JPH0992481A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH0992481A JPH0992481A JP7248158A JP24815895A JPH0992481A JP H0992481 A JPH0992481 A JP H0992481A JP 7248158 A JP7248158 A JP 7248158A JP 24815895 A JP24815895 A JP 24815895A JP H0992481 A JPH0992481 A JP H0992481A
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- discharge lamp
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- lighting device
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】電源が急変動しても点灯装置の出力を略一定に
保持して、放電灯のちらつきや立消え等の不具合を防止
できる放電灯点灯装置を提供する。 【解決手段】負荷としての放電灯ＬＰの状態を検出する
検出回路１の検出値と目標値設定手段ＲＧＮの目標値を
比較する誤差検出手段ＥＲＡを備え、その誤差検出出力
に応じて電力変換手段ＤＤＣのスイッチング素子のスイ
ッチング状態を変化させる変調手段ＰＷＭを有し、この
変調手段ＰＷＭと前記検出回路１との間に信号の伝達に
時間遅れを生じさせる積分手段２を挿入された放電灯点
灯装置において、直流電源Ｅの電圧の時間的変化を検出
する微分手段４と、積分手段２の出力端からスイッチン
グ素子の制御端子に至る回路部分に微分手段４の検出値
を補正値として与える加算器３を設けた。
保持して、放電灯のちらつきや立消え等の不具合を防止
できる放電灯点灯装置を提供する。 【解決手段】負荷としての放電灯ＬＰの状態を検出する
検出回路１の検出値と目標値設定手段ＲＧＮの目標値を
比較する誤差検出手段ＥＲＡを備え、その誤差検出出力
に応じて電力変換手段ＤＤＣのスイッチング素子のスイ
ッチング状態を変化させる変調手段ＰＷＭを有し、この
変調手段ＰＷＭと前記検出回路１との間に信号の伝達に
時間遅れを生じさせる積分手段２を挿入された放電灯点
灯装置において、直流電源Ｅの電圧の時間的変化を検出
する微分手段４と、積分手段２の出力端からスイッチン
グ素子の制御端子に至る回路部分に微分手段４の検出値
を補正値として与える加算器３を設けた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置に
関するものであり、特に車両用のＨＩＤ式前照灯の点灯
装置における電源変動制御手段に関するものである。
関するものであり、特に車両用のＨＩＤ式前照灯の点灯
装置における電源変動制御手段に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、自動車用ヘッドライトにはハロゲ
ンランプが使用されてきたが、走行の安全性の確保のた
めには明るい方が良く、寿命も長くすることが求められ
ているので、メタルハライドランプを用いることが研究
されている。メタルハライドランプは商用電源では今ま
で広く使用されてきたが、蓄電池により点灯させる場合
には商用電源と異なり、入力電圧が低いため消費電流が
大きくなり、電源回路のインピーダンスの影響が大きく
なり、入力電圧の変動が大きくなることがある。また、
蓄電池の負荷としては、セルモーターなどの重い負荷も
接続されており、より一層、電圧の変動が大きくなる。
一方、ヘッドライト用点灯回路はランプの状態や電源電
圧によらず常に一定の明るさを維持せねばならないの
で、ランプの状態を検出し、それと目標値の間にずれが
あれば、電力を調整する帰還回路を用いることが多い。
しかし、帰還回路の制御系においては、安定な制御を行
うために時定数を持たして位相余裕を確保する必要があ
る。また、一方では先に述べたように、電源電圧が変動
をする要因も多く、急変することも有り得るので、それ
に追従し、光束を一定に保つためには、制御の応答性を
速くしなければならない。これらの要求は、互いに矛盾
することになる。
ンランプが使用されてきたが、走行の安全性の確保のた
めには明るい方が良く、寿命も長くすることが求められ
ているので、メタルハライドランプを用いることが研究
されている。メタルハライドランプは商用電源では今ま
で広く使用されてきたが、蓄電池により点灯させる場合
には商用電源と異なり、入力電圧が低いため消費電流が
大きくなり、電源回路のインピーダンスの影響が大きく
なり、入力電圧の変動が大きくなることがある。また、
蓄電池の負荷としては、セルモーターなどの重い負荷も
接続されており、より一層、電圧の変動が大きくなる。
一方、ヘッドライト用点灯回路はランプの状態や電源電
圧によらず常に一定の明るさを維持せねばならないの
で、ランプの状態を検出し、それと目標値の間にずれが
あれば、電力を調整する帰還回路を用いることが多い。
しかし、帰還回路の制御系においては、安定な制御を行
うために時定数を持たして位相余裕を確保する必要があ
る。また、一方では先に述べたように、電源電圧が変動
をする要因も多く、急変することも有り得るので、それ
に追従し、光束を一定に保つためには、制御の応答性を
速くしなければならない。これらの要求は、互いに矛盾
