JP2003031395A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】無負荷状態において電源変動による出力電圧の
立ち上がりの遅れを少なくした放電灯点灯装置を提供す
る。 【解決手段】直流電源１の電源電圧Ｅをスイッチング素
子Ｑ１でスイッチングすることにより、所望の電圧値の
直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−
ＤＣコンバータ２の出力を交番電圧に変換して高圧放電
灯ＬＰに供給する交流変換回路３と、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２の出力をさらに昇圧する多段昇圧回路４と、多段
昇圧回路４から電源供給されて高電圧の始動パルスを高
圧放電灯ＬＰに印加するイグナイタ５とを備え、無負荷
状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２
が一定時間内に第１の閾値電圧まで昇圧するように制御
回路８がスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数又
はオンデューティを制御する。
立ち上がりの遅れを少なくした放電灯点灯装置を提供す
る。 【解決手段】直流電源１の電源電圧Ｅをスイッチング素
子Ｑ１でスイッチングすることにより、所望の電圧値の
直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−
ＤＣコンバータ２の出力を交番電圧に変換して高圧放電
灯ＬＰに供給する交流変換回路３と、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２の出力をさらに昇圧する多段昇圧回路４と、多段
昇圧回路４から電源供給されて高電圧の始動パルスを高
圧放電灯ＬＰに印加するイグナイタ５とを備え、無負荷
状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２
が一定時間内に第１の閾値電圧まで昇圧するように制御
回路８がスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数又
はオンデューティを制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置に
関するものである。
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えば自動車のヘッドランプ
に用いる高圧放電灯を負荷とする放電灯点灯装置が提供
されている。この種の放電灯点灯装置は、例えば図１１
に示す構成を有する。
に用いる高圧放電灯を負荷とする放電灯点灯装置が提供
されている。この種の放電灯点灯装置は、例えば図１１
に示す構成を有する。
【０００３】図示する放電灯点灯装置は、バッテリのよ
うな電源電圧が変動する直流電源１と、直流電源１の電
圧を高圧放電灯ＬＰが点灯可能になる電圧まで昇圧する
ＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２か
ら出力される直流電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯
ＬＰに印加するフルブリッジ形のインバータ回路からな
る交流変換回路３と、高圧放電灯ＬＰを始動させるため
にＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧した高
電圧を発生する多段昇圧回路４と、高圧放電灯ＬＰに消
灯時に多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３をさらに昇圧した
高電圧の始動パルスを発生するイグナイタ５と、ＤＣ−
ＤＣコンバータ２および交流変換回路３の動作を制御す
る制御回路８と、制御回路８から入力されたドライブ信
号に基づいて交流変換回路３を構成する４個のスイッチ
ング素子（図示せず）を駆動するドライブ回路７とを備
える。ここに、高圧放電灯ＬＰと交流変換回路３と多段
昇圧回路４とイグナイタ５とが、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２に対する負荷回路として機能する。
うな電源電圧が変動する直流電源１と、直流電源１の電
圧を高圧放電灯ＬＰが点灯可能になる電圧まで昇圧する
ＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２か
ら出力される直流電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯
ＬＰに印加するフルブリッジ形のインバータ回路からな
る交流変換回路３と、高圧放電灯ＬＰを始動させるため
にＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧した高
電圧を発生する多段昇圧回路４と、高圧放電灯ＬＰに消
灯時に多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３をさらに昇圧した
高電圧の始動パルスを発生するイグナイタ５と、ＤＣ−
ＤＣコンバータ２および交流変換回路３の動作を制御す
る制御回路８と、制御回路８から入力されたドライブ信
号に基づいて交流変換回路３を構成する４個のスイッチ
ング素子（図示せず）を駆動するドライブ回路７とを備
える。ここに、高圧放電灯ＬＰと交流変換回路３と多段
昇圧回路４とイグナイタ５とが、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２に対する負荷回路として機能する。
