JP2015031806A - 電力供給装置およびそれを用いた画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】定着装置などの負荷への電力の供給について電力伝送効率を向上する。
【解決手段】トランス５の一次コイルＣ１を２つの独立したコイルである第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２で構成する。切替制御回路９は、負荷６に大きな電力を供給するときは、一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２をインバータ３に対して並列接続し、それより少ない電力を負荷６に供給するときはこれらを直列接続する。
【選択図】 図３

Description

本発明は、電力供給装置に関する。

複写機やレーザープリンタ等の画像形成装置では、加熱されたロール状のフィルム（定着フィルム）を用いて未定着トナー像をシートに定着する。特許文献１によれば、定着フィルムに設けた発熱層に電流を流して定着フィルムを直接的に発熱させることが提案されている。これによれば、定着フィルムの温度を目標温度に到達させる時間であるウォームアップ時間が短縮される。

特開２００２−１２３１１３号公報

特許文献１では、定着フィルムが回転するため、発熱層への給電はトランスを用いた非接触給電方式にて行なわれている。ところで、給電装置（電力供給装置）の電力制御を高速で実行することで、定着フィルムの温度を一定に保つことができる。そのためには、インバータにて高い周波数でスイッチングを行なうＰＷＭ方式による電力制御が採用されうる。

しかし、トランスを用いて定着装置に非接触で電力を供給すると、電力伝送効率が低下しやすくなる。これは、トランスの一次コイルの電流特性により、一次コイルに流れる最大電流は平均電流の２倍となり、インバータや一次コイルで消費される電力損失が大きくなるからである。そこで、本発明は、定着装置などの負荷への電力の供給について電力伝送効率を向上することを目的とする。

本発明は、たとえば、
交流電圧を生成する電圧生成手段と、
前記交流電圧が印加される複数の一次コイルと、負荷に接続される二次コイルとを有する変圧手段と、
前記複数の一次コイルを前記交流電圧に対して直列に接続するか並列に接続するかを切り替える切替手段と、を有し、
前記切替手段は、前記負荷に第１の電力を供給するときは前記複数の一次コイルを並列接続し、前記負荷に前記第１の電力よりも小さな第２の電力を供給するときは前記複数の一次コイルを直列接続し、
前記電圧生成手段は、前記負荷に前記第２の電力を供給するときは、前記一次コイルに電流を流す期間を可変制御することを特徴とする電力供給装置を提供する。

本発明によれば、複数の一次コイルを直列接続したり並列接続したりすることで、複数の一次コイルから二次コイルへの電力の伝送効率が向上する。

画像形成装置の構成概要図 定着装置の構成概要図 実施例１の電力供給装置の構成概要図 実施例１の一次コイルの等価回路を示す図 実施例１のコイルの電流波形の図 時間経過に対する電力と温度の関係を示すタイミングチャート 実施例１のフローチャート 実施例２の電力供給装置の構成概要図 実施例２のフローチャート

本実施の形態では、変圧手段の一次コイルを複数の複数の一次コイルにより構成し、切替機構で複数の一次コイルを入力交流電圧に対して直列接続するか並列接続するかを切り替える。これにより、複数の一次コイルから二次コイルへの電力の伝送効率が向上する。切替機構は、負荷に第１の電力を供給するときは複数の一次コイルを並列接続し、負荷に第１の電力よりも小さな第２の電力を供給するときは複数の一次コイルを直列接続する。さらに、負荷に第２の電力を供給するときは、一次コイルに電流を流す期間が可変制御されることで、負荷に供給される電力の制御ステップを細かくすることができる。

以下では、画像形成装置の定着装置へ電力を供給する電力供給装置について図面を参照して詳細に説明する。定着装置で用いられる定着部材は、発熱層を有した筒形状の定着フィルムである。つまり、定着部材自身が発熱し回転しながらトナー像をシート上に定着させる。この回転する定着部材への給電方式としては接触方式と非接触方式とが考えられるが、本実施例では非接触方式を採用する。以下では、トランスを用いた電磁誘導方式による非接触方式を例示する。なお、説明で用いる部材、数値等は、理解を助ける目的での例示に過ぎず、本発明を限定する趣旨のものではない。

＜実施例１＞
１．画像形成装置の概要
画像形成装置の基本的な構成および動作について説明する。図１は画像形成装置１００の概略断面図である。画像形成装置１００は画像形成ユニット２０を一つ具備したモノクロの画像形成装置である。なお、本発明は複数の画像形成ユニット２０を備えた多色画像形成装置に適用可能である。

画像形成ユニット２０は、トナー画像をシート上に形成する画像形成手段である。帯電ローラ２２は感光ドラム２１の表面を一様に帯電させる。次にレーザスキャナ２５が画像データにしたがってオン−オフ変調したレーザービームを出力する。不図示の回転ミラーがレーザービームを走査することで、感光ドラム２１の表面に画像データに対応した静電潜像が形成される。現像器２３は静電潜像と逆極性に帯電したトナーを静電潜像に付着させ、トナー像を形成する。給紙カセット２６に収納されたシートＳは、給紙ローラ２７によって１枚ずつ搬送路へ引き出される。シートＳはレジストローラ２８と対向ローラとで狭持搬送され、感光ドラム２１と転写ローラ２９とで形成される転写部へ到達する。転写ローラ２９によって感光ドラム２１上のトナー像がシートＳ上に転写される。トナー像が転写されたシートＳは、定着装置３０へ受け渡される。定着装置３０は、トナー画像をシート上に定着させる定着手段である。定着装置３０は電力供給装置３１から供給された電力により加熱された定着部材と加圧部材とによってトナー像とシートＳが加熱および加圧される。これにより、トナー画像がシートＳ上に定着する。

２．定着装置の概要
図２（Ａ）は定着装置３０をシートＳの搬送方向における下流側から見た図である。図２（Ｂ）は定着装置３０の長手方向の断面図である。図２（Ｃ）は図２（Ａ）の一点鎖線Ａ−Ａ’での定着装置３０の断面図である。図２（Ａ）ないし図２（Ｃ）に示すように定着装置３０は、回転発熱体であるロール状の定着フィルム４１と加圧ローラ４２とで定着ニップを形成している。トナー像を担持したシートＳはこの定着ニップを通過する際に加圧および加熱される。

シートＳとトナー像を均一に加圧するために、定着フィルム４１の内周側にはフィルムガイド４６が設けられている。フィルムガイド４６は、定着フィルム４１面に対して一定の圧力で当接している。フィルムガイド４６は、定着ステー４５と係合している。定着ステー４５の長手方向の両端部は画像形成装置１００のフレームによって保持されている。また、定着ステー４５の長手方向の両端部は、不図示の加圧バネにより加圧されている。これにより、フィルムガイド４６は定着フィルム４１を加圧ローラ４２に対して加圧する。定着フィルム４１は、定着フランジ４３とフィルム保持部材４４とによって保持されている。定着フィルム４１の内周面は定着フランジ４３およびフィルム保持部材４４と摺動しながら、加圧ローラ４２の回転に伴って従動回転する。加圧ローラ４２は不図示の駆動モータにより駆動される。定着フランジ４３およびフィルム保持部材４４は、定着ステー４５によって支持されている。

