JPH07142178A - ランプ駆動回路 - Google Patents
ランプ駆動回路Info
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- JPH07142178A JPH07142178A JP5315964A JP31596493A JPH07142178A JP H07142178 A JPH07142178 A JP H07142178A JP 5315964 A JP5315964 A JP 5315964A JP 31596493 A JP31596493 A JP 31596493A JP H07142178 A JPH07142178 A JP H07142178A
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- lamp
- circuit
- drive pulse
- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 フィードバック回路及び定電圧回路を用いる
ことなく、スイッチング素子の駆動パルス幅を制御でき
る構成にすることにより、高効率で、低コスト化できる
ことを目的とする。 【構成】 一次側に直流電源電圧が供給され二次側に蛍
光ランプ１３が接続されたインバータトランス１０の一
次側にスイッチング素子１２を接続し、駆動パルス生成
回路１５で直流電源電圧の変動分を検出し、この変動分
に応じて外部同期信号Ｓ１に同期した駆動パルスＰD の
幅を変化させ、この駆動パルスＰD によりスイッチング
素子１２のオン、オフ時間を制御して、蛍光ランプ１３
に供給される電力を一定にする。
ことなく、スイッチング素子の駆動パルス幅を制御でき
る構成にすることにより、高効率で、低コスト化できる
ことを目的とする。 【構成】 一次側に直流電源電圧が供給され二次側に蛍
光ランプ１３が接続されたインバータトランス１０の一
次側にスイッチング素子１２を接続し、駆動パルス生成
回路１５で直流電源電圧の変動分を検出し、この変動分
に応じて外部同期信号Ｓ１に同期した駆動パルスＰD の
幅を変化させ、この駆動パルスＰD によりスイッチング
素子１２のオン、オフ時間を制御して、蛍光ランプ１３
に供給される電力を一定にする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、蛍光ランプなどのラン
プ駆動回路に関し、さらに詳しくは、駆動パルス制御方
式により、ランプの点灯電力を一定に制御するランプ駆
動回路に関する。
プ駆動回路に関し、さらに詳しくは、駆動パルス制御方
式により、ランプの点灯電力を一定に制御するランプ駆
動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】蛍光ランプにおけるランプ輝度の変動要
因には、ランプ内部のガス圧のバラツキ（ガス圧とラン
プ電圧はほぼ比例する）と、電源電圧の変動がある。ま
た、蛍光ランプのランプ輝度Ｂとランプ電力ＰL との間
には、次式に示す関係がある。 Ｂ∝ＩL ・ＶL ＝ＰL ・・・・・・・・・・・（１） 但し、ＩL は管電流、ＶL は管電圧である。 （１）式から明らかなように、ランプの輝度Ｂはランプ
に供給される電力ＰLに比例するため、ランプの管電圧
ＶL にバラツキがあった場合、管電流ＩL が一定になる
ように制御すると、管電圧のバラツキがそのまま輝度の
バラツキになってしまう。
因には、ランプ内部のガス圧のバラツキ（ガス圧とラン
プ電圧はほぼ比例する）と、電源電圧の変動がある。ま
た、蛍光ランプのランプ輝度Ｂとランプ電力ＰL との間
には、次式に示す関係がある。 Ｂ∝ＩL ・ＶL ＝ＰL ・・・・・・・・・・・（１） 但し、ＩL は管電流、ＶL は管電圧である。 （１）式から明らかなように、ランプの輝度Ｂはランプ
に供給される電力ＰLに比例するため、ランプの管電圧
ＶL にバラツキがあった場合、管電流ＩL が一定になる
ように制御すると、管電圧のバラツキがそのまま輝度の
バラツキになってしまう。
【０００３】従来、ランプ輝度を一定（ランプ供給電力
を一定）にするランプ駆動回路としては、図６に示すＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ方式のランプ駆動回路と、図７に示