【０００４】直流電源１の両端間には、ＤＣ−ＤＣコン
バータ２を構成するトランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯ
ＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が
接続される。トランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間に
は、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列
回路が接続される。ダイオードＤ１はスイッチング素子
Ｑ１のオン時にトランスＴ１からコンデンサＣ１への充
電電流を阻止する極性に接続される。つまり、スイッチ
ング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に電磁エネルギを
蓄積し、この電磁エネルギをスイッチング素子Ｑ１のオ
フ時にトランスＴ１から放出し、ダイオードＤ１を通し
てコンデンサＣ１に充電電流を流すのである。したがっ
て、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１との接
続点がコンデンサＣ１の低電位側になり、図示例ではコ
ンデンサＣ１の高電位側をフレームグランド（回路グラ
ンド）に接続して基準電位としている。つまり、直流電
源１の負極とＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の高電位側
とが同電位になり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧
Ｖ２は基準電位に対して負極性になる。
バータ２を構成するトランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯ
ＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が
接続される。トランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間に
は、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列
回路が接続される。ダイオードＤ１はスイッチング素子
Ｑ１のオン時にトランスＴ１からコンデンサＣ１への充
電電流を阻止する極性に接続される。つまり、スイッチ
ング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に電磁エネルギを
蓄積し、この電磁エネルギをスイッチング素子Ｑ１のオ
フ時にトランスＴ１から放出し、ダイオードＤ１を通し
てコンデンサＣ１に充電電流を流すのである。したがっ
て、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１との接
続点がコンデンサＣ１の低電位側になり、図示例ではコ
ンデンサＣ１の高電位側をフレームグランド（回路グラ
ンド）に接続して基準電位としている。つまり、直流電
源１の負極とＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の高電位側
とが同電位になり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧
Ｖ２は基準電位に対して負極性になる。
【０００５】ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２
は、充放電回路６を通して交流変換回路３に入力され
る。交流変換回路３は例えばＭＯＳＦＥＴのような４個
のスイッチング素子を備え、２個ずつのスイッチング素
子の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形で
ブリッジ接続されており、各アームにおける２個のスイ
ッチング素子の接続点を出力端とし、出力端間にイグナ
イタ５を介して高圧放電灯ＬＰを接続してある。４個の
スイッチング素子のオン・オフは、一方のアームの高電
位側のスイッチング素子のオン・オフと、他方のアーム
の低電位側のスイッチング素子のオン・オフとが一致す
るように制御回路８によって制御され、高圧放電灯ＬＰ
に対して矩形波の交番電圧が印加されるようになってい
る。なお、交流変換回路３を構成するスイッチング素子
のオン・オフは比較的低周波（例えば数十〜数百Ｈｚ）
で行われる。
は、充放電回路６を通して交流変換回路３に入力され
る。交流変換回路３は例えばＭＯＳＦＥＴのような４個
のスイッチング素子を備え、２個ずつのスイッチング素
子の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形で
ブリッジ接続されており、各アームにおける２個のスイ
ッチング素子の接続点を出力端とし、出力端間にイグナ
イタ５を介して高圧放電灯ＬＰを接続してある。４個の
スイッチング素子のオン・オフは、一方のアームの高電
位側のスイッチング素子のオン・オフと、他方のアーム
の低電位側のスイッチング素子のオン・オフとが一致す
るように制御回路８によって制御され、高圧放電灯ＬＰ
に対して矩形波の交番電圧が印加されるようになってい
る。なお、交流変換回路３を構成するスイッチング素子
のオン・オフは比較的低周波（例えば数十〜数百Ｈｚ）
で行われる。
【０００６】多段昇圧回路４は所謂コッククロフト・ウ
ォルトン回路により構成され、従来周知の回路構成を有
しているのでその説明は省略する。そして、多段昇圧回
路４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子