定着フィルム４１に非接触で電力を供給するためにトランスが用いられている。定着フィルム４１の内周面のうち、フィルム保持部材４４の位置よりもさらに左側に二次コイルである受電コイル４８が固定されている。受電コイル４８は、定着フィルム４１と一体で回転する。受電コイル４８は定着フィルム４１の内部に設けられた発熱層６１に接続しており、受電コイル４８から供給された電力によって発熱層６１が発熱する。発熱層６１は、発熱抵抗体であるが、必ずしも層状の発熱部材ある必要はなく、コイル状の発熱部材など、他の形態の発熱部材であってもよい。定着フィルム４１は定着部材や発熱フィルムと呼ばれてもよい。このように、送電コイル４７と受電コイル４８との間に空隙が存在するよう送電コイル４７と受電コイル４８とが配置されている。また、送電コイル４７は固定設置され、受電コイル４８は負荷である発熱層６１と一体に回転する。

一次コイルである送電コイル４７は定着用の電力供給装置３１から電力が供給される。図２（Ｂ）では送電コイル４７を２つのコイルで構成しているが、３つ以上のコイルが採用されてもよい。電力の供給により送電コイル４７に電流が流れると磁束が発生し、フェライトコア４９を通して送電コイル４７と受電コイル４８と鎖交するように磁束ループが形成される。電磁誘導により受電コイル４８に電流が発生し、この電流が発熱層６１を流れる。なお、送電コイル４７と受電コイル４８が接触することなく一定の距離を保って回転するように、送電コイル４７と受電コイル４８が配置されている。

電力供給装置３１は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用電源１から供給された交流をインバータにて数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚに変換する。磁束の大きさや向きが変化したときだけ、変化量に比例した電流が受電コイル４８に流れる。高い周波数でスイッチングを行なうと磁束の変化が多くなるため、たとえば、１０００Ｗもの大電力を高効率で送電コイル４７から受電コイル４８へ伝送できる。

３．電力供給装置の説明
図３に示した電力供給装置３１は、商用電源１から５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流を一度直流に変換した後に、より高周波数の交流に変換する。整流平滑回路２は商用電源１から供給された１００Ｖの交流電圧を１００Ｖの直流電圧に変換する。インバータ３は交流電圧を生成する電圧生成手段であり、たとえば、直流１００Ｖを数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚの交流電圧に変換する。インバータ３は４つのトランジスタ（ＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４）を用いたフルブリッジ回路を有したインバータ回路である。ＰＷＭ制御回路４は４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを制御して直流電圧を所望の交流電圧に変換する。接続切替部８は、２つのスイッチＳ１、Ｓ２と、スイッチＳ１、Ｓ２の状態の切り替えを制御する切替制御回路９を有している。ここでは、スイッチＳ１、Ｓ２として半導体素子が採用されているが、切替制御回路９によって切り替え可能なスイッチであれば機械的なスイッチが採用されてもよい。トランス５は、交流電圧が印加される第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２と、負荷６に接続される二次コイルＣ２とを有する変圧手段である。第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２は上述した送電コイル４７として機能する。二次コイルＣ２は受電コイル４８として機能する。第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２はトランス５のコアの軸方向に並べられて配置されてもよいし、コアに対して同心円状に配置されてもよい。

とりわけ、切替制御回路９は、複数の一次コイルを交流電圧に対して直列に接続するか並列に接続するかを切り替える切替手段である。つまり、切替制御回路９は、スイッチＳ１、Ｓ２の状態を切り替えることで、インバータ３で生成された交流電圧に対して第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２を直列に接続したり、並列に接続したりする。この接続形式の切り替えは、負荷６に対して供給する電力を切り替えるときに実行される。たとえば、切替制御回路９は、負荷６に第１の電力（例：１２００Ｗ）を供給するときは複数の一次コイルを並列接続し、負荷６に第１の電力よりも小さな第２の電力（例：３００Ｗ）を供給するときは複数の一次コイルを直列接続する。負荷６の一例は上述した発熱層６１である。

図４（Ａ）および図４（Ｂ）は、第１の一次コイルＣ１１、第２の一次コイルＣ１２、スイッチＳ１、Ｓ２の部分の等価回路を示す図である。図４（Ａ）は、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２との並列接続により構成される一次コイルＣ１を示している。図４（Ｂ）は、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２との直列接続により構成される一次コイルＣ１を示している。電流Ｉ１は一次コイルＣ１に流れる電流（トランス５の一次側に流れる電流）を示している。電流Ｖ１は一次コイルＣ１の両端に印加される電圧（トランス５の一次側に印加される電圧）を示している。切替制御回路９は、スイッチＳ１、Ｓ２の状態を切り替えることで、一次コイルＣ１の合成インダクタンスが変化する。よって、一次コイルＣ１はインダクタンス可変コイルと呼ばれてもよい。

図３において第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２に交流電圧が印加されると、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２には交流の電流Ｉ１が流れ、電流Ｉ１に比例した磁束が発生する。電流Ｉ１は交流であるため磁束の向きも電流の向きに合わせて反転する。電磁誘導により二次コイルＣ２には磁束の変化量に比例した誘導電流Ｉ２が流れる。一次側の電流Ｉ１が交流であるため、二次コイルＣ２に流れる電流Ｉ２も交流となる。この電流Ｉ２により負荷６として接続されている定着装置３０の発熱層６１が発熱する。

温度センサー１０は負荷の温度を検知する温度検知手段である。温度センサー１０は発熱層６１の温度を効率良く計測するために発熱層６１の近傍に設けられている。温度センサー１０は、たとえば、フィルムガイド４６の内部やフィルムガイド４６に接触して設けられたり、定着ステー４５に設けられたりしてもよい。温度制御回路１１は、たとえば、計測された温度と予め設定されている目標温度との差を求め、差に応じて接続切替部８やＰＷＭ制御回路４に指示を行なう。接続切替部８は温度制御回路１１からの指示にしたがって２つのスイッチＳ１、Ｓ２を切り替えて、供給する電力のレベルを切り替える。このように接続切替部８は、温度センサー１０により検知された温度に応じて複数の一次コイルを直列接続または並列接続に切り替える。

ＰＷＭ制御回路４は、４つのトランジスタをスイッチングする駆動信号を生成し、交流電圧のデューティ比を制御する制御回路である。本実施例において、ＰＷＭ制御回路４は、温度制御回路１１からの指示にしたがって４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフのタイミングを変更することで、発熱層６１に供給される電力を細かく制御する。このように、ＰＷＭ制御回路４は、負荷６に相対的に小電力（例：３００Ｗ）を供給するときは、一次コイルＣ１に電流を流す期間を可変制御する。コントローラ７は画像形成装置１００の全体を統括的に制御する。

このように定着装置３０の温度制御は発熱層６１に供給される電力を制御することで実現される。電力制御は、“接続切替方式”と“ＰＷＭ方式”とを組み合わせて実現される。接続切替方式では、接続切替部８が第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２を直列接続したり、並列接続したりする。ＰＷＭ方式では、ＰＷＭ制御回路４が一次コイルＣ１に電流Ｉ１が流れる時間を細かく変える。

この２通りの電力制御方式について図５（Ａ）ないし図５（Ｃ）を用いて説明する。これらは、インバータ３の４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフタイミングと、一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１の波形と、二次コイルＣ２に流れる電流Ｉ２の波形とを示している。これらの波形は以下の４つの条件に基づく波形である。また、以下の数値は本発明にとって必須のものではなく、説明の便宜上の例示にすぎない。
●条件１：商用電源１の電圧はＡＣ１００Ｖ
●条件２：インバータ３のスイッチング周波数は２００ｋＨｚ
●条件３：第１の一次コイルＣ１１、第２の一次コイルＣ１２、二次コイルＣ２のインダクタンスは共に１０μＨで巻数は５ターン
●条件４：発熱層６１の抵抗は７．５Ω。

