JP4578861B2 - 高圧放電灯の点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、自動車用前照灯の点灯などに使用される高圧放電灯の点灯装置に関するものである。

従来の高圧放電灯の点灯装置は、直流電流を発生させる電圧供給源の入力側は、電圧を供給するための電源に接続され、電圧供給源の出力側は、直流電流を交流電流に変換する転流器が接続されおり、その出力側に接続された高圧放電灯を交流のランプ電流によって点灯させる。また、電圧供給源には、ランプ電流の各半周期に電流パルスを発生する手段が接続されている。（たとえば、特許文献１）
特表１０−５０１９１９号公報（第７〜１１頁、図１、２、４）

従来の交流のランプ電流で高圧放電灯を点灯する点灯装置では、ランプ電流の極性反転があるために、電極の温度バランスを取ることが難しく、放電の安定性が悪かった。これにより、電極表面でアーク放電の基点が移動してしまい、フリッカと呼ばれるちらつき現象が発生していた。そして、このちらつきの現象は、特に自動車の前照灯に使用される高圧放電灯において顕著に見られる。この原因は、点灯直後の電力が、安定点灯時の電力に対して、２倍程度供給する特殊な点灯方式のためである。

この問題に対し、上記の特許文献１の高圧放電灯の点灯装置では、電圧供給源に接続された電流パルスを発生する手段により、ランプ電流の後半部分に、ランプ電流の極性と同極の電流パルスをランプ電流に重畳することで、放電の安定度を増し、ちらつきの発生を抑制しようとしている。

しかし、特許文献１の点灯方法において、定電力で点灯することを前提とした場合、パルス状の電流が加算された分だけ、それ以外の時間帯でランプ電流を低下させて点灯しなければならなくなる。これにより、放電が安定しにくくなって、ちらつきが発生することがわかった。

また、水銀を封入しない高圧放電灯を点灯する場合、点灯初期の電力投入時間が水銀を封入した高圧放電灯よりも長く、その間、大電流が流れるため、その時間中に電極が変形や溶解しないように太く設計される。したがって、水銀を封入しない高圧放電灯の点灯において、ランプ電流を重畳する方法は、ランプ電流が重畳された時間以外での放電がさらに安定しにくく、ちらつきが発生しやすい手段であるといえる。

本発明の目的は、ちらつきの発生を抑止する高圧放電灯の点灯装置を提供することである。

入力側に印加された直流電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路で降圧または昇圧したのち、ＤＣ／ＡＣインバータ回路により直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を高圧放電灯に供給し、該高圧放電灯を定電力点灯させる高圧放電灯の点灯装置において、
前記高圧放電灯と直列に接続され、前記高圧放電灯への入力電圧を増大させるインダクタンス成分を持つイグナイタと、
前記ＤＣ／ＡＣインバータの極性反転時と同期した信号を論理回路で生成して前記ＤＣ／ＤＣコンバータに供給し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電圧を、前記高圧放電灯の安定点灯時の電圧に対して、１．５倍以上に制御する制御部と、を具備したことを特徴とする。

本発明によれば、ちらつきの発生を抑止することができる。

（第１の実施の形態）
以下に、本発明の実施の形態の高圧放電灯の点灯装置について図面を参照して説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態の高圧放電灯の点灯装置について説明する回路図である。

高圧放電灯の点灯装置は、直流電源Ｖ１、スイッチＳ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１、出力電圧検出回路２、出力電流検出回路３、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４、イグナイタ５、高圧放電灯６、およびこれらを制御する制御回路で構成されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１は、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１、パワーＭＯＳ駆動回路１１、ＰＷＭコンパレータ１２、鋸歯状波発生回路１３、トランスＴ１により、トランスＴの１次側が構成され、トランスＴ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２によりＤＣ／ＡＣインバータ回路４につながるトランスＴの２次側が、トランスＴ３、ダイオードＤ２、コンデンサＣ３によりイグナイタ５につながるトランスＴの２次側が構成されている。