することになる。
【０００３】そこで、特開平５−２１１８６号において
は、上記の矛盾を解決し、安定な制御を行うと共に電源
電圧の急変に対応する方法が提案されている。図１６
は、その従来例の回路を示している。この回路は、車両
用放電灯の点灯装置であって、直流電源Ｅのバッテリー
電圧はＤＣ昇圧回路ＤＤＣにより昇圧された後に、イン
バータ回路ＩＮＶで交流化されてメタルハライドランプ
ＬＰに印加される。ＤＣ昇圧回路ＤＤＣの出力電圧や出
力電流に関する検出信号はＰＷＭ制御回路１１に送出さ
れ、ＰＷＭ制御回路１１からゲート駆動回路１２を介し
てフィードバックされる制御信号によってＤＣ昇圧回路
ＤＤＣの出力電圧がランプＬＰの点灯状態に応じて制御
される。応答制御回路１３はバッテリー電圧の変動を検
出してＰＷＭ制御回路１１に信号を送り、制御の応答速
度を可変とする。これによって、バッテリー電圧が急変
したときに、ＰＷＭ制御の応答を速めて、制御値が入力
電圧の急変に追従するようにして、出力が変動しないよ
うにしている。これにより、メタルハライドランプＬＰ
の点灯状態を維持するものである。
は、上記の矛盾を解決し、安定な制御を行うと共に電源
電圧の急変に対応する方法が提案されている。図１６
は、その従来例の回路を示している。この回路は、車両
用放電灯の点灯装置であって、直流電源Ｅのバッテリー
電圧はＤＣ昇圧回路ＤＤＣにより昇圧された後に、イン
バータ回路ＩＮＶで交流化されてメタルハライドランプ
ＬＰに印加される。ＤＣ昇圧回路ＤＤＣの出力電圧や出
力電流に関する検出信号はＰＷＭ制御回路１１に送出さ
れ、ＰＷＭ制御回路１１からゲート駆動回路１２を介し
てフィードバックされる制御信号によってＤＣ昇圧回路
ＤＤＣの出力電圧がランプＬＰの点灯状態に応じて制御
される。応答制御回路１３はバッテリー電圧の変動を検
出してＰＷＭ制御回路１１に信号を送り、制御の応答速
度を可変とする。これによって、バッテリー電圧が急変
したときに、ＰＷＭ制御の応答を速めて、制御値が入力
電圧の急変に追従するようにして、出力が変動しないよ
うにしている。これにより、メタルハライドランプＬＰ
の点灯状態を維持するものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】然るに従来の方式で
は、制御回路の応答速度、すなわち系の周波数特性を過
渡的に変化させるものであり、応答速度を速めている間
は装置全体の安定性が悪くなる欠点があった。従って、
ＨＩＤ等の高圧放電灯に用いると、点灯安定性が維持で
きなくなり、立消えなどの不具合を発生する可能性があ
る。
は、制御回路の応答速度、すなわち系の周波数特性を過
渡的に変化させるものであり、応答速度を速めている間
は装置全体の安定性が悪くなる欠点があった。従って、
ＨＩＤ等の高圧放電灯に用いると、点灯安定性が維持で
きなくなり、立消えなどの不具合を発生する可能性があ
る。
【０００５】本発明は、このような課題を解決しようと
するものであり、その目的とするところは、電源が急変
動しても点灯装置の出力を略一定に保持して、放電灯の
ちらつきや立消え等の不具合を防止できる放電灯点灯装
置を提供することにある。
するものであり、その目的とするところは、電源が急変
動しても点灯装置の出力を略一定に保持して、放電灯の
ちらつきや立消え等の不具合を防止できる放電灯点灯装
置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅ
と、直流電源Ｅからエネルギーの供給を受けて負荷に供
給する電力をスイッチング素子のスイッチング動作によ
り調整する電力変換手段ＤＤＣと、前記負荷としての放
電灯ＬＰと、負荷の状態を検出する検出回路１と、前記
負荷の状態の目標値を設定する目標値設定手段ＲＧＮ
と、前記検出回路１の検出値と目標値設定手段ＲＧＮの
目標値を比較する誤差検出手段ＥＲＡと、誤差検出手段
ＥＲＡの出力に応じて電力変換手段ＤＤＣのスイッチン
グ素子のスイッチング状態を変化させる変調手段ＰＷＭ
と、検出回路１と変調手段ＰＷＭとの間に挿入されて信
号の伝達に時間遅れを生じさせる積分手段２とを備える
放電灯点灯装置において、直流電源Ｅの電圧の時間的変
化を検出する微分手段４と、前記積分手段２の出力端か
らスイッチング素子の制御端子に至る回路部分に前記微
分手段４の検出値を補正値として与える加算器３を設け
たことを特徴とするものである。
課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅ
と、直流電源Ｅからエネルギーの供給を受けて負荷に供
給する電力をスイッチング素子のスイッチング動作によ
り調整する電力変換手段ＤＤＣと、前記負荷としての放
電灯ＬＰと、負荷の状態を検出する検出回路１と、前記
負荷の状態の目標値を設定する目標値設定手段ＲＧＮ
と、前記検出回路１の検出値と目標値設定手段ＲＧＮの
目標値を比較する誤差検出手段ＥＲＡと、誤差検出手段
ＥＲＡの出力に応じて電力変換手段ＤＤＣのスイッチン
グ素子のスイッチング状態を変化させる変調手段ＰＷＭ
と、検出回路１と変調手段ＰＷＭとの間に挿入されて信
号の伝達に時間遅れを生じさせる積分手段２とを備える
放電灯点灯装置において、直流電源Ｅの電圧の時間的変
化を検出する微分手段４と、前記積分手段２の出力端か
らスイッチング素子の制御端子に至る回路部分に前記微
分手段４の検出値を補正値として与える加算器３を設け