すフィードバック方式のランプ駆動回路が知られてい
る。
を一定）にするランプ駆動回路としては、図６に示すＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ方式のランプ駆動回路と、図７に示
すフィードバック方式のランプ駆動回路が知られてい
る。
【０００４】図６において、１はインバータトランスで
あり、このインバータトランス１の一次巻線１ａの一端
は定電圧電源用のＤＣ−ＤＣコンバータ２を介して直流
電源端子３に接続され、さらに一次巻線１ａの他端はス
イッチング素子４を介してアースに接続され、スイッチ
ング素子４のゲートは外部同期信号入力端子５に接続さ
れている。また、インバータトランス１の二次巻線１ｂ
の両端には蛍光ランプ６が接続されている。上記構成の
ランプ駆動回路において、入力端子５から入力される外
部同期信号Ｓ１によりスイッチング素子４がスイッチン
グされると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２からインバータト
ランス１の一次側に加えられる一定の直流電圧は外部同
期信号Ｓ１の周波数に応じてチョッピングされ、これに
よりインバータトランス１の二次側に誘起される一定の
電圧を蛍光ランプ６に印加することで、蛍光ランプ６を
一定の輝度で点灯させる。
あり、このインバータトランス１の一次巻線１ａの一端
は定電圧電源用のＤＣ−ＤＣコンバータ２を介して直流
電源端子３に接続され、さらに一次巻線１ａの他端はス
イッチング素子４を介してアースに接続され、スイッチ
ング素子４のゲートは外部同期信号入力端子５に接続さ
れている。また、インバータトランス１の二次巻線１ｂ
の両端には蛍光ランプ６が接続されている。上記構成の
ランプ駆動回路において、入力端子５から入力される外
部同期信号Ｓ１によりスイッチング素子４がスイッチン
グされると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２からインバータト
ランス１の一次側に加えられる一定の直流電圧は外部同
期信号Ｓ１の周波数に応じてチョッピングされ、これに
よりインバータトランス１の二次側に誘起される一定の
電圧を蛍光ランプ６に印加することで、蛍光ランプ６を
一定の輝度で点灯させる。
【０００５】次に、図７に示すフィードバック方式のラ
ンプ駆動回路について説明する。図７において、インバ
ータトランス１の一次巻線１ａの一端は直流電源端子３
に接続され、その他端はスイッチング素子４を介してア
ースに接続され、さらにスイッチング素子４のゲートと
外部同期信号入力端子５間には、パルス幅変調回路７が
接続されている。パルス幅変調回路７は、外付けのパル
ス幅調整用可変抵抗器８を備える。また、インバータト
ランス１の二次巻線１ｂの両端には蛍光ランプ６が接続
され、この蛍光ランプ６には、その管電流を検出して電
圧に変換する電流−電圧変換回路９が接続されており、
この電流−電圧変換回路９の出力電圧はパルス幅変調回
路７にフィードバックされる。
ンプ駆動回路について説明する。図７において、インバ
ータトランス１の一次巻線１ａの一端は直流電源端子３
に接続され、その他端はスイッチング素子４を介してア
ースに接続され、さらにスイッチング素子４のゲートと
外部同期信号入力端子５間には、パルス幅変調回路７が
接続されている。パルス幅変調回路７は、外付けのパル
ス幅調整用可変抵抗器８を備える。また、インバータト
ランス１の二次巻線１ｂの両端には蛍光ランプ６が接続
され、この蛍光ランプ６には、その管電流を検出して電
圧に変換する電流−電圧変換回路９が接続されており、
この電流−電圧変換回路９の出力電圧はパルス幅変調回
路７にフィードバックされる。
【０００６】上記構成のランプ駆動回路において、入力
端子５から入力される外部同期信号Ｓ１がパルス幅変調
回路７を通してスイッチング素子４のゲートに加えられ
ると、該スイッチング素子４のスイッチング動作によ
り、電源端子３からインバータトランス１の一次側に加
えられる直流電源電圧がチョッピングされ、これにより
インバータトランス１の二次側に誘起される電圧を蛍光
ランプ６に印加することで、蛍光ランプ６を点灯させ
る。一方、蛍光ランプ６が点灯することにより流れる管
電流は電流−電圧変換回路９により検出され、パルス幅
変調回路７にフィードバックされる。これにより、パル