図５（Ａ）は第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２とが並列に接続され、かつ、ＰＷＭ制御回路４によってデューティ比が１００％に設定されているときの波形を示している。図５（Ｂ）は第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２とが直列に接続され、かつ、ＰＷＭ制御回路４によってデューティ比が１００％に設定されているときの波形である。図５（Ｃ）は第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２とが並列に接続され、かつ、ＰＷＭ制御回路４によってデューティ比が２５％に設定されているときの波形である。

図５（Ａ）ないし図５（Ｃ）に示したＱ１〜Ｑ４はインバータ３が備える４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフのタイミングを示している。斜線部はＦＥＴがオン状態であることを示している。図５（Ａ）ないし図５（Ｃ）に示したオン／オフ期間は、インバータ３の出力がオンとなる期間とオフとなる期間を表している。つまり、オン期間は一次コイルＣ１に電流Ｉ１が流れる期間を示し、オフ期間は一次コイルＣ１に電流Ｉ１が流れない期間を示している。並列接続時の電流Ｉ１は、第１の一次コイルＣ１１に流れる電流と第２の一次コイルＣ１２に流れる電流を加算した電流である。電流Ｉ２は二次コイルＣ２に流れる電流である。本実施例では、負荷６の消費電力が相対的に大きいときは並列接続が採用され、負荷６の消費電力が相対的に小さいときは直列接続が採用される。

４．接続切替方式
接続切替方式で電力を制御する方法について説明する。

４−１．並列接続
図３が示すようにスイッチＳ１、Ｓ２は単極双投（１回路２接点）タイプのスイッチであり、上側の接点と下側の接点とのどちらかに回路（極）が接続される。温度制御回路１１が並列接続を指示すると、切替制御回路９は上側の接点と極とが接続するようスイッチＳ１、Ｓ２の切片を切り替える。その結果、図４（Ａ）が示すように、インバータ３に対して第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２とが並列に接続される。並列接続時の第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２との合成インダクタンスＬｐは式１により表現される。

１／Ｌｐ＝１／Ｌ１１＋１／Ｌ１２ ・・・（式１）
Ｌ１１は第１の一次コイルＣ１１のインダクタンスであり、Ｌ１２は第２の一次コイルＣ１２のインダクタンスである。インダクタンスＬ１１、Ｌ１２はともに１０μＨとすると、合成インダクタンスＬｐは５μＨとなる。

図５（Ａ）を用いて一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１と二次コイルＣ２に流れる電流Ｉ２の波形について説明する。時刻ｔ１１まではＦＥＴ Ｑ２、Ｑ３がオンになっているため一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１は、図３に示した矢印の方向とは逆の方向に流れている。ここで電流Ｉ１の向きを変えるために、ＰＷＭ制御回路４は、ＦＥＴ Ｑ２、Ｑ３をオフに、ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ４をオンにする。ただし、４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４を同時に切り替えるとスイッチング損と呼ばれる損失が発生する。オフになっているＦＥＴ Ｑ１のドレイン−ソース間には１００Ｖの直流電圧が印加されている。ＦＥＴは半導体素子であるため過渡特性を持っている。よってＦＥＴをオフからオンに切り替えると、ドレイン−ソース間の電圧が低下しながらドレイン−ソース間には電流が流れ始める。ＦＥＴで消費される電力Ｐは以下の式２で表現される。

Ｐ＝Ｖ×Ｉ ・・・（式２）
Ｉはドレイン−ソース間に流れる電流であり、Ｖがドレイン−ソース間に印加される電圧である。ＦＥＴがオフのときはドレイン−ソース間に電流が流れないため、ＦＥＴで電力は消費されない。オンのときは電圧Ｖが０ＶであるためＦＥＴで消費される電力Ｐはゼロである。しかし、過渡の期間では電流Ｉも電圧Ｖも共にゼロではないためＦＥＴで消費される電力Ｐはゼロではない。この電力Ｐがスイッチング損である。この電力Ｐは熱となってＦＥＴの温度を上昇させる。

スイッチング損を削減する方法の１つとしてＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）方式がある。これはオン／オフを切り替えられるＦＥＴのドレイン−ソース間の電圧をまず０Ｖにしてから切り替える方法である。４つのＦＥＴの全てについて両端（ドレイン−ソース間）の電圧を同時に０Ｖにすることは原理的に不可能である。そのため、４つのＦＥＴについて１つずつオン／オフの切り替えを行なっていく。この切り替え期間は、時刻ｔ１１〜ｔ１４、ｔ１５〜ｔ１８、ｔ１９〜ｔ２２に相当する。ＺＶＳ方式は広く用いられている方法であり、かつ本発明の特徴とは関係が無いためその詳細な説明は省略する。ところで、ＺＶＳを実行している時間は一次コイルＣ１に電流を流すことができない。この一次コイルＣ１に電流が流れないオフ期間をデッドタイムと呼ぶ。このデッドタイムはショート・スルー電流が流れることを防止する役目も担っている。ショート・スルー電流とは、ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２またはＦＥＴ Ｑ３、Ｑ４が同時にオンすることによりインバータ３に供給している直流電圧がショートすることで流れる電流のことである。本実施例では、デッドタイムを除いたオン期間ｔ１４〜ｔ１５、ｔ１８〜ｔ１９におけるデューティ比を一例として１００％に設定している。

このようにしてインバータ３はスイッチングを行なうが、一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１は矩形波にはならず、ノコギリ波になる。これは電流Ｉ１を一次コイルＣ１に流そうとしても直ぐには流れないコイル特有の過渡特性が原因である。トランス５は電磁誘導により変圧（電圧変換）を実行するため、この過渡特性を利用している。つまり電流Ｉ１が飽和する前にスイッチングを行なうことで、過渡特性の特に電流Ｉ１がリニアに増加する初期の範囲のみが変圧に使用される。このように、インバータ３は、複数の一次コイルに流れた電流が飽和する時間より短い時間で一次コイルＣ１に流れる電流の向きを反転するように交流電圧を生成する。

コイルの過渡特性により、期間ｔ１４〜ｔ１５、ｔ１８〜ｔ１９で一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１は、ほぼ一定の割合で増加または減少している。一次コイルＣ１によって発生する磁束も電流Ｉ１に比例して変化するため、二次コイルＣ２に流れる電流Ｉ２は点線で示すように±１２Ａの矩形波となる。

次に二次コイルＣ２の出力電圧Ｖ２を算出する。二次コイルの電圧Ｖ２は式３で表現される。

Ｖ２＝（Ｎ２／Ｎ１）×Ｖ１・・・（式３）
Ｎ１は一次コイルＣ１の巻数である。Ｎ２は二次コイルＣ２の巻数である。Ｖ１は一次コイルＣ１に印加される電圧である。たとえば、第１の一次コイルＣ１１の巻数と第２の一次コイルＣ１２の巻数を共に５ターンとすると、並列接続での一次コイルＣ１の巻数Ｎ１も５ターンである。二次コイルＣ２の巻数Ｎ２を５ターンとし、Ｖ１を１００Ｖとして式３に代入すると、Ｖ２は１００Ｖと算出される。電流Ｉ２の絶対値は１２Ａであるため、式２から、負荷６に供給される電力は１２００Ｗと算出される。

４−２．直列接続
温度制御回路１１が直列接続を指示すると、切替制御回路９は下側の接点と極とが接続するようスイッチＳ１、Ｓ２の切片を切り替える。その結果、図４（Ｂ）が示すように、インバータ３に対して第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２が直列に接続される。第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２とを直列接続することで得られる合成インダクタンスＬｓは式４で表現される。

Ｌｓ＝Ｌ１１＋Ｌ１２ ・・・（式４）
第１の一次コイルＣ１１のインダクタンスと第２の一次コイルＣ１２のインダクタンスは共に１０μＨであるから、合成インダクタンスＬｓは２０μＨと算出される。Ｌ１１＝Ｌ１２と仮定すると、並列接続時の合成インダクタンスの式３と直列接続時の合成インダクタンスの式４から、式５が得られる。