たことを特徴とするものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】図４は本発明の基本回路を示して
いる。以下、その回路構成について説明する。直流電源
Ｅには、トランスＴＦの１次巻線とスイッチング素子Ｑ
1 の直列回路が接続されており、トランスＴＦの２次巻
線にはダイオードＤを介してコンデンサＣが接続されて
いる。トランスＴＦの２次巻線とコンデンサＣの接続点
は、直流電源Ｅの負極に接続されて、車体に接地されて
いる。コンデンサＣの電圧Ｖ2は、電流検出用の抵抗Ｒ
ＤＴを介してインバータ回路ＩＮＶに供給されている。
インバータ回路ＩＮＶの入力端には、スイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ4 の直列回路とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ5 の
直列回路が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ
2 ，Ｑ4 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ5 の接続
点の間には、起動回路ＩＧＮを介して最終負荷である放
電灯ＬＰが接続されている。起動回路ＩＧＮは、インバ
ータ回路ＩＮＶの出力端に接続されたパルス発生回路Ｉ
Ｇと、このパルス発生回路ＩＧから出力されるパルス電
圧を昇圧して起動用の高電圧を発生するための高圧パル
ストランスＰＴよりなる。各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
5 は、例えばＭＯＳＦＥＴよりなる。
いる。以下、その回路構成について説明する。直流電源
Ｅには、トランスＴＦの１次巻線とスイッチング素子Ｑ
1 の直列回路が接続されており、トランスＴＦの２次巻
線にはダイオードＤを介してコンデンサＣが接続されて
いる。トランスＴＦの２次巻線とコンデンサＣの接続点
は、直流電源Ｅの負極に接続されて、車体に接地されて
いる。コンデンサＣの電圧Ｖ2は、電流検出用の抵抗Ｒ
ＤＴを介してインバータ回路ＩＮＶに供給されている。
インバータ回路ＩＮＶの入力端には、スイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ4 の直列回路とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ5 の
直列回路が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ
2 ，Ｑ4 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ5 の接続
点の間には、起動回路ＩＧＮを介して最終負荷である放
電灯ＬＰが接続されている。起動回路ＩＧＮは、インバ
ータ回路ＩＮＶの出力端に接続されたパルス発生回路Ｉ
Ｇと、このパルス発生回路ＩＧから出力されるパルス電
圧を昇圧して起動用の高電圧を発生するための高圧パル
ストランスＰＴよりなる。各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
5 は、例えばＭＯＳＦＥＴよりなる。
【０００８】図４の基本回路の動作を図５及び図６に示
す。まず、図５はスイッチング素子Ｑ1 とトランスＴ
Ｆ、ダイオードＤ及びコンデンサＣよりなる電圧変換回
路ＤＤＣの動作を示している。スイッチング素子Ｑ
1 は、高周波駆動回路ＨＦＤの出力により一定周期Ｔ1
でオン・オフ駆動されるものであり、そのオン期間τは
制御回路部ＣＴＲＬの出力信号ＶＨのレベルにより決定
される。スイッチング素子Ｑ 1 がオンのときには、トラ
ンスＴＦの１次電流Ｉ1 がほぼ直線的に上昇し、トラン
スＴＦの鉄心にエネルギーが蓄積される。スイッチング
素子Ｑ1 がオフされると、トランスＴＦの鉄心のエネル
ギーが放出されて、トランスＴＦの２次電流Ｉ 2 はほぼ
直線的に降下する。トランスＴＦの２次電流Ｉ2 によ
り、コンデンサＣがダイオードＤを介して充電されて、
コンデンサＣには２次電流Ｉ2 を平滑したリップルのあ
る直流電圧Ｖ2 が得られる。
す。まず、図５はスイッチング素子Ｑ1 とトランスＴ
Ｆ、ダイオードＤ及びコンデンサＣよりなる電圧変換回
路ＤＤＣの動作を示している。スイッチング素子Ｑ
1 は、高周波駆動回路ＨＦＤの出力により一定周期Ｔ1
でオン・オフ駆動されるものであり、そのオン期間τは
制御回路部ＣＴＲＬの出力信号ＶＨのレベルにより決定
される。スイッチング素子Ｑ 1 がオンのときには、トラ
ンスＴＦの１次電流Ｉ1 がほぼ直線的に上昇し、トラン
スＴＦの鉄心にエネルギーが蓄積される。スイッチング
素子Ｑ1 がオフされると、トランスＴＦの鉄心のエネル
ギーが放出されて、トランスＴＦの２次電流Ｉ 2 はほぼ
直線的に降下する。トランスＴＦの２次電流Ｉ2 によ
り、コンデンサＣがダイオードＤを介して充電されて、
コンデンサＣには２次電流Ｉ2 を平滑したリップルのあ
る直流電圧Ｖ2 が得られる。
【０００９】コンデンサＣに得られる直流電圧Ｖ2 は、
電圧検出回路ＶＤＴにより検出され、その検出信号ＶＤ
は制御回路部ＣＴＲＬに入力されている。また、コンデ
ンサＣからインバータ回路ＩＮＶに流れる電流Ｉ3 によ
り電流検出用抵抗ＲＤＴの両端に生じる電圧は、電流検
出回路ＩＤＴにより検出され、その検出信号ＩＤは制御