トランスＴの１次側の接続関係を説明すると、例えば、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１は、直流電源Ｖ１、スイッチＳ１およびトランスＴ１に、直列に接続されており、そのゲートにはパワーＭＯＳ駆動回路１１が接続されている。パワーＭＯＳ駆動回路１１には、ＰＷＭコンパレータ１３が接続され、その非反転入力端子には、鋸歯状波発生回路１３が接続されている。コンデンサＣ１は、スイッチＳ１を介して、直流電源Ｖ１に並列に接続されている。

ＤＣ／ＡＣインバータ回路４につながるトランスＴの２次側の接続関係を説明すると、トランスＴ２は、ダイオードＤ１に直列に接続され、コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１を介して、トランスＴ２に並列に接続されている。

イグナイタ５につながるトランスＴの２次側の接続関係を説明すると、トランスＴ３は、トランスＴ２とダイオードＤ１との中点、ダイオードＤ２と直列接続され、イグナイタ５への出力を構成している。コンデンサＣ３は、ダイオードＤ２を介して、トランスＴ３に並列に接続されている。

出力電圧検出回路２は、直列接続された抵抗Ｒ１〜Ｒ３からなり、コンデンサＣ２よりも出力側に、かつコンデンサＣ２に並列に接続されている。

出力電流検出回路３は、抵抗Ｒ４からなり、出力電圧検出回路２とＤＣ／ＡＣインバータ回路４との間、かつそれぞれの低圧側に接続されている。

ＤＣ／ＡＣインバータ回路４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２〜５、駆動回路１４〜１７、矩形低周波発生回路１８、バッファＢＵＦ、インバータＩＮＶで構成されている。接続関係は、スイッチング素子Ｑ２とＱ３、およびスイッチング素子Ｑ４とＱ５がそれぞれ直列接続されており、それらがＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の出力端に並列に接続されている、いわゆるフルブリッジの回路構成になっている。そして、スイッチング素子Ｑ２とＱ３、スイッチング素子Ｑ４とＱ５とのそれぞれの接続点から、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の出力端が設けられている。スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のそれぞれのゲートには、駆動回路１４〜１７が接続されており、駆動回路１５、１６はバッファＢＵＦ、駆動回路１４、１７はインバータＩＮＶをそれぞれ介し、さらに後述するＳＷ２を介して、矩形低周波発振回路１６に接続されている。

イグナイタ５は、コンデンサＣ４、Ｃ５、パルストランスＬ、ガスアレスタＧＡからなり、コンデンサＣ４は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の出力端の両端に並列に接続されている。コンデンサＣ５は、トランスＴ３の出力端と抵抗Ｒ５を介して、直列に接続されている。パルストランスＬは、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の出力の一方に、直列に接続されている。そして、パルストランスＬには、コンデンサＣ５に対して並列に接続されたガスアレスタＧＡが接続されている。

高圧放電灯６は、放電空間に水銀を含まず、金属ハロゲン化物および希ガスを代わりに蒸発させて、発光させるランプであり、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の出力端に、イグナイタ５のパルストランスＬを介して接続されている。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１を制御するための制御回路の構成として、差動増幅回路７、基準電圧Ｖ２、抵抗Ｒ８、点灯検出回路２１、点灯時間計時タイマー２２、目標電力値設定回路２３、除算回路２４、消灯時間計時タイマー２５、スイッチＳＷ２、差動増幅回路８、遅延回路２６、論理回路２７、スイッチＳＷ３、スイッチング素子Ｑ６、抵抗Ｒ９〜Ｒ１２が用いられている。