ス幅変調回路７からスイッチング素子４のゲートに加え
られるパルス幅を管電流レベルに応じて制御し、蛍光ラ
ンプ６に供給される電力を一定に制御して蛍光ランプ６
の輝度をランプガス圧のバラツキ、または電源電圧の変
動に左右されることなく一定にする。
端子５から入力される外部同期信号Ｓ１がパルス幅変調
回路７を通してスイッチング素子４のゲートに加えられ
ると、該スイッチング素子４のスイッチング動作によ
り、電源端子３からインバータトランス１の一次側に加
えられる直流電源電圧がチョッピングされ、これにより
インバータトランス１の二次側に誘起される電圧を蛍光
ランプ６に印加することで、蛍光ランプ６を点灯させ
る。一方、蛍光ランプ６が点灯することにより流れる管
電流は電流−電圧変換回路９により検出され、パルス幅
変調回路７にフィードバックされる。これにより、パル
ス幅変調回路７からスイッチング素子４のゲートに加え
られるパルス幅を管電流レベルに応じて制御し、蛍光ラ
ンプ６に供給される電力を一定に制御して蛍光ランプ６
の輝度をランプガス圧のバラツキ、または電源電圧の変
動に左右されることなく一定にする。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６に
示すＤＣ−ＤＣコンバータ方式のランプ駆動回路では、
インバータトランス１の前段に定電圧用のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２を設けるため、効率が低下し、コスト高にな
る問題がある。また、図７に示すフィードバック方式の
ランプ駆動回路では、蛍光ランプ６の管電流を検出して
パルス幅変調回路７にフィードバックする構成になって
いるため、ランプ電圧の個々のバラツキに対しては、個
々に設けた可変抵抗器８等を調整して蛍光ランプ６に供
給する電力を初期設定する必要があり、その設定操作が
面倒であるほか、部品点数が多くなってコスト高になる
という問題があった。
示すＤＣ−ＤＣコンバータ方式のランプ駆動回路では、
インバータトランス１の前段に定電圧用のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２を設けるため、効率が低下し、コスト高にな
る問題がある。また、図７に示すフィードバック方式の
ランプ駆動回路では、蛍光ランプ６の管電流を検出して
パルス幅変調回路７にフィードバックする構成になって
いるため、ランプ電圧の個々のバラツキに対しては、個
々に設けた可変抵抗器８等を調整して蛍光ランプ６に供
給する電力を初期設定する必要があり、その設定操作が
面倒であるほか、部品点数が多くなってコスト高になる
という問題があった。
【０００８】本発明は、上述の点に鑑みてなされたもの
で、フィードバック回路及び定電圧回路を用いることな
く、スイッチング素子の駆動パルス幅を制御できる構成
にすることにより、高効率で、低コスト化できるランプ
駆動回路を提供することを目的とする。
で、フィードバック回路及び定電圧回路を用いることな
く、スイッチング素子の駆動パルス幅を制御できる構成
にすることにより、高効率で、低コスト化できるランプ
駆動回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、一次側に直流電源電圧が供給され二次側に
ランプが接続されたトランスと、前記トランスの一次側
をスイッチングするスイッチング手段と、前記直流電源
電圧の変動分を検出し、その検出結果に応じてパルス幅
変調された駆動パルスを生成するとともに該駆動パルス
により前記スイッチング手段を駆動して前記ランプに供
給される電力を一定に制御する駆動パルス生成手段とを
備える構成にした。
に本発明は、一次側に直流電源電圧が供給され二次側に
ランプが接続されたトランスと、前記トランスの一次側
をスイッチングするスイッチング手段と、前記直流電源
電圧の変動分を検出し、その検出結果に応じてパルス幅
変調された駆動パルスを生成するとともに該駆動パルス
により前記スイッチング手段を駆動して前記ランプに供
給される電力を一定に制御する駆動パルス生成手段とを
備える構成にした。
【００１０】
【作用】本発明においては、駆動パルス生成手段によ
り、直流電源電圧の変動分を検出し、この変動分に応じ
てスイッチング手段に加えられる駆動パルス幅を制御す
ることでランプに供給される電力を一定にするから、電