回路部ＣＴＲＬに入力される。制御回路部ＣＴＲＬで
は、電圧検出回路ＶＤＴと電流検出回路ＩＤＴの検出信
号ＶＤ及びＩＤに基づいて、スイッチング素子Ｑ 1 のオ
ン・デューティｄ（＝τ／Ｔ1 ）を決定するものであ
る。
電圧検出回路ＶＤＴにより検出され、その検出信号ＶＤ
は制御回路部ＣＴＲＬに入力されている。また、コンデ
ンサＣからインバータ回路ＩＮＶに流れる電流Ｉ3 によ
り電流検出用抵抗ＲＤＴの両端に生じる電圧は、電流検
出回路ＩＤＴにより検出され、その検出信号ＩＤは制御
回路部ＣＴＲＬに入力される。制御回路部ＣＴＲＬで
は、電圧検出回路ＶＤＴと電流検出回路ＩＤＴの検出信
号ＶＤ及びＩＤに基づいて、スイッチング素子Ｑ 1 のオ
ン・デューティｄ（＝τ／Ｔ1 ）を決定するものであ
る。
【００１０】次に、図６はインバータ回路ＩＮＶの動作
を示している。インバータ回路ＩＮＶには、コンデンサ
Ｃの電圧Ｖ2 が入力されている。スイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ 3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 は周期Ｔ2 の低周波でオン・オ
フ駆動され、スイッチング素子Ｑ 2 ，Ｑ5 がオン、スイ
ッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 がオフの期間と、スイッチング
素子Ｑ3 ，Ｑ4 がオン、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 が
オフの期間が交番する。これにより、インバータ回路Ｉ
ＮＶの出力端に接続された放電灯ＬＰには、低周波の矩
形波電圧Ｖｐが印加される。以下、放電灯ＬＰに印加さ
れる管電圧をＶｐ、管電流をＩｐ、管電力をＷｐとす
る。なお、Ｔ1 とＴ2 の関係は、Ｔ1 ≪Ｔ2 である。
を示している。インバータ回路ＩＮＶには、コンデンサ
Ｃの電圧Ｖ2 が入力されている。スイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ 3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 は周期Ｔ2 の低周波でオン・オ
フ駆動され、スイッチング素子Ｑ 2 ，Ｑ5 がオン、スイ
ッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 がオフの期間と、スイッチング
素子Ｑ3 ，Ｑ4 がオン、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 が
オフの期間が交番する。これにより、インバータ回路Ｉ
ＮＶの出力端に接続された放電灯ＬＰには、低周波の矩
形波電圧Ｖｐが印加される。以下、放電灯ＬＰに印加さ
れる管電圧をＶｐ、管電流をＩｐ、管電力をＷｐとす
る。なお、Ｔ1 とＴ2 の関係は、Ｔ1 ≪Ｔ2 である。
【００１１】パルス発生回路ＩＧは、放電灯ＬＰが非点
灯である場合に、パルストランスＰＴの１次側にパルス
電圧を印加し、パルストランスＰＴの２次側に高電圧の
パルスを発生させ、放電灯ＬＰに印加することで放電灯
ＬＰを放電開始させるものであり、放電灯ＬＰが点灯し
てしまえば、働かなくなるものである。図４に示す基本
回路の各部の詳細を図７〜図９に示す。図７は電圧検出
回路ＶＤＴと電流検出回路ＩＤＴの詳細を示している。
電圧検出回路ＶＤＴは、コンデンサＣの両端電圧を主回
路のａ点に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧し、オ
ペアンプＯＰ１によりインピーダンス変換することで、
コンデンサＣの電圧Ｖ2、即ち、管電圧Ｖｐに比例した
電圧検出信号ＶＤを得る。電流検出回路ＩＤＴは、検出
抵抗ＲＤＴに発生した電圧を主回路のｂ点から入力し、
抵抗Ｒ３〜Ｒ６及びオペアンプＯＰ２よりなる差動増幅
器により増幅し、検出抵抗ＲＤＴに流れる電流Ｉ3 、即
ち、管電流Ｉｐに比例した電流検出信号ＩＤを得る。
灯である場合に、パルストランスＰＴの１次側にパルス
電圧を印加し、パルストランスＰＴの２次側に高電圧の
パルスを発生させ、放電灯ＬＰに印加することで放電灯
ＬＰを放電開始させるものであり、放電灯ＬＰが点灯し
てしまえば、働かなくなるものである。図４に示す基本
回路の各部の詳細を図７〜図９に示す。図７は電圧検出
回路ＶＤＴと電流検出回路ＩＤＴの詳細を示している。
電圧検出回路ＶＤＴは、コンデンサＣの両端電圧を主回
路のａ点に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧し、オ
ペアンプＯＰ１によりインピーダンス変換することで、
コンデンサＣの電圧Ｖ2、即ち、管電圧Ｖｐに比例した
電圧検出信号ＶＤを得る。電流検出回路ＩＤＴは、検出
抵抗ＲＤＴに発生した電圧を主回路のｂ点から入力し、
抵抗Ｒ３〜Ｒ６及びオペアンプＯＰ２よりなる差動増幅
器により増幅し、検出抵抗ＲＤＴに流れる電流Ｉ3 、即
ち、管電流Ｉｐに比例した電流検出信号ＩＤを得る。
【００１２】図８は制御回路部ＣＴＲＬの詳細を示して
いる。制御回路部ＣＴＲＬは放電灯ＬＰに所望の管電力
Ｗｐを供給するように制御する部分である。そのため
に、放電灯ＬＰの電圧と電流を検出する必要があるが、
放電灯ＬＰの両端から直接検出せずともコンデンサＣの
電圧Ｖ2 を疑似的に管電圧Ｖｐとして検出し、検出抵抗