Ｌｓ＝４Ｌｐ ・・・（式５）
式５は、直列接続時の合成インダクタンスＬｓが並列接続時の合成インダクタンスＬｐの４倍になることを示している。一方で、一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１は式６で表現される。

式６は、インダクタンスＬが４倍になれば、電流Ｉは１／４に減少することを示している。インバータ３が生成する交流電圧Ｖ１の値は、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２とが並列接続されているか、直列接続されているかには依存せず、同じ値である。よって一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１が１／４になれば負荷６に供給される電力も１／４になる。

図５（Ｂ）を用いて一次コイルＣ１と二次コイルＣ２に流れる電流の波形を説明する。直列接続時のデューティ比は並列接続時と同じ１００％であるが、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２との接続形式を並列接続から直列接続に切り替えているため合成インダクタンスは４倍になっている。一次コイルＣ１の電流Ｉ１を比べると、並列接続では図５（Ａ）が示すように電流Ｉ１は最大で±２４Ａとなるが、直列接続では図５（Ｂ）が示すように電流Ｉ１は最大で±６Ａとなる。つまり、直列接続の電流Ｉ１は並列接続の電流Ｉ１の１／４に減少する。一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１の変化が少なくなると磁束の変化も少なくなるため、二次コイルの電流Ｉ２も少なくなる。よって、二次コイルＣ２に流れる電流Ｉ２は、並列接続では図５（Ａ）が示すように±１２Ａであるが、直列接続では図５（Ｂ）が示すように±６Ａである。このように直列接続では並列接続の１／２に電流Ｉ２が減少する。

電力を求めるために、二次コイルＣ２の出力電圧Ｖ２を算出する。第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２は直列接続であるため、一次コイルＣ１の巻数Ｎ１は１０ターンとなる。一次コイルＣ１の電圧Ｖ１は１００Ｖであるため、それを式３に代入することで、二次コイルＣ２の電圧Ｖ２が５０Ｖと求まる。電流Ｉ２は６Ａであるからそれを式２に代入し、電力が３００Ｗと求まる。このように接続切替方式を採用することで、負荷６に供給される電力を大電力（例：１２００Ｗ）から小電力（例：３００Ｗ）へ簡単に切り替えることができる。また、４：１の比率で電力を大きく切り替えることができる。

５．ＰＷＭ方式
次にＰＷＭ方式で電力を制御する方法について説明する。

５−１．デューティ比が１００％の場合
図５（Ａ）はデューティ比が１００％に設定されているときの電流波形を示している。これは接続切替方式の並列接続の場合と同じであるため、説明を省略する。

５−２．デューティ比が２５％の場合
図５（Ｃ）はデューティ比が２５％に設定されているときの電流波形を示している。コントローラ７がデューティ比を２５％に設定すると、デューティ周期のうち２５％の期間だけ電流が流れる。つまり、コントローラ７からデューティ比を２５％に設定されるとＰＷＭ制御回路４は、図５（Ａ）に示したオン期間ｔ１４〜ｔ１５、ｔ１８〜ｔ１９を２５％の長さに調整する。本実施例では、ＦＥＴ Ｑ３、Ｑ４の位相を早めるフェーズシフト方法が用いられている。ＦＥＴ Ｑ３、Ｑ４の位相を早めることで、デッドタイム期間中である期間ｔ１６〜ｔ１７、ｔ２０〜ｔ２１が増加し、オン期間ｔ１４〜ｔ１５、ｔ１８〜ｔ１９、ｔ２２〜ｔ２３が減少する。第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２は並列接続されたままであるから合成インダクタンスも変わらない。よって、オン期間に一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１は、デューティ比が１００％のときの電流Ｉ１と同じ様に増減する。一次コイルＣ１の電流Ｉ１の変化が同じであるため、二次コイルＣ２に流れる電流Ｉ２の最大電流値もデューティ比が１００％のときの電流Ｉ２と同じ１２Ａとなる。異なるのはデューティ比が２５％のときのオン期間が、デューティ比が１００％のときのオン期間の１／４しかないことである。そのため、図５（Ｃ）に点線で示すように電流Ｉ２は断続的となる。デューティ比が２５％ではデューティ比が１００％のときの１／４の時間しか電流が流れないため、負荷６に供給される電力も１／４となる。その結果、図５（Ｃ）では電力が３００Ｗとなっている（デューティ比が１００％のときは電力が１２００Ｗ）。このようにＰＷＭ方式では電流Ｉ２を断続的に制御することで電力制御を行っている。

一般的な電源装置ではこの断続的な電流Ｉ２を平滑化回路で平滑化して安定した電力を供給するようにしている。しかし定着装置３０に使用する発熱層６１の応答性は発熱層６１の温度を２００℃上昇させるのに１０秒程度かかるような非常に遅い応答性である。よって、発熱層６１は２００ｋＨｚのスイッチング周波数に対してはほとんど応答しない。よって、定着装置３０では二次コイルＣ２と発熱層６１は直接接続されており、平滑化は行なわれていない。

６．定着装置の電力制御
次に定着装置３０において、電力供給装置３１を用いてどの様に電力制御を行なうかを説明する。定着装置３０ではトナー像をシートＳに定着するときの加熱温度が、たとえば、１４０℃から２００℃程度となる。定着装置３０の目標温度は、トナーの成分や加熱時間などの条件やシートＳの素材や厚み等により決定される。本実施例では一例として目標温度を２００℃とする。この目標温度を維持するためには、３００Ｗ程度の電力が必要となる。これは、シートＳがニップ部に挟持されているときはシートＳに熱が逃げるためである。シートＳがニップ部に存在しないときでも、空気中に熱が逃げるため１００Ｗ程度の電力が必要である。環境負荷や限りあるエネルギー資源の節約のためには、定着を行なわないときは定着装置３０への電力供給が止められてもよい。

定着を開始するために定着フィルム４１の発熱層６１に３００Ｗ程度の電力を供給しても、定着フィルム４１を雰囲気温度から目標温度２００℃に昇温させるためのウォーミングアップの時間は１分以上も必要となる。このウォーミングアップの時間を短縮するために、温度制御回路１１は、さらに大きな１２００Ｗ程度の大電力を発熱層６１に供給して定着フィルム４１の温度を上昇させてもよい。定着フィルム４１の温度が目標温度２００℃に到達したら、温度制御回路１１は、発熱層６１に供給される電力を３００Ｗ以下に下げてもよい。

この時間経過に対する電力と温度の関係を示したのが図６のタイミングチャートである。実線は発熱層６１に供給される電力を示し、破線は定着フィルム４１の温度を示す。コントローラ７が定着装置３０を起動する時刻ｔ１までは、発熱層６１に電力が供給されていない。よって、定着フィルム４１の温度は周囲温度（本図では２５℃）になっている。

時刻ｔ１で定着装置３０が起動されると、電力供給装置３１は、ウォーミングアップとして、定着フィルム４１の発熱層６１に１２００Ｗの電力を供給する。

時刻ｔ２で定着フィルム４１の温度が目標温度である２００℃以上に到達すると、温度制御回路１１は、発熱層６１に供給する電力を３００Ｗに低下させて、トナー画像の定着を開始する。定着処理中は定着フィルム４１の温度が２００℃に維持されるように、温度制御回路１１は、発熱層６１に供給する電力を１００Ｗから３００Ｗの範囲内で調整する。