流調整のためのフィードバック回路及び定電圧回路が不
要になり、これに伴い構成部品点数を削減できるととも
に、高効率化が可能になる。
り、直流電源電圧の変動分を検出し、この変動分に応じ
てスイッチング手段に加えられる駆動パルス幅を制御す
ることでランプに供給される電力を一定にするから、電
流調整のためのフィードバック回路及び定電圧回路が不
要になり、これに伴い構成部品点数を削減できるととも
に、高効率化が可能になる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１は、本発明の一実施例によるランプ駆動回路
の構成図を示すもので、１０はインバータトランスであ
り、その一次巻線１０ａの一端は直流電源端子１１に接
続され、他端はＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子１２
を介してアースに接続されている。また、インバータト
ランス１０の二次巻線１０ｂの両端には蛍光ランプ１３
が接続されされている。１４は直流電源端子１１とアー
ス間に接続したパス用コンデンサである。
する。図１は、本発明の一実施例によるランプ駆動回路
の構成図を示すもので、１０はインバータトランスであ
り、その一次巻線１０ａの一端は直流電源端子１１に接
続され、他端はＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子１２
を介してアースに接続されている。また、インバータト
ランス１０の二次巻線１０ｂの両端には蛍光ランプ１３
が接続されされている。１４は直流電源端子１１とアー
ス間に接続したパス用コンデンサである。
【００１２】図１において、全体符号１５で示す駆動パ
ルス生成回路は、直流電源電圧ＶSの変動に応じて波高
値が変わる三角波出力回路１５１と、この三角波出力回
路１５１の三角波出力ＶT が基準電圧Ｖref を越えたと
きの出力信号Ｓ２と外部同期信号Ｓ１との論理値を演算
して駆動パルスＰD を出力する演算回路１５２を備え
る。前記三角波出力回路１５１は、直流電源端子１１と
アース間にエミッタ・コレクタを接続したトランジスタ
Ｑ1 と、このトランジスタＱ1 のベースとアース間に抵
抗Ｒ4 を介してコレクタ・エミッタを接続したトランジ
スタＱ2 と、トランジスタＱ1 のコレクタに直列に接続
した抵抗Ｒ5 、Ｒ6 と、抵抗Ｒ6 に並列に接続したコン
デンサＣ1 とから構成され、トランジスタＱ2 のベース
は外部同期信号入力端子１６に接続されている。
ルス生成回路は、直流電源電圧ＶSの変動に応じて波高
値が変わる三角波出力回路１５１と、この三角波出力回
路１５１の三角波出力ＶT が基準電圧Ｖref を越えたと
きの出力信号Ｓ２と外部同期信号Ｓ１との論理値を演算
して駆動パルスＰD を出力する演算回路１５２を備え
る。前記三角波出力回路１５１は、直流電源端子１１と
アース間にエミッタ・コレクタを接続したトランジスタ
Ｑ1 と、このトランジスタＱ1 のベースとアース間に抵
抗Ｒ4 を介してコレクタ・エミッタを接続したトランジ
スタＱ2 と、トランジスタＱ1 のコレクタに直列に接続
した抵抗Ｒ5 、Ｒ6 と、抵抗Ｒ6 に並列に接続したコン
デンサＣ1 とから構成され、トランジスタＱ2 のベース
は外部同期信号入力端子１６に接続されている。
【００１３】前記演算回路１５２は、比較器１５２ａ
と、＋Ｂ電源とアース間に直列に接続され、該＋Ｂ電源
を分圧することにより基準電圧Ｖref を生成して比較器
１５２ａの（＋）端子に供給する抵抗Ｒ1 、Ｒ2 と、前
記比較器１５２ａの出力信号Ｓ２を一方の入力とし、外
部同期信号Ｓ１を他方の入力とするアンドゲート１５２
ｂとから構成され、さらに、アンドゲート１５２ｂの一
方の入力端と＋Ｂ電源間は抵抗Ｒ3 を介して接続されて
いる。また、アンドゲート１５２ｂの出力端はスイッチ
ング素子１２のゲートに接続されている。
と、＋Ｂ電源とアース間に直列に接続され、該＋Ｂ電源
を分圧することにより基準電圧Ｖref を生成して比較器
１５２ａの（＋）端子に供給する抵抗Ｒ1 、Ｒ2 と、前
記比較器１５２ａの出力信号Ｓ２を一方の入力とし、外
部同期信号Ｓ１を他方の入力とするアンドゲート１５２
ｂとから構成され、さらに、アンドゲート１５２ｂの一
方の入力端と＋Ｂ電源間は抵抗Ｒ3 を介して接続されて
いる。また、アンドゲート１５２ｂの出力端はスイッチ