ＲＤＴに流れる電流Ｉ3 を疑似的に管電流Ｉｐとして検
出すれば良い。これは、管電圧Ｖｐ、管電流Ｉｐがコン
デンサＣの電圧Ｖ2 、抵抗ＲＤＴに流れる電流Ｉ 3 をブ
リッジ回路で単に低周波的に極性反転しただけのもので
あり、コンデンサＣと放電灯ＬＰの間のインピーダンス
要素は十分に小さいと考えてよいからである。このよう
に、管電圧Ｖｐを疑似的にコンデンサＣの電圧Ｖ2 から
電圧検出回路ＶＤＴにより検出信号ＶＤとして検出し、
管電流Ｉｐを擬似的に検出抵抗ＲＤＴの電流Ｉ3 から検
出抵抗ＲＤＴ及び電流検出回路ＩＤＴにより検出信号Ｉ
Ｄとして検出している。制御回路部ＣＴＲＬは、これら
の検出信号ＶＤ、ＩＤ等に基づいて、必要な電力で放電
灯ＬＰが点灯するように、制御信号ＶＨを高周波駆動回
路ＨＦＤに対して出力する。そのために、制御回路部Ｃ
ＴＲＬは、目標値発生回路ＲＧＮ、誤差増幅回路ＥＲ
Ａ、積分手段ＩＮＴで構成されている。目標値発生回路
ＲＧＮは、目標とする放電灯の点灯電力ＷＬＡに比例し
た基準電圧ＶＷを除算回路ＤＩＶにより電圧検出信号Ｖ
Ｄで除算して、目標点灯電流に比例した基準レベルＲＥ
Ｆを発生させる。誤差増幅回路ＥＲＡは基準レベルＲＥ
Ｆと電流検出信号ＩＤの誤差をエラー・アンプＥＡで演
算し、誤差信号ＶＨを出力する。積分手段ＩＮＴは実質
的に誤差増幅回路ＥＲＡに含まれるが、放電灯ＬＰの点
灯を安定にするために、この制御系の主たる積分手段と
なっている。
いる。制御回路部ＣＴＲＬは放電灯ＬＰに所望の管電力
Ｗｐを供給するように制御する部分である。そのため
に、放電灯ＬＰの電圧と電流を検出する必要があるが、
放電灯ＬＰの両端から直接検出せずともコンデンサＣの
電圧Ｖ2 を疑似的に管電圧Ｖｐとして検出し、検出抵抗
ＲＤＴに流れる電流Ｉ3 を疑似的に管電流Ｉｐとして検
出すれば良い。これは、管電圧Ｖｐ、管電流Ｉｐがコン
デンサＣの電圧Ｖ2 、抵抗ＲＤＴに流れる電流Ｉ 3 をブ
リッジ回路で単に低周波的に極性反転しただけのもので
あり、コンデンサＣと放電灯ＬＰの間のインピーダンス
要素は十分に小さいと考えてよいからである。このよう
に、管電圧Ｖｐを疑似的にコンデンサＣの電圧Ｖ2 から
電圧検出回路ＶＤＴにより検出信号ＶＤとして検出し、
管電流Ｉｐを擬似的に検出抵抗ＲＤＴの電流Ｉ3 から検
出抵抗ＲＤＴ及び電流検出回路ＩＤＴにより検出信号Ｉ
Ｄとして検出している。制御回路部ＣＴＲＬは、これら
の検出信号ＶＤ、ＩＤ等に基づいて、必要な電力で放電
灯ＬＰが点灯するように、制御信号ＶＨを高周波駆動回
路ＨＦＤに対して出力する。そのために、制御回路部Ｃ
ＴＲＬは、目標値発生回路ＲＧＮ、誤差増幅回路ＥＲ
Ａ、積分手段ＩＮＴで構成されている。目標値発生回路
ＲＧＮは、目標とする放電灯の点灯電力ＷＬＡに比例し
た基準電圧ＶＷを除算回路ＤＩＶにより電圧検出信号Ｖ
Ｄで除算して、目標点灯電流に比例した基準レベルＲＥ
Ｆを発生させる。誤差増幅回路ＥＲＡは基準レベルＲＥ
Ｆと電流検出信号ＩＤの誤差をエラー・アンプＥＡで演
算し、誤差信号ＶＨを出力する。積分手段ＩＮＴは実質
的に誤差増幅回路ＥＲＡに含まれるが、放電灯ＬＰの点
灯を安定にするために、この制御系の主たる積分手段と
なっている。
【００１３】図９は高周波駆動回路ＨＦＤの詳細を示し
ている。高周波駆動回路ＨＦＤは、制御信号ＶＨをスイ
ッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作に必要な信号に変
換する部分である。例えば、一般によく知られているス
イッチング電源用ＰＷＭ回路のように、基準波形発振器
ＯＳＣとＰＷＭコンパレータＣＰ２で構成される。基準
波形発振器ＯＳＣはシュミット・トリガ型発振器で鋸歯
状波電圧を発生させる。この鋸歯状波電圧と制御信号Ｖ
ＨをコンパレータＣＰ２で比較し、パルス幅変調された
高周波信号を出力し、スイッチング素子Ｑ1 を駆動す
る。尚、本文中では、制御信号ＶＨを直流のレベル信号
とし、高周波駆動回路ＨＦＤでは、制御信号ＶＨのレベ
ルが高いほどスイッチング素子Ｑ1 のオン・デューティ
ｄを狭くし、制御信号ＶＨのレベルが低いほどスイッチ
ング素子Ｑ1 のオン・デューティｄを広くする回路であ
る。高周波駆動回路ＨＦＤの出力は、主回路のｃ点から
スイッチング素子Ｑ1 の制御端子に入力されている。
ている。高周波駆動回路ＨＦＤは、制御信号ＶＨをスイ
ッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作に必要な信号に変
換する部分である。例えば、一般によく知られているス
イッチング電源用ＰＷＭ回路のように、基準波形発振器
ＯＳＣとＰＷＭコンパレータＣＰ２で構成される。基準
波形発振器ＯＳＣはシュミット・トリガ型発振器で鋸歯
状波電圧を発生させる。この鋸歯状波電圧と制御信号Ｖ
ＨをコンパレータＣＰ２で比較し、パルス幅変調された
高周波信号を出力し、スイッチング素子Ｑ1 を駆動す
る。尚、本文中では、制御信号ＶＨを直流のレベル信号
とし、高周波駆動回路ＨＦＤでは、制御信号ＶＨのレベ
ルが高いほどスイッチング素子Ｑ1 のオン・デューティ
ｄを狭くし、制御信号ＶＨのレベルが低いほどスイッチ
ング素子Ｑ1 のオン・デューティｄを広くする回路であ
る。高周波駆動回路ＨＦＤの出力は、主回路のｃ点から
スイッチング素子Ｑ1 の制御端子に入力されている。
【００１４】以上の回路構成は、更に図１０のように書
き直せる。この回路では、直流電源Ｅの急激な変化に対