時刻ｔ３で温度制御回路１１はコントローラ７から定着の停止を指示されると、発熱層６１への電力の供給を停止する。温度センサー１０によって測定された定着フィルム４１の温度は、自然放熱により、周囲温度まで低下する。

本実施例の温度制御回路１１は、ウォーミングアップ時に発熱層６１に供給される電力（１２００Ｗ）と定着時に発熱層６１に供給される電力（３００Ｗ）を接続切替方式で切り替え、定着時の温度制御をＰＷＭ方式で行なう。

このフローを示したのが図７のフローチャートである。なお、コントローラ７は、温度制御回路１１に対して目標温度を２００℃に予め設定するものと仮定する。コントローラ７は、スイッチング周期や４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のタイミング、ＰＷＭ制御のデューティ比（％値）に対するＦＥＴ Ｑ３、Ｑ４のシフト量をＰＷＭ制御回路４に設定する。

６−１．ウォーミングアップ
Ｓ１で、温度制御回路１１は、コントローラ７から起動される。たとえば、コントローラ７は画像データを受信するとウォーミングアップを開始するために不図示の電源装置から電力を供給して温度制御回路１１を起動する。

Ｓ２で、温度制御回路１１は、温度センサー１０が検出した定着フィルム４１の温度を読み取り、定着フィルム４１の温度が目標温度未満かどうかを判定する。画像形成装置が起動された直後や長い期間にわたり省電力モードに遷移していたときは、定着フィルム４１の温度は、雰囲気温度に一致しており、目標温度（２００℃）未満である。このように、定着フィルム４１の温度が目標温度未満であれば、Ｓ３に進む。一方で、直前まで定着を行なっていて定着フィルム４１の温度が既に目標温度（２００℃）以上であれば、ウォームアップを終了してＳ６に進む。

Ｓ３で、温度制御回路１１は、切替制御回路９に対して“並列接続”を指示する信号を出力する。“並列接続”を示す信号を受け取った切替制御回路９は、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２がインバータ３に対して並列接続されるようにスイッチＳ１、Ｓ２の状態を並列接続状態に切り替える。並列接続状態とは、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２がインバータ３に対して並列接続されるようなスイッチＳ１、Ｓ２の動作状態をいう。並列接続時の合成インダクタンスは直列接続時の合成インダクタンスよりも小さくなり、より多くの電力が負荷６である発熱層６１に供給される。

Ｓ４で、温度制御回路１１は、ＰＷＭ制御回路４に対して第１のデューティ比（１００％）を示す信号を出力する。ＰＷＭ制御回路４は、受信した信号にしたがって第１のデューティ比（１００％）でスイッチング信号を生成し、ＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のゲート（制御端子）に共振し、ＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングを行なう。インバータ３でのスイッチングと接続切替部８の“並列接続”により、１２００Ｗの電力が定着フィルム４１の発熱層６１に供給されて、定着フィルム４１のウォーミングアップが開始される。このように、温度制御回路１１やＰＷＭ制御回路４は、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上になるまではデューティ比を所定値（例：１００％）に維持する。

Ｓ５で、温度制御回路１１は、温度センサー１０を用いて定着フィルム４１の温度を検知し、検知温度が目標温度（２００℃）以上になったかどうかを判定する。検知温度が目標温度（２００℃）以上になると、ウォーミングアップを終了して、Ｓ６に進む。

６−２．定着処理
Ｓ６で、温度制御回路１１は、切替制御回路９に対して“直列接続”を示す信号を出力し、コントローラ７に対して“ウォーミングアップ完了”を示す信号を出力する。“直列接続”を示す信号を受け取った切替制御回路９は第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２がインバータ３に対して直列に接続されるようスイッチＳ１、Ｓ２の状態を直列接続状態に切り替える。直列接続状態とは、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２がインバータ３に対して直列接続されるようなスイッチＳ１、Ｓ２の動作状態をいう。これにより、負荷６に供給される電力が１２００Ｗから３００Ｗに低下する。“ウォーミングアップ完了”を示す信号を受け取ったコントローラ７はプリントを開始する。このように、温度制御回路１１や切替制御回路９は、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上でないときは複数の一次コイルを並列接続し、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上になると複数の一次コイルを直列接続する。

Ｓ７で、温度制御回路１１は、温度センサー１０の検知温度が目標温度に維持されるようにＰＷＭ制御回路４を制御する。たとえば、温度制御回路１１は、温度センサー１０の検知温度が目標温度より高ければデューティ比を減少させ、目標温度より低くければデューティ比を増加する。温度制御回路１１は、検知温度と目標温度とが等しければデューティ比を変更しない。最初はシートＳがニップ部にないため、温度制御回路１１は、発熱層６１に供給される電力が１００Ｗとなるようにデューティ比を３３％に設定する。シートＳがニップ部を通過すると、定着フィルム４１の熱がシートＳに伝搬する。よって、温度制御回路１１は、発熱層６１に供給される電力が３００Ｗになるようにデューティ比を１００％に増加する。検知温度が目標温度に到達すると、温度制御回路１１は、デューティ比をより小さなレベルずつ変更することで細かく電力を制御し、定着フィルム４１の温度を目標温度に維持する。シートＳがニップ部から排紙されると、定着フィルム４１の熱が空気にしか逃げないため、定着フィルム４１の温度が上昇する。よって、温度制御回路１１は、デューティ比を３３％に下げ、その後は細かく電力を制御し、定着フィルム４１の温度を目標温度に維持する。このように、温度制御回路１１やＰＷＭ制御回路４は、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上になるとデューティ比を所定値以下の範囲で可変制御して、定着フィルム４１の温度を目標温度に維持する。

Ｓ８で、温度制御回路１１は、コントローラ７から定着の停止を指示されたかどうかを判定する。定着の停止を指示されていなければ、Ｓ７に戻り、温度制御回路１１は、定着フィルム４１の温度を目標温度に維持する。定着の停止を指示されると、Ｓ９に進む。

Ｓ９で、温度制御回路１１は、ＰＷＭ制御回路４に対してデューティ比を０％に設定するための信号を出力する。ＰＷＭ制御回路４は、この信号にしたがいデューティ比を０％に変更する。ＰＷＭ制御回路４は、負荷６に電力が供給されないようなスイッチング信号を生成し、４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングを行なう。これにより、発熱層６１で消費される電力がゼロになる。なお、一次コイルＣ１に電流が流れないようなスイッチングを行なう替わりに、ＰＷＭ制御回路４は、スイッチング自体を停止してもよい。温度制御回路１１は、コントローラ７によって電源装置からの電力の供給を遮断され、停止する。

７．ＦＥＴの電力損失
スイッチングにおいて、デッドタイムであるオフ期間では一次コイルＣ１に電流が流れない。しかし、図５（Ｃ）の一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１の波形を見ると、デッドタイムである期間ｔ１５〜ｔ１８、ｔ１９〜ｔ２２に±３Ａ程度の電流が流れている。この電流は、トランス５の二次側に負荷が接続されていないときでも流れる、トランス特有の励磁電流である。期間ｔ１５〜ｔ１７ではＦＥＴ Ｑ１、Ｑ３がオンになっているため、図３に示した回路においてＣ１１／Ｃ１２−Ｑ３−Ｑ１−Ｃ１１／Ｃ１２の順に電流がループ状に流れる。同様に期間ｔ１８〜ｔ２０ではＦＥＴ Ｑ２、Ｑ４がオンになっているため、図３に示した回路においてＣ１１／Ｃ１２−Ｑ２−Ｑ４−Ｃ１１／Ｃ１２の順に電流がループ状に流れる。ＦＥＴは半導体素子であるため、数ｍΩ以上のオン抵抗値を持っている。よって一次コイルＣ１に電流Ｉ１が流れればＦＥＴで電力が消費される。