差動増幅回路７は、ＯＰアンプ１９、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ６、コンデンサＣ６からなる。ＯＰアンプ１９の入力の非反転入力端子には、入力電圧検出回路２の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２、Ｒ３との間の電圧検出点が、反転入力端子には、基準電圧Ｖ２がそれぞれ接続され、出力端にはダイオードＤ３が直列に接続されている。また、ＯＰアンプ１９とダイオードＤ３との直列接続には、並列に抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ６が接続されている。そして、差動増幅回路７の出力端は、抵抗Ｒ８を介して、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子の入力に接続されている。

差動増幅回路８は、ＯＰアンプ２０、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ７、コンデンサＣ７からなり、接続関係は、差動増幅回路７と同じである。ＯＰアンプ２０の入力の非反転入力端子には、入力電流検出回路３の抵抗Ｒ４とＤＣ／ＡＣインバータ回路４との間の電圧検出点が、反転入力端子には除算回路２４が接続されている。除算回路２４には、入力電圧検出回路２の抵抗Ｒ１、Ｒ２と抵抗Ｒ３との間の電圧検出点と、抵抗Ｒ１、Ｒ２と抵抗Ｒ３との間の電圧検出点、点灯検出回路２１、点灯時間計時タイマー２２を介して、目標電力値設定回路２３と接続されている。また、点灯時間計時タイマー２２には、消灯時間計時タイマー２３を介して点灯検出回路２１が接続されている。また、点灯時間計時タイマー２２と目標電力値設定回路２３には、それぞれに入力が入ると所定時間後に切り替わる、または開閉されるスイッチＳＷ２、ＳＷ３がそれぞれ接続されている。そして、差動増幅回路８の出力端は、抵抗Ｒ８を介してＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子に接続されている。

また、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子には、抵抗Ｒ９、Ｒ１０の間とコレクタが接続され、かつ抵抗Ｒ１０に並列に配置されたトランジスタＴＲ１が接続されている。トランジスタＴＲ１のベースには、矩形低周波発生回路１８と遅延回路２６との出力波形を組み合わせて出力する論理回路２７とスイッチＳＷ３と抵抗Ｒ１１とが接続されている。

次に、本実施の形態の回路動作を説明する。

スイッチＳ１が閉じられると、例えば、十数Ｖから数十Ｖの自動車用バッテリーである直流電源Ｖ１により、コンデンサＣ１に電圧が生じる。このコンデンサＣ１は、直流電源の出力電流の変化による微小な電圧変動を抑える働きをする。コンデンサＣ１に電圧が生じると、図示していないが、ＯＰアンプ１９に電圧が供給される。このときの非反転入力端子の電圧はゼロであり、反転入力端子には、基準電圧Ｖ２が接続されていることから、ＯＰアンプ１９からは、ローレベルが出力される。この電圧がダイオードＤ３を介して、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子に入力され、鋸歯状波発生回路１３の鋸歯状波と比較され、ＰＷＭ波が生成される。そして、ＰＷＭコンパレータ１３の出力電圧は、パワーＭＯＳ駆動回路１１に入力され、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングさせる。

トランスＴの２次側では、１次側でスイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作したことにより、昇圧された電圧が生じる。トランスＴ２で生じた電圧による電流は、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ２を充電する。コンデンサＣ２の両端の電圧は、出力電圧検出回路２の抵抗Ｒ１、Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧検出され、その検出結果は差動増幅回路７のＯＰアンプ１９の非反転入力端子に入力されている。この際、ＯＰアンプ１９の反転入力端子の入力には、基準電圧Ｖ２が接続されており、基準電圧Ｖ２よりも入力電圧値が低い場合は、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子には入力がないため、トランスＴの２次側の電圧を昇圧するように作用し、コンデンサＣ２の電圧を高くする。ここで、ＯＰアンプ１９に並列に接続された抵抗Ｒ６は、ＯＰアンプ１９の利得調整のために挿着されており、コンデンサＣ６は、出力の位相を遅らせて、点灯装置全体の動作を安定化させるために使用している。