して、検出回路１は追随するが、積分手段２により制御
信号ＶＨの変化が遅れるため、図１１に示すように、ラ
ンプ電力ＷＬＡの変化が大きくなるものである。本発明
によれば、この基本回路に対して直流電源Ｅの変化に応
じた補正信号を発生させ、制御信号ＶＨの変化の遅れを
補正して、パルス幅変調手段ＰＷＭに信号を伝達するよ
うにしたものである。すなわち、図１に示すように、直
流電源Ｅの変化を微分手段４で検出し、補正信号ＶＣＭ
を発生させ、加算器３により制御信号ＶＨに加算するこ
とで、補正された誤差信号ＶＨ２を発生し、パルス幅変
調手段ＰＷＭに伝達するものである。これにより、図２
に示すように、ランプ電力ＷＬＡは直流電源Ｅの急変に
対しても安定にすることができる。更に、制御系全体の
周波数特性などを変化させないので、従来例のごとく、
点灯装置の動作が不安定になることはない。
き直せる。この回路では、直流電源Ｅの急激な変化に対
して、検出回路１は追随するが、積分手段２により制御
信号ＶＨの変化が遅れるため、図１１に示すように、ラ
ンプ電力ＷＬＡの変化が大きくなるものである。本発明
によれば、この基本回路に対して直流電源Ｅの変化に応
じた補正信号を発生させ、制御信号ＶＨの変化の遅れを
補正して、パルス幅変調手段ＰＷＭに信号を伝達するよ
うにしたものである。すなわち、図１に示すように、直
流電源Ｅの変化を微分手段４で検出し、補正信号ＶＣＭ
を発生させ、加算器３により制御信号ＶＨに加算するこ
とで、補正された誤差信号ＶＨ２を発生し、パルス幅変
調手段ＰＷＭに伝達するものである。これにより、図２
に示すように、ランプ電力ＷＬＡは直流電源Ｅの急変に
対しても安定にすることができる。更に、制御系全体の
周波数特性などを変化させないので、従来例のごとく、
点灯装置の動作が不安定になることはない。
【００１５】図３は更に具体的な実施の形態を示したも
のである。直流電源Ｅを抵抗Ｒ７，Ｒ８により分圧し、
増幅器ＡＭＰと基準電圧Ｖ１０と周辺の抵抗Ｒ９により
適当なレベルに変換し、コンデンサＣ１０によって微分
し、補正信号ＶＣＭを発生させる。これを抵抗Ｒ１０〜
Ｒ１２を用いて構成された加算器により制御信号ＶＨに
加算して、補正された誤差信号ＶＨ２を発生させてい
る。なお、この補正の時定数はコンデンサＣ１０および
加算用の抵抗で決定される。この時定数を積分手段２の
時定数と略同等に設定することで補正の効果がより高く
なる。
のである。直流電源Ｅを抵抗Ｒ７，Ｒ８により分圧し、
増幅器ＡＭＰと基準電圧Ｖ１０と周辺の抵抗Ｒ９により
適当なレベルに変換し、コンデンサＣ１０によって微分
し、補正信号ＶＣＭを発生させる。これを抵抗Ｒ１０〜
Ｒ１２を用いて構成された加算器により制御信号ＶＨに
加算して、補正された誤差信号ＶＨ２を発生させてい
る。なお、この補正の時定数はコンデンサＣ１０および
加算用の抵抗で決定される。この時定数を積分手段２の
時定数と略同等に設定することで補正の効果がより高く
なる。
【００１６】
【実施例】図１２は本発明の一実施例の構成を示してい
る。本実施例では、直流電源Ｅの変化を微分手段４で検
出して補正信号ＶＣＭを作成し、パルス幅変調手段ＰＷ
Ｍの基準発振器ＶＣＯに伝達する。この場合の発振器Ｖ
ＣＯは電圧制御型の鋸歯状波発振器よりなる。即ち、直
流電源Ｅが急激に減少すると、補正信号ＶＣＭに応じて
発振周波数を低くすることで、実質的に電圧変換回路Ｄ
ＤＣの出力を増加方向に制御する。逆に、直流電源Ｅが
急激に増加すると、補正信号ＶＣＭに応じて発振周波数
を高くすることで、実質的に電圧変換回路ＤＤＣの出力
を低減方向に制御する。これにより、パルス幅変調手段
ＰＷＭの基準発振器ＶＣＯの発振周波数ｆｒｑは図１３
に示すように変化する。ここで、直流電源Ｅの変化に対
して電圧変換回路ＤＤＣの出力は実質的に安定するの
で、ランプ電力ＷＬＡは直流電源Ｅの急変に対しても安
定となる。
る。本実施例では、直流電源Ｅの変化を微分手段４で検
出して補正信号ＶＣＭを作成し、パルス幅変調手段ＰＷ
Ｍの基準発振器ＶＣＯに伝達する。この場合の発振器Ｖ
ＣＯは電圧制御型の鋸歯状波発振器よりなる。即ち、直
流電源Ｅが急激に減少すると、補正信号ＶＣＭに応じて
発振周波数を低くすることで、実質的に電圧変換回路Ｄ
ＤＣの出力を増加方向に制御する。逆に、直流電源Ｅが
急激に増加すると、補正信号ＶＣＭに応じて発振周波数
を高くすることで、実質的に電圧変換回路ＤＤＣの出力
を低減方向に制御する。これにより、パルス幅変調手段
ＰＷＭの基準発振器ＶＣＯの発振周波数ｆｒｑは図１３
に示すように変化する。ここで、直流電源Ｅの変化に対
して電圧変換回路ＤＤＣの出力は実質的に安定するの
で、ランプ電力ＷＬＡは直流電源Ｅの急変に対しても安
定となる。
【００１７】図１４は本発明の他の実施例の構成を示し
ている。本実施例では、制御系の主たる積分手段２を誤
差増幅回路ＥＲＡに設けるのではなく、検出回路１の直
後に主たる積分手段２を設けている。この場合、微分手
段４による補正信号ＶＣＭの加算器３は、この積分手段
２の直後に置いている。これは、主たる積分手段２が補
正信号ＶＣＭの加算部よりも後側にあると、補正信号自
体が積分されてしまうために、補正の効果が減少してし
まうからである。したがって、本発明では、制御系の主
たる積分手段２よりも後ろで、電圧変換回路ＤＤＣより
も手前であれば、どこに補正信号ＶＣＭを加えても良
い。当然、本実施例でも直流電源Ｅの急変に対してラン
プ電力ＷＬＡは略安定である。
ている。本実施例では、制御系の主たる積分手段２を誤