ここで定着時においてデッドタイム期間中にＦＥＴで消費される電力（電力損失）を算出する。本実施例の切替制御回路９にて一次コイルＣ１の接続形式を直列接続に切り替えて、負荷６に供給される電力を３００ＷにしたときのＦＥＴでの電力損失を算出する。一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１と二次コイルＣ２に流れる電流Ｉ２は図５（Ｂ）に示した通りである。

スイッチング周波数を２００ｋＨｚとすると、インバータ３は２．５μＳｅｃ毎にスイッチングを実行する。デッドタイムを４００ｎＳｅｃとすると、スイッチング周期に対するデッドタイムの期間の割合は１６％となる。ＦＥＴのオン抵抗値を５０ｍΩと仮定する。デッドタイムの期間中の励磁電流は、図５（Ｂ）に示したｔ１５〜ｔ１８のデッドタイム期間において約３Ａ程度である。電力損失Ｐは式７で算出できる。

Ｐ＝Ｉ×Ｉ×Ｒ・・・（式７）
ＩはＦＥＴに流れる電流であり、ＲはＦＥＴのオン抵抗である。電流Ｉを３Ａとし、抵抗Ｒを５０ｍΩとして式７に代入することにより、電力損失Ｐは０．４５Ｗとなることがわかる。この電力損失Ｐは連続して３Ａの電流が流れたときの値であるから、デッドタイム期間中の電力損失Ｐは０．４５Ｗの１６％である０．０７Ｗとなる。０．０７Ｗは１つのＦＥＴあたりで消費される電力である。デッドタイム期間中に流れるループ状の電流は２つのＦＥＴを直列に流れるから、２つのＦＥＴで消費される電力は、０．１４Ｗとなる。この０．１４Ｗが接続切替方式で負荷６へ供給される電力を３００Ｗに設定した場合にデッドタイム期間中に消費される電力である。

比較のため、定着時の電力を接続切替方式の代わりにＰＷＭ方式を用いてデューティ比を２５％にして３００Ｗに下げたときの電力を算出する。図５（Ｃ）は、一次コイルＣ１に流れる電流Ｉ１と二次コイルＣ２に流れる電流Ｉ２を示している。

デューティ比が１００％のときのデッドタイムは４００ｎＳｅｃであるから、オン期間（図５（Ａ）のｔ１４〜ｔ１５）は２．１μＳｅｃである。デューティ比が２５％の時のオン期間（図５（Ｃ）に示したｔ１４〜ｔ１５）は２．１μＳｅｃの２５％である０．５２μＳｅｃとなる。よってデューティ比が２５％のときのデッドタイム（図５（Ｃ）に示したｔ１５〜ｔ１８）は２．５μＳｅｃから０．５２μＳｅｃを差し引いた１．９８μＳｅｃとなる。１．９８μＳｅｃはスイッチングの１周期である期間ｔ１４〜ｔ１８に対して７９％に相当する。

デッドタイム期間中の励磁電流は、図５（Ｃ）に示した例では０．４５Ｗである。これは連続して電流を流したときの電力であるから、０．４５Ｗの７９％である０．３６Ｗがデッドタイム期間中に１つのＦＥＴあたりで消費される電力となる。よって、直列に接続された２つのＦＥＴで消費される電力は０．７１Ｗである。この０．７１Ｗが、ＰＷＭ方式で３００Ｗの電力を負荷６に供給する場合にデッドタイム期間中に消費される電力である。このようにＰＷＭ方式では０．７１Ｗの電力がＦＥＴで損失する。

以上のように負荷６に供給する電力を３００Ｗにした場合、デッドタイム期間中に励磁電流によってＦＥＴで損失していた電力は、接続切替方式では０．１４Ｗであり、ＰＷＭ方式では０．７１Ｗである。よって、本実施例の接続切替方式はＰＷＭ方式よりもＦＥＴでの電力損失を１／４以下に削減できる。つまり電力の伝送効率が良い。

８．並列接続時にＦＥＴで消費される電力
並列接続形式の一次コイルＣ１には図５（Ａ）に示したように電流Ｉ１が流れる。電流Ｉ１の平均値は１４．１Ａである。ＦＥＴのオン抵抗を５０ｍΩとすると電力は、式７より、９．９Ｗとなる。この電流は直列に接続された２つのＦＥＴに流れる。２つのＦＥＴで消費される電力は、１９．９Ｗである。このときに負荷６に供給される電力は１２００Ｗであるため、１．６％がＦＥＴで損失されることがわかる。図５（Ａ）においてＦＥＴの損失の他にコイルの損失も考慮すると、電力伝送効率は９８．１％である。

９．直列接続時にＦＥＴで消費される電力
直列接続形式の一次コイルＣ１には図５（Ｂ）に示したような電流Ｉ１が流れる。電流Ｉ１の平均値は３．５Ａである。ＦＥＴのオン抵抗を５０ｍΩとすると電力は式７より０．６１Ｗと算出される。電流Ｉ１は直列に接続された２つのＦＥＴに流れるため、１．２Ｗが２つのＦＥＴで消費される。このときに負荷６に供給される電力は３００Ｗであるため、全体の０．４％がＦＥＴで損失する。図５（Ｂ）の例では電力伝送効率は９９．５％である。このように、直列接続と比較して並列接続で電力伝送効率が１．４％も向上した主な理由は、ＦＥＴでの損失が１．６％から０．４％に低減したことである。

１０．デューティ比が２５％のときに消費される電力
比較のため、並列接続形式でかつＰＷＭ方式の場合にデューティ比が２５％にして３００Ｗにした時も同様に算出する。デューティ比が２５％に設定されているときの一次コイルＣ１には図５（Ｃ）に示したような電流Ｉ１が流れる。電流Ｉ１の平均値は６．７Ａである。ＦＥＴのオン抵抗を５０ｍΩとすると電力は式７より２．２Ｗと算出される。直列に接続された２つのＦＥＴで消費される電力は４．５Ｗである。このときに負荷６に供給されている電力は３００Ｗであるため、その１．５％がＦＥＴで損失される。図５（Ｃ）に示した例では電力伝送効率が９８．３％である。上述したようにデューティ比が１００％である並列接続形式では電力伝送効率が９８．１％であったから、並列接続形式ではデューティ比が変わっても電力伝送効率はほとんど変わらない。よってＰＷＭ方式では直列接続形式のような電力伝送効率の向上は期待できない。

１１．温度制御の精度
温度制御回路１１は、定着処理時においてＰＷＭ方式を採用する。このとき、デューティ比は１００％に設定され、負荷６には３００Ｗの電力が供給される。このとき、温度制御回路１１が電力をどのくらい細かく制御できるかを説明する。

図３に示したＰＷＭ制御回路４はデジタル回路を用いて４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４に対するスイッチング信号（駆動信号／ゲート信号）を生成している。ＰＷＭ制御回路４のデジタル回路はクロックを基準にしてタイミング信号を生成する。よって、生成されるスイッチング信号は、素子遅延などのアナログ的な手法を用いない限り、クロック周期単位で生成される。たとえば、クロックの周波数が５０ＭＨｚの場合、クロックの周期は２０ｎＳｅｃである。よってＰＷＭ制御回路４が生成するスイッチング信号も２０ｎＳｅｃ単位で生成される。