トランスＴ３で生じた電圧による電流は、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ５を介して、イグナイタ５のコンデンサＣ５を充電する。ここで、コンデンサＣ３は、主にトランスＴ３からの電圧を平滑するための平滑コンデンサとして使用されている。コンデンサＣ５の電圧が、ガスアレスタＧＡが絶縁破壊する電圧まで十分に高くなると、ガスアレスタＧＡが電気的に導通し、パルストランスＬに電流が流れ始まる。これにより、高圧放電灯６に高圧パルスが印加され、高圧放電灯６が絶縁破壊を起こし、グロー放電をする。ここで、コンデンサＣ４は、高圧放電灯６に高圧パルスが、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４に逆流しないようにするためのフィルタとして作用する。そして、高圧放電灯６に高圧パルスが印加された後は、コンデンサＣ５の電圧が低くなるため、ガスアレスタＧＡがふたたび絶縁状態となり、イグナイタ５は実質、動作しない状態となる。ここで、この時点までは、スイッチＳ２は、図のように駆動回路１４〜１７と矩形低周波発生回路１８との接続が遮断された状態である。

高圧放電灯６が絶縁破壊をして、グロー放電が起こると、コンデンサＣ２に充電されていた電荷が、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４を介して、ランプ電流として高圧放電灯６に急激に流れる。この電流により、高圧放電灯６は、グロー放電からアーク放電に移行し、点灯を開始する。この直後の点灯は、比較的長い時間、同じ極性を維持する直流点灯と呼ばれる点灯状態を維持する。

ここで、出力電圧検出回路２では、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２、Ｒ３の分圧により、電圧が検出されており、点灯検出回路２１に入力されている。点灯検出回路２１では、コンデンサＣ２の電荷が高圧放電灯６に供給されて、電圧が降下したことを検知する。この検知により、点灯時間計時タイマー２２の計時を開始させ、計時開始から所定の時間が経過した後にスイッチＳ２が切り替わる。これにより、駆動回路１４〜１７と矩形低周波発生回路１８を接続の状態になる。

スイッチＳ２が切り替わると、矩形低周波が、バッファＢＵＦとインバータＩＮＶを介して、駆動回路１４〜１７に入力し、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がオンオフ制御される。この制御では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオンのとき、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフ、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオフのとき、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンとなる２種類の状態、すなわちスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が極性反転を繰り返す。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の出力側には、略矩形波の交流電力が発生し、高圧放電灯６が安定時の点灯に移行する。ここで、「略矩形波」とは、矩形波が持つような瞬時の立ち上がり、立ち下がりや、平坦な特性に近い波形を有している場合をいう。すなわち、立ち上がり、立ち下がりに数マイクロ秒程度かかっていたり、基本的には平坦な特性を持ちつつも、ある部分が突出または陥没していたりするような場合も含んでいる。

高圧放電灯６の定電力制御について説明する。その定電力制御は、出力電圧検出回路２と出力電流検出回路３の測定結果によってなされる。出力電圧検出回路２の電圧検出の結果は、除算回路２４に入力され、さらに、除算回路２４には、点灯時間計時回路２２からの出力により動作する目標電力値設定回路２３により、その状態において高圧放電灯６に供給すべき電力も入力される。したがって、除算回路２４からは、理想の電流値にするための信号が出力され、差動増幅回路８のＯＰアンプ２０の反転入力端子に入力される。そして、ＯＰアンプ２０の非反転入力端子には、電流検出回路３の電流検出結果が入力され、その比較による信号がＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子に入力される。したがって、スイッチング素子Ｑ１のデューティー比が変化し、高圧放電灯６が定電力制御される。

また、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子には、極性反転の開始時には、スイッチング素子Ｑ１に電圧を増やす信号を送り、極性反転時には、電圧増加の信号を停止させる信号を送るための回路が接続されている。この回路の動作について、図２の極性反転中のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の電圧を高める動作について説明するためのタイムチャート図を参照して説明する。