差増幅回路ＥＲＡに設けるのではなく、検出回路１の直
後に主たる積分手段２を設けている。この場合、微分手
段４による補正信号ＶＣＭの加算器３は、この積分手段
２の直後に置いている。これは、主たる積分手段２が補
正信号ＶＣＭの加算部よりも後側にあると、補正信号自
体が積分されてしまうために、補正の効果が減少してし
まうからである。したがって、本発明では、制御系の主
たる積分手段２よりも後ろで、電圧変換回路ＤＤＣより
も手前であれば、どこに補正信号ＶＣＭを加えても良
い。当然、本実施例でも直流電源Ｅの急変に対してラン
プ電力ＷＬＡは略安定である。
【００１８】図１５は本発明の別の実施例の構成を示し
ている。本実施例では、制御系の主たる積分手段が１箇
所に集中していない場合であり、図示のように積分手段
２１，２２等、全ての積分手段よりも後段で補正を行
う。また、微分手段４の応答速度（時定数）を系の全て
の積分手段２１，２２で決定される時定数と略同一に設
定しておくと更に望ましい。
ている。本実施例では、制御系の主たる積分手段が１箇
所に集中していない場合であり、図示のように積分手段
２１，２２等、全ての積分手段よりも後段で補正を行
う。また、微分手段４の応答速度（時定数）を系の全て
の積分手段２１，２２で決定される時定数と略同一に設
定しておくと更に望ましい。
【００１９】なお、実施例に使用した点灯装置の要部構
成は他の方式（例えば、高周波点灯型、直流点灯型等）
であっても当然ながら本発明を適用することができる。
成は他の方式（例えば、高周波点灯型、直流点灯型等）
であっても当然ながら本発明を適用することができる。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、電源電圧の時間変化に
応じた信号を微分手段や１次進み手段等で検出し、制御
系の主たる積分手段の後に加えることにより、電源が急
変動しても点灯装置の出力を略一定に保持できるので、
放電灯のちらつきや立消え等の不具合を容易に防止する
ことができる。さらに、制御系の積分時定数と補正信号
の応答時定数を略同等とすると、電源変動に対する安定
性が更に高まるという効果がある。
応じた信号を微分手段や１次進み手段等で検出し、制御
系の主たる積分手段の後に加えることにより、電源が急
変動しても点灯装置の出力を略一定に保持できるので、
放電灯のちらつきや立消え等の不具合を容易に防止する
ことができる。さらに、制御系の積分時定数と補正信号
の応答時定数を略同等とすると、電源変動に対する安定
性が更に高まるという効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の基本構成の動作波形図である。
【図３】本発明の基本構成の要部構成を示す回路図であ
る。
る。
【図４】本発明の前提となる放電灯点灯装置の回路図で
ある。
ある。
【図５】同上の放電灯点灯装置の高周波動作を示す動作
波形図である。
波形図である。
【図６】同上の放電灯点灯装置の低周波動作を示す動作
波形図である。
波形図である。
【図７】同上の放電灯点灯装置に用いる検出手段の回路
図である。
図である。
【図８】同上の放電灯点灯装置に用いる制御手段の回路
図である。
図である。
【図９】同上の放電灯点灯装置に用いる駆動手段の回路
図である。
図である。
【図１０】同上の放電灯点灯装置の機能的なブロック図
である。
である。
【図１１】同上の放電灯点灯装置の動作波形図である。
【図１２】本発明の実施例１の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図１３】本発明の実施例１の動作波形図である。
【図１４】本発明の実施例２の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図１５】本発明の実施例３の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図１６】従来例の構成を示すブロック図である。
１ 検出回路 ２ 積分手段 ３ 加算器 ４ 微分手段 Ｅ 直流電源 ＬＰ 放電灯 ＤＤＣ 電圧変換手段 ＩＮＶ インバータ回路 ＩＧＮ 起動手段 ＥＲＡ 誤差増幅回路 ＲＧＮ 目標値発生回路 ＯＳＣ 基準波形発振器 ＰＷＭ パルス幅変調手段
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と、直流電源からエネルギー
の供給を受けて負荷に供給する電力をスイッチング素子
のスイッチング動作により調整する電力変換手段と、前
記負荷としての放電灯と、負荷の状態を検出する検出回
路と、前記負荷の状態の目標値を設定する目標値設定手
段と、前記検出回路の検出値と目標値設定手段の目標値
を比較する誤差検出手段と、誤差検出手段の出力に応じ
て電力変換手段のスイッチング素子のスイッチング状態
を変化させる変調手段と、前記検出回路と変調手段との
間に挿入されて信号の伝達に時間遅れを生じさせる積分
手段とを備える放電灯点灯装置において、直流電源の電
圧の時間的変化に応じて、前記積分手段の出力端からス
イッチング素子の制御端子に至る回路部分に補正値を与
える補正手段を設けたことを特徴とする放電灯点灯装
置。 - 【請求項２】 前記積分手段の時定数と補正手段の時
定数が略等しいことを特徴とする請求項１記載の放電灯
点灯装置。 - 【請求項３】 前記積分手段が検出回路と変調手段と