ング素子１２のゲートに接続されている。
【００１４】次に、上記のように構成された本実施例の
動作について、図２〜図４に示すタイミングチャートを
参照して説明する。図１において、入力端子１６に図２
（Ａ）に示す波形の外部同期信号Ｓ１が入力されると、
この外部同期信号Ｓ１の周期ｆH に応じてトランジスタ
Ｑ1 がオン、オフされると同時に、トランジスタＱ2 も
オン、オフされる。トランジスタＱ2 のオン時には、直
流電源電圧ＶS が抵抗Ｒ5 を通してコンデンサＣ1 に充
電され、トランジスタＱ2 のオフ時は、コンデンサＣ1
に充電された電荷が抵抗Ｒ6を通して放電される。これ
により、外部同期信号Ｓ１に同期して直流電源電圧ＶS
を検出するとともに、抵抗Ｒ5 、Ｒ6 及びコンデンサＣ
1 で図２（Ｂ）に示す三角波を発生させ、この三角波出
力ＶT を演算回路１５２の比較器１５２ａに入力する。
動作について、図２〜図４に示すタイミングチャートを
参照して説明する。図１において、入力端子１６に図２
（Ａ）に示す波形の外部同期信号Ｓ１が入力されると、
この外部同期信号Ｓ１の周期ｆH に応じてトランジスタ
Ｑ1 がオン、オフされると同時に、トランジスタＱ2 も
オン、オフされる。トランジスタＱ2 のオン時には、直
流電源電圧ＶS が抵抗Ｒ5 を通してコンデンサＣ1 に充
電され、トランジスタＱ2 のオフ時は、コンデンサＣ1
に充電された電荷が抵抗Ｒ6を通して放電される。これ
により、外部同期信号Ｓ１に同期して直流電源電圧ＶS
を検出するとともに、抵抗Ｒ5 、Ｒ6 及びコンデンサＣ
1 で図２（Ｂ）に示す三角波を発生させ、この三角波出
力ＶT を演算回路１５２の比較器１５２ａに入力する。
【００１５】比較器１５２ａでは、基準電圧Ｖref と三
角波出力ＶT とを比較し、三角波出力ＶT が基準電圧Ｖ
ref を越えたときのレベルを出力信号Ｓ２としてアンド
ゲート１５２ｂに出力する（図２Ｃ参照）。アンドゲー
ト１５２ｂでは、出力信号Ｓ２と外部同期信号Ｓ１との
論理積をとることにより、図２（Ｄ）に示す波形の駆動
パルスＰD を出力する。この駆動パルスＰD をスイッチ
ング素子１２のゲートに加えてスイッチング素子１２を
オン、オフすることにより、インバータトランス１０の
二次側に図２（Ｅ）に示す高圧パルスを発生させ、この
高圧パルスを蛍光ランプ１３に加えて放電させることに
より、蛍光ランプ１３を点灯させる。
角波出力ＶT とを比較し、三角波出力ＶT が基準電圧Ｖ
ref を越えたときのレベルを出力信号Ｓ２としてアンド
ゲート１５２ｂに出力する（図２Ｃ参照）。アンドゲー
ト１５２ｂでは、出力信号Ｓ２と外部同期信号Ｓ１との
論理積をとることにより、図２（Ｄ）に示す波形の駆動
パルスＰD を出力する。この駆動パルスＰD をスイッチ
ング素子１２のゲートに加えてスイッチング素子１２を
オン、オフすることにより、インバータトランス１０の
二次側に図２（Ｅ）に示す高圧パルスを発生させ、この
高圧パルスを蛍光ランプ１３に加えて放電させることに
より、蛍光ランプ１３を点灯させる。
【００１６】次に、電源電圧ＶS が変動した場合につい
て説明する。電源電圧ＶS が低くなった場合は、三角波
出力回路１５１から出力される三角波出力ＶT の波形
は、図３（Ａ）に示すように小さくなるから、比較器１
５２ａから出力される出力信号Ｓ２の反転信号幅も図３
（Ｂ）に示すように狭くなる。その結果、アンドゲート
１５２ｂにおいて、出力信号Ｓ２と外部同期信号Ｓ１と
の論理積から得られる駆動パルスＰD のパルス幅ｔL が
広くなる。これにより、インバータトランス１０の一次
側の蓄積エネルギ（電力）を一定にし、蛍光ランプ１３
に供給される電力を一定に制御する。
て説明する。電源電圧ＶS が低くなった場合は、三角波
出力回路１５１から出力される三角波出力ＶT の波形
は、図３（Ａ）に示すように小さくなるから、比較器１
５２ａから出力される出力信号Ｓ２の反転信号幅も図３
（Ｂ）に示すように狭くなる。その結果、アンドゲート
１５２ｂにおいて、出力信号Ｓ２と外部同期信号Ｓ１と
の論理積から得られる駆動パルスＰD のパルス幅ｔL が
広くなる。これにより、インバータトランス１０の一次
側の蓄積エネルギ（電力）を一定にし、蛍光ランプ１３
に供給される電力を一定に制御する。
【００１７】電源電圧ＶS が高くなった場合は、三角波
出力回路１５１から出力される三角波出力ＶT の波形