矩形低周波発生回路１８から発せられた矩形波は、矩形低周波発生回路１８と同じ波形で、所定時間遅れた遅延回路２６から発せられた矩形波と排他的論理和の論理回路２７により、パルス状の出力波形になる。パルス状の出力波形がトランジスタＴＲ１のベースに入力すると、入力がハイレベルのときはオン状態になり、ローレベルのときはオフ状態になる。そして、トランジスタＴＲ１がオンの期間に、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子への入力信号を低下させ、オフの期間になると、所定の時間後に元の状態に戻る。

結果、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子の入力信号が低下することにより、その低下した時間だけスイッチング素子Ｑ１のオン時間を広げる信号となるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧が通常よりも高められている。これにより、高圧放電灯６は、放電遅れの原因となる電流が流れていない時間のない、略矩形波の点灯波形になる。

本実施の形態では、論理回路２７の出力波形のハイレベルの時間は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の極性が切り替わったときから、高圧放電灯６に流れるランプ電流Ｉ_Ｌがゼロクロスする時間に設定している。所望のハイレベルの時間は、あらかじめ実験で測定しておくことで、設定することが可能である。ここで、「ゼロクロス」とは、波形が時間軸と交わった状態をいう。

ハイレベルの立ち上がりの設定時期は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の極性が切り替わる時間の直前または直後でもよい。この場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の所定期間の出力電圧を昇圧することができる。しかし、直後であると、その電圧の増加が低くなり、直前であると、ランプ電流Ｉ_Ｌが増加してしまうことから、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の極性が切り替わったときが最も望ましい。

また、ハイレベルの立ち下がりの時間を設定するのは、ランプ電流Ｉ_Ｌが増えすぎることを極力抑えるためである。それは、定電力制御において、ランプ電流Ｉ_Ｌが増えすぎると、増えすぎた電流分を他の部分で低くしなければならず、それが原因となる不安定な放電の発生を防止するためである。

図３は、図２の信号を入力したときの出力波形の極性反転時付近について説明するための説明図である。ここで、Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわちＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧、Ｖ_Ｌ、Ｉ_Ｌは、それぞれ高圧放電灯６のランプ電圧、ランプ電流であり、それぞれ図１に示す方向を基準としている。また、ｔ１は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の極性が反転したタイミング、ｔ２は、ランプ電流Ｉ_Ｌがゼロクロスしたタイミングを示している。

図において、ｔ１までは、ＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のみがオンの状態であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１から安定な電力が供給されている。このときのＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}は約４５Ｖの定電圧、ランプ電圧Ｖ_Ｌは安定時の電圧である約４５Ｖ、ランプ電流Ｉ_Ｌは約０．７７Ａの負の定電圧および定電流が流れている。

ｔ１において、ＤＣ／ＡＣインバータ２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のみがオンの状態から、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５のみがオンの状態に切り替わると、ランプ電圧Ｖ_Ｌ、ランプ電流Ｉ_Ｌが徐々に０に近づく。これは、パルストランスＬに蓄積されていたエネルギーが、放出されているためであり、この放出時間はパルストランスＬのエネルギー蓄積量に比例する。そして、パルストランスＬのエネルギーがすべて放出されると、ランプ電流Ｉ_Ｌが０になる。なお、パルストランスＬのエネルギーが放出されている時間は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}は、コンデンサＣ２が充電されているために電圧上昇を続けている。本発明では、この時間において、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}をさらに高めるようにしているため、電圧は通常よりも上昇している。