Ｑ１のオン・オフに応じて昇圧動作を行い、出力電圧が
段階的に昇圧するようになっている。
ォルトン回路により構成され、従来周知の回路構成を有
しているのでその説明は省略する。そして、多段昇圧回
路４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子
Ｑ１のオン・オフに応じて昇圧動作を行い、出力電圧が
段階的に昇圧するようになっている。
【０００７】充放電回路６は、コンデンサＣ１の両端間
に、コンデンサＣ２とコンデンサＣ２の充電経路を構成
する抵抗Ｒ１とを直列接続するとともに、抵抗Ｒ１と並
列に放電経路を構成するダイオードＤ２を接続して構成
される。したがって、平滑用のコンデンサＣ１から抵抗
Ｒ１を通してコンデンサＣ２が充電される。充放電回路
６は高圧放電灯ＬＰの始動時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２とともに高圧放電灯ＬＰに電流を供給することによっ
て、高圧放電灯ＬＰを速やかに点灯させるものである。
に、コンデンサＣ２とコンデンサＣ２の充電経路を構成
する抵抗Ｒ１とを直列接続するとともに、抵抗Ｒ１と並
列に放電経路を構成するダイオードＤ２を接続して構成
される。したがって、平滑用のコンデンサＣ１から抵抗
Ｒ１を通してコンデンサＣ２が充電される。充放電回路
６は高圧放電灯ＬＰの始動時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２とともに高圧放電灯ＬＰに電流を供給することによっ
て、高圧放電灯ＬＰを速やかに点灯させるものである。
【０００８】消灯状態の高圧放電灯ＬＰを始動させるに
は、高圧放電灯ＬＰに高電圧の始動パルスを印加して、
絶縁破壊を起こさせる必要があるから、始動パルスを高
圧放電灯ＬＰに印加させるためのイグナイタ５が設けら
れている。イグナイタ５は従来周知の回路構成を有して
おり、多段昇圧回路４の出力端子間にコンデンサ及び抵
抗の並列回路を接続し、このコンデンサの両端間にパル
ストランスの一次巻線とスパークギャップとを接続する
とともに、パルストランスの二次巻線の両端間に高圧放
電灯ＬＰを接続して構成される。而して、多段昇圧回路
４の出力電圧Ｖ３によりコンデンサが充電されて、コン
デンサの両端電圧がスパークギャップのしきい値電圧に
達すると、スパークギャップが導通してパルストランス
の一次巻線に電流が流れる。そして、パルストランスの
一次巻線に印加された電圧を昇圧した電圧が二次巻線に
誘起されて、高電圧の始動パルスが高圧放電灯ＬＰに印
加され、高圧放電灯ＬＰで絶縁破壊が発生し、高圧放電
灯ＬＰが始動する。尚、イグナイタ５は、高圧放電灯Ｌ
Ｐが点灯した後は、高電圧の始動パルスの発生を停止さ
せるように構成されている。
は、高圧放電灯ＬＰに高電圧の始動パルスを印加して、
絶縁破壊を起こさせる必要があるから、始動パルスを高
圧放電灯ＬＰに印加させるためのイグナイタ５が設けら
れている。イグナイタ５は従来周知の回路構成を有して
おり、多段昇圧回路４の出力端子間にコンデンサ及び抵
抗の並列回路を接続し、このコンデンサの両端間にパル
ストランスの一次巻線とスパークギャップとを接続する
とともに、パルストランスの二次巻線の両端間に高圧放
電灯ＬＰを接続して構成される。而して、多段昇圧回路
４の出力電圧Ｖ３によりコンデンサが充電されて、コン
デンサの両端電圧がスパークギャップのしきい値電圧に
達すると、スパークギャップが導通してパルストランス
の一次巻線に電流が流れる。そして、パルストランスの
一次巻線に印加された電圧を昇圧した電圧が二次巻線に
誘起されて、高電圧の始動パルスが高圧放電灯ＬＰに印
加され、高圧放電灯ＬＰで絶縁破壊が発生し、高圧放電
灯ＬＰが始動する。尚、イグナイタ５は、高圧放電灯Ｌ
Ｐが点灯した後は、高電圧の始動パルスの発生を停止さ
せるように構成されている。
【０００９】ＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成するスイッ
チング素子Ｑ１のオン・オフは制御回路８が高周波（数
十ｋ〜数百ｋＨｚ）で制御しており、制御回路８ではス
イッチング素子Ｑ１のオン・オフの周波数やデューティ
を変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の
出力電圧Ｖ２を制御し、高圧放電灯ＬＰに供給する電力
を制御している。制御回路８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧Ｖ２および出力電流を検出する検出部９
と、指令値作成部１０と、比較部１１と、発振回路部１
２と、過電圧検出回路１３とを備えている。
チング素子Ｑ１のオン・オフは制御回路８が高周波（数
十ｋ〜数百ｋＨｚ）で制御しており、制御回路８ではス
イッチング素子Ｑ１のオン・オフの周波数やデューティ
を変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の
出力電圧Ｖ２を制御し、高圧放電灯ＬＰに供給する電力
を制御している。制御回路８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧Ｖ２および出力電流を検出する検出部９
と、指令値作成部１０と、比較部１１と、発振回路部１
２と、過電圧検出回路１３とを備えている。
【００１０】検出部９は、コンデンサＣ１の両端電圧
（すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２）に
比例した電圧を発生するアンプＡ１と、コンデンサＣ１
の一端と後段の回路との間に挿入したカレントトランス
或いは検出抵抗からなる電流センサ２０の出力（すなわ
ちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流）に比例した電圧
を発生するアンプＡ２と、アンプＡ１，Ａ２の出力を所
定の周期でサンプリングして、サンプリング期間が経過
するまでの間その出力を保持するサンプルホールド回路
ＳＨ１，ＳＨ２とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電圧Ｖ２および出力電流を検出する。なお、点灯状態
において交流変換回路３が数百Ｈｚの周期で交番してい
るため、交番のタイミングによってはＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２と負荷回路との間がオープン状態となるが、ＤＣ
−ＤＣコンバータ２は動作し続けるため、その出力電圧
Ｖ２および出力電流が過渡的に変化する。したがって、
検出部９では、出力電圧Ｖ２および出力電流の検出のタ
イミングを交流変換回路３のドライブ信号と同期させて
おり、過渡的に変化する状態で出力電圧Ｖ２および出力
電流を検出しないようになっている。
（すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２）に
比例した電圧を発生するアンプＡ１と、コンデンサＣ１
の一端と後段の回路との間に挿入したカレントトランス
或いは検出抵抗からなる電流センサ２０の出力（すなわ
ちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流）に比例した電圧
を発生するアンプＡ２と、アンプＡ１，Ａ２の出力を所
定の周期でサンプリングして、サンプリング期間が経過
するまでの間その出力を保持するサンプルホールド回路
ＳＨ１，ＳＨ２とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電圧Ｖ２および出力電流を検出する。なお、点灯状態
において交流変換回路３が数百Ｈｚの周期で交番してい
るため、交番のタイミングによってはＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２と負荷回路との間がオープン状態となるが、ＤＣ
−ＤＣコンバータ２は動作し続けるため、その出力電圧
Ｖ２および出力電流が過渡的に変化する。したがって、
検出部９では、出力電圧Ｖ２および出力電流の検出のタ
イミングを交流変換回路３のドライブ信号と同期させて
おり、過渡的に変化する状態で出力電圧Ｖ２および出力
電流を検出しないようになっている。
【００１１】指令値作成部１０は、出力電力の指令値を
作成する電力指令値演算部１４と、電力指令値演算部１
４から入力された出力電力の指令値と検出部９から入力
された出力電圧の検出値とから電流指令値を演算により
求める電流指令値演算部１５と、電流指令値演算部１５
から入力された電流指令値と検出部９から入力された出
力電流の検出値とを比較することによりＤＣ−ＤＣコン
バータ２の一次電流指令値を作成する誤差増幅部１６と
で構成される。
作成する電力指令値演算部１４と、電力指令値演算部１
４から入力された出力電力の指令値と検出部９から入力
された出力電圧の検出値とから電流指令値を演算により
求める電流指令値演算部１５と、電流指令値演算部１５
から入力された電流指令値と検出部９から入力された出
力電流の検出値とを比較することによりＤＣ−ＤＣコン
バータ２の一次電流指令値を作成する誤差増幅部１６と
で構成される。
【００１２】比較部１１は、スイッチング素子Ｑ１と直
列に接続されたカレントトランス或いは検出抵抗からな
る電流センサ２１の出力から求めた一次電流の検出値
と、指令値作成部１０から入力された一次電流指令値と
を比較するコンパレータＣＰ１により構成され、一次電
流の検出値が一次電流指令値よりも大きくなるとリセッ
ト信号を出力する。
列に接続されたカレントトランス或いは検出抵抗からな
る電流センサ２１の出力から求めた一次電流の検出値
と、指令値作成部１０から入力された一次電流指令値と
を比較するコンパレータＣＰ１により構成され、一次電
流の検出値が一次電流指令値よりも大きくなるとリセッ
ト信号を出力する。
【００１３】発振回路部１２は、スイッチング素子Ｑ１
をオンさせるタイミングを決定するための所定周波数の
クロック信号を発生する周波数発生部１７と、周波数発
生部１７のクロック信号がセット端子に入力されるとと
もに、コンパレータＣＰ１の出力がリセット端子に入力
されるセット・リセット・フリップフロップ（以下、Ｓ
Ｒ−ＦＦと言う。）１８とで構成される。而して、ＳＲ
−ＦＦ１８の出力は、周波数発生部１７からのクロック
信号がセット端子に入力されるとセットされ、コンパレ
ータＣＰ１からのリセット信号がリセット端子に入力さ
れるとリセットされるようになっており、ＳＲ−ＦＦ１
８の出力によってＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチン
グ素子Ｑ１がオン・オフされる。
をオンさせるタイミングを決定するための所定周波数の
クロック信号を発生する周波数発生部１７と、周波数発
生部１７のクロック信号がセット端子に入力されるとと
もに、コンパレータＣＰ１の出力がリセット端子に入力
されるセット・リセット・フリップフロップ（以下、Ｓ
Ｒ−ＦＦと言う。）１８とで構成される。而して、ＳＲ
−ＦＦ１８の出力は、周波数発生部１７からのクロック
信号がセット端子に入力されるとセットされ、コンパレ
ータＣＰ１からのリセット信号がリセット端子に入力さ
れるとリセットされるようになっており、ＳＲ−ＦＦ１
８の出力によってＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチン
グ素子Ｑ１がオン・オフされる。