は、図４（Ａ）に示すように大きくなるから、比較器１
５２ａから出力される出力信号Ｓ２の反転信号幅も図４
（Ｂ）に示すように広くなる。その結果、アンドゲート
１５２ｂにおいて、出力信号Ｓ２と外部同期信号Ｓ１と
の論理積から得られる駆動パルスＰD のパルス幅ｔH が
狭くなる。これにより、インバータトランス１０の一次
側の蓄積エネルギ（電力）を一定にし、蛍光ランプ１３
に供給される電力を一定に制御する。
出力回路１５１から出力される三角波出力ＶT の波形
は、図４（Ａ）に示すように大きくなるから、比較器１
５２ａから出力される出力信号Ｓ２の反転信号幅も図４
（Ｂ）に示すように広くなる。その結果、アンドゲート
１５２ｂにおいて、出力信号Ｓ２と外部同期信号Ｓ１と
の論理積から得られる駆動パルスＰD のパルス幅ｔH が
狭くなる。これにより、インバータトランス１０の一次
側の蓄積エネルギ（電力）を一定にし、蛍光ランプ１３
に供給される電力を一定に制御する。
【００１８】このように、本実施例においては、駆動パ
ルス生成回路１５において、電源電圧の変動分を検出
し、この変動分に応じて外部同期信号Ｓ１に同期した駆
動パルスＰD の幅を変化させ、これによりスイッチング
素子１２のオン、オフ時間を制御して、蛍光ランプ１３
に供給される電力を一定にする構成にしたから、電源電
圧の変動や蛍光ランプの特性のバラツキに対し一定輝度
となるように、駆動パルス幅を制御するインバータ回路
方式であっても、従来のようにフィードバック回路及び
定電圧回路が不要になり、これに伴いランプ駆動回路の
構成部品点数が削減され、コストダウンが可能になるほ
か、電源電圧をそのままインバータトランス１０の一次
側に供給できるため、電力の高効率化が可能になる。ま
た、電源電圧の変動に対しランプ供給電力を一定に制御
する方式を採っているため、蛍光ランプの特性のバラツ
キに対し、輝度をある一定範囲に収めるために管電流を
調整する可変抵抗器も不要になる。
ルス生成回路１５において、電源電圧の変動分を検出
し、この変動分に応じて外部同期信号Ｓ１に同期した駆
動パルスＰD の幅を変化させ、これによりスイッチング
素子１２のオン、オフ時間を制御して、蛍光ランプ１３
に供給される電力を一定にする構成にしたから、電源電
圧の変動や蛍光ランプの特性のバラツキに対し一定輝度
となるように、駆動パルス幅を制御するインバータ回路
方式であっても、従来のようにフィードバック回路及び
定電圧回路が不要になり、これに伴いランプ駆動回路の
構成部品点数が削減され、コストダウンが可能になるほ
か、電源電圧をそのままインバータトランス１０の一次
側に供給できるため、電力の高効率化が可能になる。ま
た、電源電圧の変動に対しランプ供給電力を一定に制御
する方式を採っているため、蛍光ランプの特性のバラツ
キに対し、輝度をある一定範囲に収めるために管電流を
調整する可変抵抗器も不要になる。
【００１９】次に、図５により本発明の他の実施例につ
いて説明する。図５は、駆動パルス生成回路１５の演算
回路１５２の他の実施例を示すもので、比較器１５２ａ
の基準電圧Ｖref を設定する抵抗Ｒ1 の両端にトランジ
スタＱ3 のコレクタ・エミッタを接続し、このトランジ
スタＱ3 のベースを、＋Ｂ電源とアース間に直列に接続
したコンデンサＣ2 と抵抗Ｒ7 の接続点に接続する。こ
のような構成された演算回路１５２においては、電源投
入時に、コンデンサＣ2 がチャージアップされるまでト
ランジスタＱ3 を導通し、これにより、抵抗Ｒ2 の両端
に発生する基準電圧Ｖref を高くしてスイッチング素子
１２に加えられる駆動パルスを広くし、始動時のみ蛍光
ランプ１３に供給される電力を大きくする。この実施例
にあっては、電源投入時の暗黒下点灯性を確保すること
ができる。
いて説明する。図５は、駆動パルス生成回路１５の演算
回路１５２の他の実施例を示すもので、比較器１５２ａ
の基準電圧Ｖref を設定する抵抗Ｒ1 の両端にトランジ
スタＱ3 のコレクタ・エミッタを接続し、このトランジ
スタＱ3 のベースを、＋Ｂ電源とアース間に直列に接続
したコンデンサＣ2 と抵抗Ｒ7 の接続点に接続する。こ
のような構成された演算回路１５２においては、電源投
入時に、コンデンサＣ2 がチャージアップされるまでト
ランジスタＱ3 を導通し、これにより、抵抗Ｒ2 の両端
に発生する基準電圧Ｖref を高くしてスイッチング素子