そして、ランプ電流Ｉ_Ｌが０になった次の瞬間には、ランプ電圧Ｖ_Ｌおよび反転したランプ電流Ｉ_Ｌが流れ出す。これは、本発明により、高圧放電灯６に流れる電流の極性反転時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}が、安定点灯時の電圧に対して、１．５倍以上に昇圧されていたためである。このように、ランプ電流Ｉ_Ｌに常に電流が流れている状態を保つことで、放電遅れ等が生じず、ちらつきが発生しないことが確認できた。ちなみに、図では、そのときのＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}が７５Ｖ、安定時のランプ電圧Ｖ_Ｌが４５Ｖなので、１．７倍程度に昇圧している。なお、本発明を使用しない高圧放電灯の点灯装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}が安定時のランプ電圧Ｖ_Ｌに対して、約１．３倍程度であった。この場合では、ランプ電流Ｉ_Ｌが０になったあと、わずかな時間、電流が流れていない波形となり、高圧放電灯６にちらつきが発生していることが確認された。

それ以降は、ランプ電圧Ｖ_Ｌ、ランプ電流Ｉ_Ｌは、上昇、下降を経て、安定点灯時の値に徐々に近づいていく。

この実施の形態では、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が極性反転し、高圧放電灯６に流れるランプ電流Ｉ_Ｌがゼロクロスするまでの間、スイッチング素子Ｑ１のデューティー比のオン時間を広げることで、ランプ電流Ｉ_ＬがゼロクロスするときのＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を昇圧することができる。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}を、高圧放電灯６の安定点灯時のランプ電圧Ｖ_Ｌに対して、１．５倍以上に昇圧することで、高圧放電灯におけるちらつきの発生を防止することができる。

また、この実施の形態では、従来に対して、電圧値を増す点灯の方式であるため、素子の耐量を増加させる必要がない。すなわち、点灯装置のコスト上昇や大型化を伴うことなく、高圧放電灯におけるちらつきの発生を防止できる。

（第２の実施の形態）
図４は、本発明の第２の実施の形態の高圧放電灯の点灯装置について説明する回路図である。この第２の実施の形態の各部について、図１の第１の実施の形態の高圧放電灯の点灯装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。

この第２の実施の形態が、第１の実施の形態と異なる点は、スイッチング素子Ｑ１のデューティー比を調節して、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を高くする方式ではないため、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子には、差動増幅回路７または差動増幅回路８からの信号のみが影響するようにしている。また、バッファＢＵＦとインバータＩＮＶとスイッチＳＷ２の代わりに、スイッチＳＷ２の機能も含んでいる制御回路２８を接続している。この制御回路２８により、矩形低周波発生回路２５の矩形波が、図５の制御回路による矩形波を説明するタイムチャート図のように、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５に入力する信号がそれぞれ変換される。ここで、図中の（ａ）〜（ｄ）は、各スイッチング状態での時間を示している。

図６は、図５に示す制御回路によるＤＣ／ＡＣインバータ回路の動作を説明する等価回路図である。ここで、図５のＳ２〜Ｓ５は、スイッチング素子Ｑ２〜５のスイッチング動作の簡略図、Ｄ２〜Ｄ５は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の寄生ダイオードをそれぞれ示している。また、図中の（ａ）〜（ｄ）は、図５の（ａ）〜（ｄ）と対応している。

スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５には、制御回路２８により、それぞれ図６の矩形波が入力され、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４が動作する。第１の制御である（ａ）では、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のみがオン状態であり、スイッチＳ４、高圧放電灯６、パルストランスＬ、スイッチＳ３が導通する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１およびコンデンサＣ２から電流が流れている。

第３の制御である（ｂ）では、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の低圧側に位置する２つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ５のみがオンであり、スイッチＳ３、高圧放電灯６、パルストランスＬ、スイッチＳ５が導通し、閉回路を構成する。したがって、その閉回路内で、パルストランスＬに蓄積されていたエネルギーによる電流が流れるため、パルストランスＬのエネルギーが一気に放出されることなく、全て放出するまでの時間を長くすることができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１からの電流は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４に流れることなく、コンデンサＣ２を充電する方向に流れる。