スイッチング周波数が２００ｋＨｚで、デューティ比が１００％の場合のデッドタイムを４００ｎＳｅｃと仮定する。デューティ比を１００％に設定したときのオン期間は２．１μＳｅｃとなる。２．１μＳｅｃをクロック周期２０ｎＳｅｃで除算すると、オン期間中のクロック数として“１０５”が得られる。デューティ比に対して電力がリニアな関係にあると仮定すると、デューティ比が１００％ときの電力の１／１０５単位（ステップ）ずつで、電力制御が行なわれる。
●デューティ比が１００％のときに負荷６に供給される電力が１２００Ｗの場合、電力制御の制御ステップは１１．４３Ｗとなる（１２００Ｗ／１０５＝１１．４３Ｗ）
●デューティ比が１００％のときに負荷６に供給される電力が３００Ｗの場合、制御ステップは２．８６Ｗとなる（３００Ｗ／１０５＝２．８６Ｗ）
切替制御回路９は、定着処理時において一次コイルＣ１の接続形式を直列接続に切り替えている。また、デューティ比が１００％のときの電力は３００Ｗであるから、２．８６Ｗ単位でＰＷＭ制御が行なわれる。よって制御ステップは３００Ｗに対して０．９５％単位となる。

比較のため、ＰＷＭ方式でデューティ比を２５％にし、負荷６に供給される電力を３００Ｗに設定した場合、制御ステップ（Ｗ）は１１．４３Ｗ単位となる。これは、デューティ比を１００％とし、電力を１２００Ｗとして求めた制御ステップと同じである。よって３００Ｗに対する制御ステップ（％）は３．８％単位となる。

このように定着処理時において、まず接続切替方式で１２００Ｗから３００Ｗに変更してから、接続切替方式からＰＷＭ方式に変更して温度制御を行なう。これにより、ＰＷＭ方式のみで電力を１２００Ｗから３００Ｗに下げてから温度制御を行なうよりも、４倍細かく電力制御が行なえるようになる。よって温度制御の精度も向上する。

なお、本実施例のステップＳ５で使用される閾値温度を目標温度として説明したが、目標温度とは異なる温度にしてもよい。また、ステップＳ４で温度制御回路１１がＰＷＭ制御回路４に出力するＰＷＭ信号のデューティ比を１００％として説明したが、デューティ比は１００％でなくてもよい。このときのデューティ比は負荷６に応じて変更されてもよいし、目標温度に応じて適宜変更されてもよい。

本実施例によれば、切替制御回路９は、負荷６に第１の電力を供給するときは第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２を並列接続し、負荷６に第１の電力よりも小さな第２の電力を供給するときは第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２を直列接続する。これにより、インバータ３、ＰＷＭ制御回路４および温度制御回路１１は、負荷６に第２の電力を供給するときは、一次コイルに電流を流す期間を可変制御する。これにより、一次コイルＣ１から二次コイルＣ２への電力の伝送効率が向上する。また、より細かい制御ステップ（電力レベル）で電力を制御できるため、電力の制御精度が向上しよう。第１の電力は、たとえば、定着フィルム４１の温度を雰囲気温度から目標温度へ立ち上げるウォームアップ（立ち上げ）期間の電力である。第２の電力は、たとえば、定着フィルム４１の温度を目標温度に維持する維持期間の電力である。

インバータ３は、たとえば、４つのトランジスタを有するフルブリッジ回路と、４つのトランジスタをスイッチングする駆動信号を生成し、交流電圧のデューティ比を制御するＰＷＭ制御回路４とで構成されてもよい。フルブリッジ回路に代えてハーフブリッジ回路など他の回路によってインバータ３が実現されてもよい。負荷６は、発熱層６１などの発熱抵抗体であるが、他の負荷であってもよい。たとえば、２つの電力が切り替えて供給されるような負荷であれば、本発明を適用できる。

Ｓ５について説明したように、切替制御回路９は、温度センサー１０により検知された温度に応じて第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２を直列接続または並列接続に切り替えてもよい。定着フィルム４１の温度のように目標温度に対して短時間で到達し、その後は目標温度に維持されるような温度制御に関しては、本発明の複数の一次コイルの接続形式の切り替えは有利であろう。なぜなら、定着フィルム４１の温度のように目標温度に対して短時間で到達するには発熱層６１にできる限り大電力を供給することが有利である。一方で、定着フィルム４１の温度が目標温度に達した後は、より細かく電力を制御できることが有利である。とりわけ、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２との並列接続は大電力の供給に有利であり、第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２との直列接続は小電力の供給に有利である。よって、切替制御回路９は、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上でないときは第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２を並列接続し、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上になると第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２を直列接続してもよい。

また、温度制御回路１１およびＰＷＭ制御回路４は、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上になるまではデューティ比を所定値に維持し、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上になるとデューティ比を所定値以下の範囲で可変制御して、定着フィルム４１の温度を目標温度に維持してもよい。とりわけ、温度センサー１０により検知された温度が目標温度以上になるとデューティ比を所定値以下の範囲で可変制御することで、より細かい制御ステップで温度を制御できるため、精度よく目標温度を維持できるようになる。

本実施例の電力供給装置３１を画像形成装置の定着装置３０に適用することで、電力伝送効率が向上するため、画像形成装置の省電力化を達成しやすくなる。電力伝送効率が向上することで、インバータ３に使用されるＦＥＴの発熱が低減する。これは、ＦＥＴなどに取り付けられるヒートシンクをより小型化できることを意味する。よって、電力供給装置３１の小型化を達成しやすくなる。同様に、放熱のためのファンの個数を削減したり、ファンの回転数を低減したりしてもよい。その結果、さらに騒音低減の効果も得られる。また、１次コイルの接続切替を採用しない、従来のＰＷＭ方式と比較して、目標温度の精度が向上するため、定着性能が向上し、定着ムラが減少するだろう。

＜実施例２＞
実施例１ではウォーミングアップから定着処理の切り替えトリガーとして定着フィルム４１の温度を採用した例について説明したが、本実施例では時間をトリガーとして採用する例について説明する。図８は本実施例の電力供給装置３１の概要を示す図である。実施例１では温度制御回路１１が切替制御回路９へ切替信号を出力していたが、本実施例ではコントローラ７から切り替え信号が出力される。なお、実施例１、２とも温度制御回路１１はコントローラ７に内蔵されていてもよい。

図９は本実施例を示すフローチャートである。図９において図７と共通するステップについては簡潔に説明する。コントローラ７は温度制御回路１１に対して目標温度を２００℃に予め設定するものとする。同様にコントローラ７はＰＷＭ制御回路４に対してスイッチング周期や４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフタイミング、ＰＷＭ制御のデューティ比に対するＦＥＴ Ｑ３、Ｑ４のシフト量を予め設定する。

１２．ウォーミングアップ
Ｓ２１で、コントローラ７は、ウォーミングアップを開始するために切替制御回路９に対して並列接続を示す信号を出力する。切替制御回路９は、並列接続を示す信号を受信すると、第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２がインバータ３に対して並列接続されるようにスイッチＳ１、Ｓ２の状態を並列接続状態に切り替える。

Ｓ２２で、コントローラ７は不図示の電源装置から電力を供給して温度制御回路１１を起動する。Ｓ２３で、温度制御回路１１は、ＰＷＭ制御回路４に対して第１のデューティ比（１００％）を示す信号を出力する。第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２が並列に接続され、デューティ比が１００％に設定され、その結果、１２００Ｗの電力が負荷６である発熱層６１に供給される。温度制御回路１１は、温度センサー１０が検出した定着フィルム４１の温度を読み取り、定着フィルム４１の温度が目標温度未満かどうかを判定してもよい。定着フィルム４１の温度が目標温度以上になると、温度制御回路１１は、発熱層６１に供給する電力を削減してもよい。

