容C2开始充电，直流参考电平VFS开始上升，最终恢复为其初始的电压值，在此过程中，过压保护参考电压VLIM为低(即过压保护参考电压VLIM为低电平)的时间逐渐减少(由于在调整后的直流参考电平VFS大于三角波VTRI的峰值电平时，输出的过压保护参考电压VLIM为高电平，在调整后的直流参考电平VFS小于等于三角波VTRI的峰值电平时，输出的过压保护参考电压VLIM为低电平，而此时直流参考电平VFS逐渐增大，三角波VTRI的峰值电平却逐渐减小，所以过压保护参考电压VLIM为低电平的时间也就逐渐减少了)。

在t6时刻，输出电压Vout达到最低值，并开始随着过压保护参考电压VLIM低电平时间的减少而上升。

在t8时刻，由于二次电源系统中模块环路开始动作，数字控制芯片103发出的PWM的占空比开始减小，但三角波VTRI的峰值电平仍然略超过直流参考电平VFS，导致t9时刻输出电压Vout达到最大值。

在t9时刻之后，随着数字控制芯片103发出的驱动方波PWM的占空比进一步减小，输出电压Vout开始下降(因为：输出电压Vout＝(输入电压Vin×驱动方波的占空比)÷变压器原副边匝比)。

在t10时刻，输出电压Vout恢复为初始值，逻辑与电路输出的计算后驱动方波VDRI的占空比与数字控制模块103输出的驱动方波PWM的占空比恢复一致，变为一固定值。

经过上述测试可知，当输入电压Vin发生浪涌时，二次电源系统的输出电压Vout波动较小，大大提高了输出电压Vout的稳定性，也就是说，通过在变压器102的原边增加前馈电路101，可以提高该二次电源系统的浪涌抑制效果；而且，由于在前馈电路101中增加了输入电压瞬态响应电路，所以可以在增强浪涌抑制效果的同时，增大直流参考电平VFS与三角波VTRI的峰值电平之间的裕量，可以避免正常工作时，由于电压钳位值和额定输出电压之间的裕量过小所引起的误动作，解决了前馈电路器件容差问题，适用于海量产品使用。

此外，由于可以抑制了由于输入电压Vin发生浪涌所带来的输出电压Vout波动幅度过大，所以二次电源系统的DIP(即电压跌落)和网络设备架构系统(NEBS，Network Equipment Building System)测试效果均有提升，增强了二次电源系统供电可靠性。

其他电压瞬变的场景与此类似，在此不再赘述。

还需说明的是，本发明实施例可适用于任何拓扑的电源电路中，上述实施例仅仅为其中的几种方式，应当理解的是，其他的电源电路的实施方式与此类似，在此不再赘述。

本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：只读存储器(ROM，Read Only Memory)、随机存取记忆体(RAM，Random Access Memory)、磁盘或光盘等。

以上对本发明实施例所提供的一种二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (6)

1.一种二次电源系统，其特征在于，包括前馈电路、变压器和数字控制模块；

所述前馈电路，位于所述变压器的原边，用于接收输入电压和数字控制模块输送过来的驱动方波，根据所述输入电压和驱动方波的占空比得到一个频率等于所述驱动方波频率的三角波的峰值电平，将所述三角波的峰值电平与接收到的直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压，将所述过压保护参考电压与所述驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波；所述直流参考电平反映输出电压钳位值，并能在所述输入电压发生电压瞬变时进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量；

所述变压器，用于根据输入电压和前馈电路输送的计算后驱动方波的占空比，以及变压器自身原副边匝比得到输出电压；

所述数字控制模块，位于变压器的副边，用于输出驱动方波给所述前馈电路；

其中，所述前馈电路包括伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路；

所述伏秒积电路，用于接收输入电压和数字控制模块输送过来的驱动方波，对所述输入电压和驱动方波的占空比进行积分，得到一个频率等于所述驱动方波频率的三角波的峰值电平，将所述三角波的峰值电平输送给比较电路；

所述参考电压电路，用于产生直流参考电平，并将直流参考电平输送给输入电压瞬态响应电路，所述直流参考电平反映输出电压钳位值；

所述输入电压瞬态响应电路，用于接收所述参考电压电路输送的直流参考电平，在所述输入电压发生电压瞬变时对该直流参考电平进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，将调整后的直流参考电平输送给比较电路；

所述比较电路，用于将所述调整后的直流参考电平和所述三角波的峰值电平进行比较，在驱动方波的每一个周期内，若所述调整后的直流参考电平大于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为高电平，若所述调整后的直流参考电平小于等于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为低电平；

所述逻辑与电路，用于将所述比较电路输出的过压保护参考电压与所述驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波。

2.根据权利要求1所述的二次电源系统，其特征在于，

所述数字控制模块，还用于对前馈电路进行同步控制。

3.根据权利要求1至2中任一项所述的二次电源系统，其特征在于，还包括隔离芯片；

所述隔离芯片，用于对位于变压器原边的模块和位于变压器副边的模块进行电隔离；

则所述数字控制模块通过所述隔离芯片输出驱动方波给所述前馈电路。

4.根据权利要求1至2中任一项所述的二次电源系统，其特征在于，还包括同步整流模块；

所述同步整流模块，用于对变压器输出的输出电压进行整流，得到整流后输出电压。

5.一种二次电源系统中电压瞬变的抑制方法，其特征在于，包括：

位于变压器原边的前馈电路接收输入电压和数字控制模块输送过来的驱动方波；

根据所述输入电压和驱动方波的占空比得到一个频率等于所述驱动方波频率的三角波的峰值电平；

将所述三角波的峰值电平与接收到的直流参考电平进行比较，得到过压保护参考电压，其中，所述直流参考电平反映输出电压钳位值，并能在所述输入电压发生电压瞬变时进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量；

将所述过压保护参考电压与所述驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波，以便变压器根据该计算后驱动方波的占空比和输入电压，以及变压器自身原副边匝比得到输出电压；

其中，所述前馈电路包括伏秒积电路、参考电压电路、输入电压瞬态响应电路、比较电路和逻辑与电路，则该方法具体包括：

伏秒积电路接收输入电压和数字控制模块输送过来的驱动方波，对所述输入电压和驱动方波的占空比进行积分，得到一个频率等于所述驱动方波频率的三角波的峰值电平，将所述三角波的峰值电平输送给比较电路；

参考电压电路产生直流参考电平，并将直流参考电平输送给输入电压瞬态响应电路，所述直流参考电平反映输出电压钳位值；

输入电压瞬态响应电路接收所述参考电压电路输送的直流参考电平，在所述输入电压发生电压瞬变时对该直流参考电平进行调整，以减小输出电压钳位值和额定输出电压之间的裕量，将调整后的直流参考电平输送给比较电路；

比较电路将所述调整后的直流参考电平和所述三角波的峰值电平进行比较，在驱动方波的每一个周期内，若所述调整后的直流参考电平大于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为高电平，若所述调整后的直流参考电平小于等于所述三角波的峰值电平，则输出的过压保护参考电压为低电平；

逻辑与电路将所述比较电路输出的过压保护参考电压与所述驱动方波进行逻辑与计算，得到计算后驱动方波。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

接受数字控制模块的同步控制。