第２の制御である（ｃ）では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のみがオン状態であり、スイッチＳ２、高圧放電灯６、パルストランスＬ、スイッチＳ５が導通する。したがって、高圧放電灯６には、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１およびコンデンサＣ２からの電流が、（ａ）のときと反対の向きで流れ、ランプ電圧Ｖ_Ｌ、ランプ電流Ｖ_Ｉが（ａ）に対して反対の極性になる。

第３の制御である（ｄ）では、（ｂ）と同じような回路状態となるが、パルストランスＬが蓄積したエネルギーにより、スイッチＳ３、高圧放電灯６、パルストランスＬ、スイッチＳ５による閉回路での、電流の向きが（ｂ）とは反対の向きになる。

以降、安定時の矩形波での点灯は、（ａ）〜（ｄ）を繰り返す。

図７は、図６に示す回路の動作における出力波形の極性反転時付近について説明するための説明図である。ここで、図中の（ａ）〜（ｃ）は、図５、６の（ａ）〜（ｃ）と対応している。

図について説明すると、（ａ）の後半部は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１から安定な電力が供給されるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}は約４５Ｖの定電圧、ランプ電圧Ｖ_Ｌは安定時の電圧である約４５Ｖ、ランプ電流Ｉ_Ｌは約０．７７Ａの負の電圧および電流が流れている。

図６（ａ）の状態から、（ｂ）に切り替わると、ランプ電圧Ｖ_Ｌ、ランプ電流Ｉ_Ｌが徐々に電圧、電流が０に近づく。これは、第１の実施の形態で説明したように、パルストランスＬに蓄積されていたエネルギーが、放出されているためである。ここで、本実施の形態では、（ｂ）の回路状態となるために、パルストランスＬに蓄積されていたエネルギーが失われにくくなり、完全に０になる時間が長くなる。そして、その間はコンデンサＣ２が充電され続け、電圧が上昇を続ける。

ランプ電流Ｉ_Ｌの電流が０になると同時に、図６（ｃ）の回路状態に切り替わる。すると、瞬時に、ランプ電圧Ｖ_Ｌおよびランプ電流Ｉ_Ｌの極性が反転し、その直後、ランプ電圧Ｖ_Ｌは一時的にＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}に近い電圧まで上昇する。そして、下降、上昇等を経て、安定時の電圧値に徐々に近づいていく。また、ランプ電流Ｉ_Ｌも電流が０のときから、上昇、下降を経て、安定時の電流値に徐々に近づいていく。

このランプ電流Ｉ_Ｌの極性が反転したときのＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}は、高圧放電灯６のランプ電圧に対して、約１．７倍間で昇圧されている。

ここで、図３の第１の実施の形態における極性反転時付近の波形と比較すると、ランプ電流Ｉ_Ｌが０になるまでの時間が延長され、その間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}が高くなっているのがわかる。

この実施の形態では、パルストランスＬのエネルギー放出にかかる時間を延長させることで、コンデンサＣ２の充電時間を長くし、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}を所定の電圧まで高くすることができる。

なお、本実施の形態では、上記した実施の形態に限られるわけではなく、例えば次のように変更してもよい。

スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５に、ＭＯＳＦＥＴのように寄生ダイオードを有するスイッチング素子を使用した場合は、図６（ｂ）の状態では、スイッチＳ３のみをオン、図６（ｄ）の状態では、スイッチＳ５のみをオンにする制御にしてもよい。

また、図６（ｂ）および（ｄ）の回路状態において、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の低圧側をオンとしたが、高圧側をオンにしてもよい。また、（ｂ）と（ｄ）で、高圧側と低圧側を切り替えてもよい。

また、図８の他の出力波形の説明図のように、ランプ電流Ｉ_Ｌが０になって少し時間が経過したあとに、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４のスイッチング素子の極性を切り替えてもよく、この場合も、ちらつきの発生を抑止できることが確認できた。ただし、高圧放電灯６に電流が流れていない時間が２０μｓ以下、かつ、ランプ電流Ｉ_Ｌの極性反転時に、安定時のランプ電圧Ｖ_Ｌに対して、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}が十分に高められている場合に限られる。