【００１４】また、検出部９の検出したＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力電圧Ｖ２から高圧放電灯ＬＰの点灯状態
を判別する点灯判別回路１９が設けられており、点灯判
別回路１９が、ランプ始動後にグロー放電からアーク放
電に移行したことを検出すると、検出信号をドライブ回
路７に出力してスイッチング素子の交番動作を開始させ
るとともに、検出信号を周波数発生部１７に出力して、
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を変化さ
せ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作をランプ点灯時の動
作に移行させる。
バータ２の出力電圧Ｖ２から高圧放電灯ＬＰの点灯状態
を判別する点灯判別回路１９が設けられており、点灯判
別回路１９が、ランプ始動後にグロー放電からアーク放
電に移行したことを検出すると、検出信号をドライブ回
路７に出力してスイッチング素子の交番動作を開始させ
るとともに、検出信号を周波数発生部１７に出力して、
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を変化さ
せ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作をランプ点灯時の動
作に移行させる。
【００１５】また、過電圧検出回路１３は、検出部９か
ら入力された出力電圧の検出値と所定の基準電圧Ｖｒｅ
ｆとの高低を比較するコンパレータＣＰ２を有し、出力
電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＰ
２がＳＲ−ＦＦ１８のリセット端子にリセット信号を出
力して、ＳＲ−ＦＦ１８の出力をＬレベルとし、スイッ
チング素子Ｑ１をオフさせる。例えば電源を投入してＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ２が動作を開始しても、高圧放電灯
ＬＰが消灯している場合には（無負荷状態）、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２の出力が過昇圧となる場合があり、この
ような過昇圧を過電圧検出回路１３が検出すると、スイ
ッチング素子Ｑ１をオフさせて、間欠発振動作を行わせ
ており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の二次側に過大な電圧
が発生するのを防止することができる。
ら入力された出力電圧の検出値と所定の基準電圧Ｖｒｅ
ｆとの高低を比較するコンパレータＣＰ２を有し、出力
電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＰ
２がＳＲ−ＦＦ１８のリセット端子にリセット信号を出
力して、ＳＲ−ＦＦ１８の出力をＬレベルとし、スイッ
チング素子Ｑ１をオフさせる。例えば電源を投入してＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ２が動作を開始しても、高圧放電灯
ＬＰが消灯している場合には（無負荷状態）、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２の出力が過昇圧となる場合があり、この
ような過昇圧を過電圧検出回路１３が検出すると、スイ
ッチング素子Ｑ１をオフさせて、間欠発振動作を行わせ
ており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の二次側に過大な電圧
が発生するのを防止することができる。
【００１６】また、この種の放電灯点灯装置としては、
たとえば図１２に示す構成を有するものも従来より提供
されている。この放電灯点灯装置は、多段昇圧回路４を
備えていない点以外は上述した放電灯点灯装置と略同様
であるので、同一の構成要素には同一の符合を付して、
その説明は省略する。
たとえば図１２に示す構成を有するものも従来より提供
されている。この放電灯点灯装置は、多段昇圧回路４を
備えていない点以外は上述した放電灯点灯装置と略同様
であるので、同一の構成要素には同一の符合を付して、
その説明は省略する。
【００１７】ここで、充放電回路６の機能について説明
する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２のコンデンサＣ１は、ダ
イオードＤ１を介してトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両
端間に接続されており、その充電経路にはダイオードな
どが接続されていないので、スイッチング素子Ｑ１のス
イッチング動作に同期して平滑動作を行うが、充放電回
路６では、コンデンサＣ２と直列に抵抗Ｒ１やダイオー
ドＤ２が接続されているので、コンデンサＣ２の充放電
動作とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作とが完
全に同期していない状態で動作する。
する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２のコンデンサＣ１は、ダ
イオードＤ１を介してトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両
端間に接続されており、その充電経路にはダイオードな
どが接続されていないので、スイッチング素子Ｑ１のス
イッチング動作に同期して平滑動作を行うが、充放電回
路６では、コンデンサＣ２と直列に抵抗Ｒ１やダイオー
ドＤ２が接続されているので、コンデンサＣ２の充放電