１２に加えられる駆動パルスを広くし、始動時のみ蛍光
ランプ１３に供給される電力を大きくする。この実施例
にあっては、電源投入時の暗黒下点灯性を確保すること
ができる。
【００２０】なお、本発明は、上記実施例に示す構成の
ものに限定されず、請求項に記載した範囲を逸脱しない
限り、種々の変形が可能である。例えば、トランス１０
の極性を変えることにより、正の高圧パルスも制御可能
になる。
ものに限定されず、請求項に記載した範囲を逸脱しない
限り、種々の変形が可能である。例えば、トランス１０
の極性を変えることにより、正の高圧パルスも制御可能
になる。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、一
次側に直流電源電圧が供給され二次側にランプが接続さ
れたトランスと、前記トランスの一次側をスイッチング
するスイッチング手段と、前記直流電源電圧の変動分を
検出し、その検出結果に応じてパルス幅変調された駆動
パルスを生成するとともに該駆動パルスにより前記スイ
ッチング手段を駆動して前記ランプに供給される電力を
一定に制御する駆動パルス生成手段とを備える構成にし
たので、電源電圧の変動や蛍光ランプの特性のバラツキ
に対し一定輝度となるように、駆動パルス幅を制御する
インバータ回路方式であっても、フィードバック回路及
び定電圧回路が不要になり、これにより構成部品点数が
削減され、コストダウンできるとともに、高効率化が可
能になる。また、本発明によれば、ランプの点灯始動時
に前記演算回路の基準電圧をランプ点灯時と異なる所定
値に切り換える構成にすることにより、電源投入時の暗
黒下点灯性を確保することができる。
次側に直流電源電圧が供給され二次側にランプが接続さ
れたトランスと、前記トランスの一次側をスイッチング
するスイッチング手段と、前記直流電源電圧の変動分を
検出し、その検出結果に応じてパルス幅変調された駆動
パルスを生成するとともに該駆動パルスにより前記スイ
ッチング手段を駆動して前記ランプに供給される電力を
一定に制御する駆動パルス生成手段とを備える構成にし
たので、電源電圧の変動や蛍光ランプの特性のバラツキ
に対し一定輝度となるように、駆動パルス幅を制御する
インバータ回路方式であっても、フィードバック回路及
び定電圧回路が不要になり、これにより構成部品点数が
削減され、コストダウンできるとともに、高効率化が可
能になる。また、本発明によれば、ランプの点灯始動時
に前記演算回路の基準電圧をランプ点灯時と異なる所定
値に切り換える構成にすることにより、電源投入時の暗
黒下点灯性を確保することができる。
【図１】本発明の一実施例によるランプ駆動回路の構成
図である。
図である。
【図２】本実施例における動作説明用のタイミングチャ
ートである。
ートである。
【図３】本実施例の電源電圧が低いときの動作説明用タ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図４】本実施例の電源電圧が高いときの動作説明用タ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図５】本発明における演算回路の他の実施例を示す構
成図である。
成図である。
【図６】従来のランプ駆動回路の構成図である。
【図７】従来のランプ駆動回路の構成図である。
１０ インバータトランス １１ 直流電源端子 １２ スイッチング素子 １３ 蛍光ランプ １５ 駆動パルス生成回路 １５１ 三角波出力回路 １５２ 演算回路
Claims (4)
- 【請求項１】 一次側に直流電源電圧が供給され二次側
にランプが接続されたトランスと、 前記トランスの一次側をスイッチングするスイッチング
手段と、 前記直流電源電圧の変動分を検出し、その検出結果に応
じてパルス幅変調された駆動パルスを生成するとともに
該駆動パルスにより前記スイッチング手段を駆動して前
記ランプに供給される電力を一定に制御する駆動パルス
生成手段と、 を備えてなるランプ駆動回路。 - 【請求項２】 前記駆動パルス生成手段は、前記直流電
源電圧の変動に応じて波高値が変わる三角波出力回路
と、前記三角波出力回路の三角波出力レベルが基準電圧
を越えたときの出力信号と外部同期信号とを論理演算し
て駆動パルスを出力する演算回路とから構成される請求
項１記載のランプ駆動回路。 - 【請求項３】 前記三角波出力回路の三角波周期が外部