なお、本発明は、上記した実施の形態に限られるわけではなく、例えば次のように変更してもよい。

本発明の電流の極性が反転されるときに、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}と高圧放電灯６の安定点灯時の電圧Ｖ_Ｌとの関係Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}／Ｖ_Ｌは、好ましくは１．７倍以上であることが望ましく、この場合、ちらつきに対して特に大きな効果が得られる。また、Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}／Ｖ_Ｌの上限は設定していないが、可能な限り大きな数値にしても、本発明の効果を得ることができる。

本発明である高圧放電灯６に印加されたランプ電流の極性が反転する直前に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を、高圧放電灯６の安定時の点灯電圧に対して１．５倍以上にする別の手段として、イグナイタ５のインダクタＬを十分に大きくするという方法がある。これは、従来通りのＤＣ／ＡＣインバータ回路４の動作でも、インダクタＬのエネルギーの増大により、第２の実施の形態と同じように、高圧放電灯６のランプ電圧Ｖ_Ｌが極性反転するまでの時間を長くできる。これにより、コンデンサＣ２の充電時間を長くすることができ、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧Ｖ_{ＤＣ／ＤＣ}を高くすることができる。

また、コンデンサＣ２の容量を小さくし、電圧の上昇速度を速めることで、インダクタＬのエネルギーがなくなる前にＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の出力電圧を高くしてもよい。ただし、この方法では、コンデンサＣ２の容量不足により、出力電流にリップルが増加し、回路動作が不安定になることが考えられるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１の動作周波数を高くして、リップルの低減をすることが望ましい。

また、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の極性反転直前に、他の部分で放電が不安定にならない程度、例えば、時間幅はランプ電流波形の半周期の５％以下、電流値は安定電流値に対して１．５倍程度のパルス状の電流を重畳すると、ちらつきに対してさらに効果が得られる。

本発明の第１の実施の形態の高圧放電灯の点灯装置について説明する回路図。 図１に示す高圧放電灯の点灯装置の極性反転中におけるＤＣ／ＤＣコンバータ回路の電圧を高める動作について説明するためのタイムチャート図。 図２の信号を入力したときの出力波形の極性反転時付近について説明するための説明図。 本発明の第２の実施の形態の高圧放電灯の点灯装置について説明する回路図。 制御回路による矩形波を説明するタイムチャート図。 図５に示す制御回路によるＤＣ／ＡＣインバータ回路の動作を説明する等価回路図。 図６に示す回路の動作における出力波形の極性反転時付近について説明するための説明図。 図６に示す回路の動作における他の出力波形の説明図。

符号の説明

Ｖ１ 直流電源
１ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｔ トランス
２ 出力電圧検出回路
３ 出力電流検出回路
４ ＤＣ／ＡＣインバータ回路
Ｑ２〜Ｑ５ スイッチング素子
５ イグナイタ
Ｌ パルストランス
６ 高圧放電灯
７、８ 差動増幅回路
１２ ＰＷＭコンパレータ

Claims (1)

1. 入力側に印加された直流電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路で降圧または昇圧したのち、ＤＣ／ＡＣインバータ回路により直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を高圧放電灯に供給し、該高圧放電灯を定電力点灯させる高圧放電灯の点灯装置において、
   前記高圧放電灯と直列に接続され、前記高圧放電灯への入力電圧を増大させるインダクタンス成分を持つイグナイタと、
   前記ＤＣ／ＡＣインバータの極性反転時と同期した信号を論理回路で生成して前記ＤＣ／ＤＣコンバータに供給し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電圧を、前記高圧放電灯の安定点灯時の電圧に対して、１．５倍以上に制御する制御部と、を具備したことを特徴とする高圧放電灯の点灯装置。

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