動作とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作とが完
全に同期していない状態で動作する。
【００１８】本回路において負荷として例えばＤ２Ｒ型
のＨＩＤランプからなる高圧放電灯ＬＰを用いる場合
は、高圧放電灯ＬＰを始動させる前の無負荷状態におい
て高圧放電灯ＬＰに対して３６０Ｖ以上の電圧を印加す
ることが推奨されているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
の出力電圧を３６０Ｖ以上とする必要がある。この時、
充放電回路６ではコンデンサＣ２に電荷を蓄積してお
り、絶縁破壊が発生した直後に充放電回路６からインピ
ーダンスが急激に低下した高圧放電灯ＬＰに電力を供給
し、高圧放電灯ＬＰの点灯状態を維持するように動作す
る。
のＨＩＤランプからなる高圧放電灯ＬＰを用いる場合
は、高圧放電灯ＬＰを始動させる前の無負荷状態におい
て高圧放電灯ＬＰに対して３６０Ｖ以上の電圧を印加す
ることが推奨されているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
の出力電圧を３６０Ｖ以上とする必要がある。この時、
充放電回路６ではコンデンサＣ２に電荷を蓄積してお
り、絶縁破壊が発生した直後に充放電回路６からインピ
ーダンスが急激に低下した高圧放電灯ＬＰに電力を供給
し、高圧放電灯ＬＰの点灯状態を維持するように動作す
る。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】上述した放電灯点灯装
置の内、前者の放電灯点灯装置では、直流電源１の電源
電圧ＥによってＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力される
エネルギが変化するのであるが、直流電源１の電源電圧
Ｅが低い状態と高い状態とでＤＣ−ＤＣコンバータ２の
スイッチング条件（スイッチング周波数やオンデューテ
ィ）が同じであれば、電源電圧Ｅが低い場合にはＤＣ−
ＤＣコンバータ２から出力されるエネルギが低くなっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が低下す
る。ここで、イグナイタ５の一次側には、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の出力電圧Ｖ２を多段昇圧回路４により昇圧
した電圧を供給しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
の出力電圧Ｖ２が低下すると、多段昇圧回路４の出力電
圧Ｖ３も低下する。したがって、ランプ始動時にイグナ
イタ５が高電圧の始動パルスを発生するまでの時間が長
くなって、高圧放電灯ＬＰの点灯開始が遅れるという問
題があった。
置の内、前者の放電灯点灯装置では、直流電源１の電源
電圧ＥによってＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力される
エネルギが変化するのであるが、直流電源１の電源電圧
Ｅが低い状態と高い状態とでＤＣ−ＤＣコンバータ２の
スイッチング条件（スイッチング周波数やオンデューテ
ィ）が同じであれば、電源電圧Ｅが低い場合にはＤＣ−
ＤＣコンバータ２から出力されるエネルギが低くなっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が低下す
る。ここで、イグナイタ５の一次側には、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の出力電圧Ｖ２を多段昇圧回路４により昇圧
した電圧を供給しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
の出力電圧Ｖ２が低下すると、多段昇圧回路４の出力電
圧Ｖ３も低下する。したがって、ランプ始動時にイグナ
イタ５が高電圧の始動パルスを発生するまでの時間が長
くなって、高圧放電灯ＬＰの点灯開始が遅れるという問
題があった。
【００２０】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２では、スイ
ッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に蓄積された
エネルギを、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランス
Ｔ１の２次側に供給しているため、トランスＴ１から２
次側に電流を吐き出す時間（すなわちスイッチング素子
Ｑ１のオフ期間）がある程度必要になる。したがって、
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を固定した
場合は、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティに上限
があり、特に電源電圧Ｅが低い場合にはオンデューティ
を大きくとれないために必要なエネルギが得られなくな
って、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の立ち上がり時間が長く
なり、その結果高圧放電灯ＬＰの点灯開始が遅れるとい
う問題があった。
ッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に蓄積された
エネルギを、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランス
Ｔ１の２次側に供給しているため、トランスＴ１から２
次側に電流を吐き出す時間（すなわちスイッチング素子