の間の回路に分散して構成されており、それらを含む回
路系の積分手段の時定数が前記補正手段の時定数と略等
しいことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】 前記補正手段は直流電源の電圧の時間
的変化を検出する微分手段と、この微分手段の出力を補
正値として加算する加算器とから成ることを特徴とする
請求項１又は２又は３に記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項５】 前記変調手段はスイッチング素子のデ
ューティ又は周波数を変化させる手段であることを特徴
とする請求項１又は２又は３に記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7248158A JPH0992481A (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7248158A JPH0992481A (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0992481A true JPH0992481A (ja) | 1997-04-04 |
Family
ID=17174091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7248158A Pending JPH0992481A (ja) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0992481A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002078402A1 (fr) * | 2001-03-23 | 2002-10-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif d'exploitation d'une lampe a decharge |
| DE102006023224A1 (de) * | 2006-05-18 | 2007-11-22 | Hella Kgaa Hueck & Co. | Schaltungsanordnung für einen Kraftfahrzeugscheinwerfer mit einer Gasentladungslampe |
| KR100863261B1 (ko) * | 2006-05-29 | 2008-10-15 | 가부시키가이샤 고이토 세이사꾸쇼 | 방전등 점등 회로 |
| JP2015031806A (ja) * | 2013-08-01 | 2015-02-16 | キヤノン株式会社 | 電力供給装置およびそれを用いた画像形成装置 |
| DE102008046164B4 (de) * | 2008-09-06 | 2015-09-03 | Hella Kgaa Hueck & Co. | Schaltungsanordnung mit zwei Reglern für einen Kraftfahrzeugscheinwerfer mit einer Gasentladungslampe |
-
1995
- 1995-09-26 JP JP7248158A patent/JPH0992481A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002078402A1 (fr) * | 2001-03-23 | 2002-10-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif d'exploitation d'une lampe a decharge |
| DE102006023224A1 (de) * | 2006-05-18 | 2007-11-22 | Hella Kgaa Hueck & Co. | Schaltungsanordnung für einen Kraftfahrzeugscheinwerfer mit einer Gasentladungslampe |
| KR100863261B1 (ko) * | 2006-05-29 | 2008-10-15 | 가부시키가이샤 고이토 세이사꾸쇼 | 방전등 점등 회로 |
| DE102007024467B4 (de) * | 2006-05-29 | 2015-07-16 | Koito Manufacturing Co., Ltd. | Entladungslampen-Betriebsschaltung mit Differential- und Integralberechnung |
| DE102008046164B4 (de) * | 2008-09-06 | 2015-09-03 | Hella Kgaa Hueck & Co. | Schaltungsanordnung mit zwei Reglern für einen Kraftfahrzeugscheinwerfer mit einer Gasentladungslampe |
| JP2015031806A (ja) * | 2013-08-01 | 2015-02-16 | キヤノン株式会社 | 電力供給装置およびそれを用いた画像形成装置 |
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