同期信号により制御される請求項２記載のランプ駆動回
路。 - 【請求項４】 前記ランプの点灯始動時に前記演算回路
の基準電圧をランプ点灯時と異なる所定値に切り換える
構成になっている請求項２記載のランプ駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5315964A JPH07142178A (ja) | 1993-11-22 | 1993-11-22 | ランプ駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5315964A JPH07142178A (ja) | 1993-11-22 | 1993-11-22 | ランプ駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07142178A true JPH07142178A (ja) | 1995-06-02 |
Family
ID=18071711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5315964A Pending JPH07142178A (ja) | 1993-11-22 | 1993-11-22 | ランプ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07142178A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006079997A (ja) * | 2004-09-10 | 2006-03-23 | Minebea Co Ltd | 希ガス蛍光ランプの点灯装置 |
| KR100576692B1 (ko) * | 2000-07-06 | 2006-05-03 | 엘지전자 주식회사 | 액정표시장치의 백 라이트 램프 구동회로 |
| KR100697726B1 (ko) * | 2000-02-10 | 2007-03-21 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 전자식 안정기를 구비한 램프 시스템 |
| JP2007157688A (ja) * | 2005-12-07 | 2007-06-21 | Ind Technol Res Inst | 照明輝度色彩管理システム及びそのための方法 |
| KR100756065B1 (ko) * | 2006-06-28 | 2007-09-07 | 태일정보산업(주) | 전력 절감 장치 |
| CN100426641C (zh) * | 2004-03-26 | 2008-10-15 | 奇鋐科技股份有限公司 | 脉宽调制转换成直流电压单元 |
| CN102611322A (zh) * | 2012-03-13 | 2012-07-25 | 华为技术有限公司 | 二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法 |
-
1993
- 1993-11-22 JP JP5315964A patent/JPH07142178A/ja active Pending
Cited By (9)
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|---|---|---|---|---|
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| US7781990B2 (en) | 2005-12-07 | 2010-08-24 | Industrial Technology Research Institute | Illumination brightness and color control system and method therefor |
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| WO2013135111A1 (zh) * | 2012-03-13 | 2013-09-19 | 华为技术有限公司 | 二次电源系统和二次电源系统中电压瞬变的抑制方法 |
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