Ｑ１のオフ期間）がある程度必要になる。したがって、
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を固定した
場合は、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティに上限
があり、特に電源電圧Ｅが低い場合にはオンデューティ
を大きくとれないために必要なエネルギが得られなくな
って、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の立ち上がり時間が長く
なり、その結果高圧放電灯ＬＰの点灯開始が遅れるとい
う問題があった。
【００２１】また、動作開始時においてＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力電圧Ｖ２が、高圧放電灯ＬＰを始動させ
るのに必要なＤＣ−ＤＣコンバータ２の電圧値（この電
圧を第１の閾値電圧と言う。）に達した場合、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２はこの閾値電圧を維持する動作を行うた
め、必要以上のエネルギを発生する必要はなくなる。し
かしながら、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３はさらに高
い電圧まで昇圧させる必要があり、スイッチング素子Ｑ
１のスイッチング周波数が低い場合は、コッククロフト
・ウォルトン回路からなる多段昇圧回路４の昇圧動作が
遅くなるため、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３がスパー
クギャップのしきい値電圧に達するのに時間がかかると
いう問題があった。また、トリガ素子としてスパークギ
ャップを用いる場合、そのしきい値電圧のばらつきが大
きいため、イグナイタ５から高電圧の始動パルスが出力
されるまでの時間を略一定にするには、ＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力電圧Ｖ２や多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ
３の立ち上がり時間を略一定に保つことが望ましい。な
お、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がり時間を
短くするには、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２
を高くすることが必要であるが、高圧放電灯ＬＰを点灯
させるのに十分な電圧が得られた状態では、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ２のスイッチング素子Ｑ１が反転する回数の
多い方が（すなわちスイッチング周波数の高い方が）、
多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりが速くな
る。
バータ２の出力電圧Ｖ２が、高圧放電灯ＬＰを始動させ
るのに必要なＤＣ−ＤＣコンバータ２の電圧値（この電
圧を第１の閾値電圧と言う。）に達した場合、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２はこの閾値電圧を維持する動作を行うた
め、必要以上のエネルギを発生する必要はなくなる。し
かしながら、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３はさらに高
い電圧まで昇圧させる必要があり、スイッチング素子Ｑ
１のスイッチング周波数が低い場合は、コッククロフト
・ウォルトン回路からなる多段昇圧回路４の昇圧動作が
遅くなるため、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３がスパー
クギャップのしきい値電圧に達するのに時間がかかると
いう問題があった。また、トリガ素子としてスパークギ
ャップを用いる場合、そのしきい値電圧のばらつきが大
きいため、イグナイタ５から高電圧の始動パルスが出力
されるまでの時間を略一定にするには、ＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力電圧Ｖ２や多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ
３の立ち上がり時間を略一定に保つことが望ましい。な
お、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がり時間を
短くするには、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２
を高くすることが必要であるが、高圧放電灯ＬＰを点灯
させるのに十分な電圧が得られた状態では、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ２のスイッチング素子Ｑ１が反転する回数の
多い方が（すなわちスイッチング周波数の高い方が）、
多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりが速くな
る。
【００２２】一方、上述した放電灯点灯装置の内、後者
の放電灯点灯装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力
側に充放電回路６を設けており、高圧放電灯ＬＰの始動
時に、充放電回路６がＤＣ−ＤＣコンバータ２とともに
高圧放電灯ＬＰに電流を供給することによって、高圧放
電灯ＬＰを速やかに点灯させているのであるが、高圧放
電灯ＬＰがアーク放電に移行した後は交流変換回路３が