Ｓ２４で、温度制御回路１１は、所定の時間が経過したかどうかを判定する。つまり、温度制御回路１１は、所定の時間が経過するまでＳ２３の温度制御を繰り返す。このように温度制御回路１１は、所定の時間が経過したかどうかを判定する判定手段として機能する。なお、温度制御回路１１は、デューティを１００%に設定し、発熱を開始するときにタイマーをセットすることで、所定の時間の計時を開始する。タイマーのカウント値が所定時間に達すると、Ｓ２５に進む。所定時間は、１２００Ｗの電力を供給することで定着フィルム４１が雰囲気温度から目標温度に達するのに要する時間であり、予め設定される。たとえば、所定の時間は、発熱層６１の発熱量や、発熱層６１に接する部材の熱容量などから計算して定義されてもよいし、事前に実測した温度から定義されてもよい。また所定時間は、温度上昇速度がばらついても目標温度の２００℃を超えないように、決定されてもよい。それにもかかわらず、雰囲気温度が高かったり、定着フィルム４１の温度が設計上の想定温度よりも高かったりすると、ウォーミングアップ中に定着フィルム４１の温度が目標温度に達することもあろう。本実施例では、Ｓ２３で温度制御回路１１が温度制御を行うことで、定着フィルム４１の温度は目標温度を超えないように制御される。

１３．定着処理
Ｓ２５で、コントローラ７は、定着処理を含むプリント処理を開始するため、切替制御回路９に対して“直列接続”を指示する信号を出力する。“直列接続”を示す信号を受信した切替制御回路９は第１の一次コイルＣ１１と第２の一次コイルＣ１２がインバータ３に対して直列に接続されるようスイッチＳ１、Ｓ２の状態を直列接続状態に切り替える。これにより、発熱層６１に供給される電力は当初の１２００Ｗの１／４である３００Ｗに低下する。

Ｓ２６で、温度制御回路１１は、継続して温度センサー１０の検知温度が目標温度に維持されるようにＰＷＭ制御回路４に対してＰＷＭ制御（デューティ比の可変制御）を行なう。Ｓ２７で、温度制御回路１１は、コントローラ７から定着の停止を指示されたかどうかを判定する。定着の停止を指示されていなければ、Ｓ２６に戻り、温度制御回路１１は、定着フィルム４１の温度を目標温度に維持する。定着の停止を指示されると、Ｓ２８に進む。

Ｓ２８で、温度制御回路１１は、定着の停止の指示を受けるとＰＷＭ制御回路４に対してデューティ比を０％に設定する信号を出力する。ＰＷＭ制御回路４は、この信号に従いデューティ比を０％に変更する。温度制御回路１１は、コントローラ７によって電源装置からの電力の供給を遮断され、停止する。

本実施例の切替制御回路９は、所定の時間が経過していなければ第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２を並列接続し、所定の時間が経過すると第１の一次コイルＣ１１および第２の一次コイルＣ１２を直列接続することで、実施例１と同様の効果を得ている。また、本実施例では、定着フィルム４１の温度が目標温度に到達する前に発熱層６１への供給電力を大幅に低減することで、定着フィルム４１の温度のオーバーシュート量が小さくなり、温度制御の収束時間が短くなる。よって実施例１より早く定着を開始できるであろう。

Claims (13)

1. 交流電圧を生成する電圧生成手段と、
   前記交流電圧が印加される複数の一次コイルと、負荷に接続される二次コイルとを有する変圧手段と、
   前記複数の一次コイルを前記交流電圧に対して直列に接続するか並列に接続するかを切り替える切替手段と、を有し、
   前記切替手段は、前記負荷に第１の電力を供給するときは前記複数の一次コイルを並列接続し、前記負荷に前記第１の電力よりも小さな第２の電力を供給するときは前記複数の一次コイルを直列接続し、
   前記電圧生成手段は、前記負荷に前記第２の電力を供給するときは、前記一次コイルに電流を流す期間を可変制御することを特徴とする電力供給装置。
2. 前記電圧生成手段は、
   ４つのトランジスタを有するフルブリッジ回路と、
   前記４つのトランジスタをスイッチングする駆動信号を生成し、前記交流電圧のデューティ比を制御する制御回路と
   を有するインバータ回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力供給装置。
3. 前記負荷は、発熱抵抗体であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力供給装置。
4. 前記負荷の温度を検知する温度検知手段をさらに有し、
   前記切替手段は、前記温度検知手段により検知された温度に応じて前記複数の一次コイルを並列接続に切り替えて前記負荷に前記第１の電力を供給するか、または並列接続に切り替えて前記負荷に前記第２の電力を供給することを特徴とする請求項３に記載の電力供給装置。
5. 前記切替手段は、前記温度検知手段により検知された温度を目標温度に立ち上げるときは前記複数の一次コイルを並列接続し、前記温度検知手段により検知された温度が前記目標温度に立ち上がった後は前記複数の一次コイルを直列接続することを特徴とする請求項４に記載の電力供給装置。
6. 前記制御回路は、前記温度検知手段により検知された温度を前記目標温度に立ち上げるときは前記デューティ比を所定値に維持し、前記温度検知手段により検知された温度が前記目標温度に立ち上がった後は前記デューティ比を前記所定値以下の範囲で可変制御して、前記発熱抵抗体の温度を前記目標温度に維持することを特徴とする請求項５に記載の電力供給装置。
7. 所定の時間が経過したかどうかを判定する判定手段をさらに有し、
   前記切替手段は、前記所定の時間が経過していなければ前記複数の一次コイルを並列接続して前記負荷に前記第１の電力を供給し、前記所定の時間が経過すると前記複数の一次コイルを直列接続して前記負荷に前記第２の電力を供給することを特徴とする請求項４に記載の電力供給装置。
8. 前記電圧生成手段は、前記複数の一次コイルに流れた電流が飽和する時間より短い時間で前記一次コイルに流れる電流の向きを反転するように前記交流電圧を生成することを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の電力供給装置。
9. 前記複数の一次コイルと前記二次コイルとの間に空隙が存在するよう前記複数の一次コイルと前記二次コイルとが配置され、
   前記複数の一次コイルは固定設置され、前記二次コイルは前記負荷と一体に回転することを特徴の請求項１ないし８のいずれか１項に記載の電力供給装置。
10. 前記電力供給装置は、画像形成装置の定着装置へ電力を供給する装置であることを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１項に記載の電力供給装置。
11. 発熱層を有する筒形状の定着フィルムと、
    前記定着フィルムとともに回転し、前記発熱層に接続された受電コイルと、
    前記受電コイルに誘導電流を流すための磁束を発生する複数の送電コイルと、
    前記複数の送電コイルに印加される交流電圧を生成する電圧生成手段と、
    前記複数の送電コイルを前記交流電圧に対して直列に接続するか並列に接続するかを切り替える切替手段と
    を有することを特徴とする定着装置。
12. トナー画像をシート上に形成する画像形成手段と、
    前記トナー画像を前記シート上に定着させる定着手段と、
    前記定着手段の発熱層に接続された受電コイルと、
    前記受電コイルに誘導電流を流すための磁束を発生する複数の送電コイルと、
    前記複数の送電コイルに印加される交流電圧を生成する電圧生成手段と、
    前記複数の送電コイルを前記交流電圧に対して直列に接続するか並列に接続するかを切り替える切替手段と
    を有することを特徴とする画像形成装置。
13. 交流電圧を生成する電圧生成手段と、
    前記交流電圧が印加される複数の一次コイルと、負荷に接続される二次コイルとを有する変圧手段と、
    前記複数の一次コイルを前記交流電圧に対して直列に接続するか並列に接続するかを切り替える切替手段と
    を有することを特徴とする電力供給装置。

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