極性反転動作を行って、高圧放電灯ＬＰに矩形波電力を
供給して、高圧放電灯ＬＰを矩形波点灯させている。こ
こで、極性反転時には数μＳ〜数十μＳの間、交流変換
回路３のスイッチング素子が全てオフになる期間が存在
し、ＤＣ−ＤＣコンバータ２と高圧放電灯ＬＰとの間の
電気的接続が遮断され、オープン状態となるが、この間
もＤＣ−ＤＣコンバータ２は動作を続けるため、ＤＣ−
ＤＣコンバータ２の出力に過渡的なリップル電圧やリッ
プル電流が発生する。ここで、充放電回路６の充電経路
には抵抗Ｒ１が接続されており、充電の時定数が放電の
時定数よりも長くなっているので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２の出力に発生するリップル成分を十分に平滑するこ
とができないという問題があった。
の放電灯点灯装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力
側に充放電回路６を設けており、高圧放電灯ＬＰの始動
時に、充放電回路６がＤＣ−ＤＣコンバータ２とともに
高圧放電灯ＬＰに電流を供給することによって、高圧放
電灯ＬＰを速やかに点灯させているのであるが、高圧放
電灯ＬＰがアーク放電に移行した後は交流変換回路３が
極性反転動作を行って、高圧放電灯ＬＰに矩形波電力を
供給して、高圧放電灯ＬＰを矩形波点灯させている。こ
こで、極性反転時には数μＳ〜数十μＳの間、交流変換
回路３のスイッチング素子が全てオフになる期間が存在
し、ＤＣ−ＤＣコンバータ２と高圧放電灯ＬＰとの間の
電気的接続が遮断され、オープン状態となるが、この間
もＤＣ−ＤＣコンバータ２は動作を続けるため、ＤＣ−
ＤＣコンバータ２の出力に過渡的なリップル電圧やリッ
プル電流が発生する。ここで、充放電回路６の充電経路
には抵抗Ｒ１が接続されており、充電の時定数が放電の
時定数よりも長くなっているので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２の出力に発生するリップル成分を十分に平滑するこ
とができないという問題があった。
【００２３】ところで、制御回路８では、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の出力電圧Ｖ２や出力電流を検出する検出部
９を有し、その検出結果に基づいてスイッチング素子Ｑ
１のオンデューティを制御しているので、出力電圧や出
力電流にリップルが発生すると、誤動作する虞がある
が、検出部９ではサンプルホールド回路ＳＨ１，ＳＨ２
が交流変換回路３の動作に同期してアンプＡ１，Ａ２の
出力をサンプルホールドしており、極性反転時に発生す
るリップルノイズの影響を受けないような構成となって
いる。
ンバータ２の出力電圧Ｖ２や出力電流を検出する検出部
９を有し、その検出結果に基づいてスイッチング素子Ｑ
１のオンデューティを制御しているので、出力電圧や出
力電流にリップルが発生すると、誤動作する虞がある
が、検出部９ではサンプルホールド回路ＳＨ１，ＳＨ２
が交流変換回路３の動作に同期してアンプＡ１，Ａ２の
出力をサンプルホールドしており、極性反転時に発生す
るリップルノイズの影響を受けないような構成となって
いる。
【００２４】しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の
出力に発生したリップルノイズは、検出部９以外にも影
響する虞があり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２や交流変換回
路３の動作を制御する制御信号にノイズがのって、ＤＣ
−ＤＣコンバータ２や交流変換回路３が誤動作する可能
性もあるので、このようなリップルノイズを低減したい
という要求がある。
出力に発生したリップルノイズは、検出部９以外にも影
響する虞があり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２や交流変換回
路３の動作を制御する制御信号にノイズがのって、ＤＣ
−ＤＣコンバータ２や交流変換回路３が誤動作する可能
性もあるので、このようなリップルノイズを低減したい
という要求がある。
【００２５】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、請求項１乃至８の発明の目的とするところは、
無負荷状態における出力電圧の立ち上がりを改善した放
電灯点灯装置を提供するにある。また、請求項９又は１
０の発明の目的とするところは、点灯状態において出力
電圧に発生するリップルノイズを低減した放電灯点灯装
置を提供するにある。
であり、請求項１乃至８の発明の目的とするところは、
無負荷状態における出力電圧の立ち上がりを改善した放
電灯点灯装置を提供するにある。また、請求項９又は１
０の発明の目的とするところは、点灯状態において出力
電圧に発生するリップルノイズを低減した放電灯点灯装
置を提供するにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、直流電源と、直流電源の電源
電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによっ
て、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコン
バータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧
に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路と、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧を昇圧した電圧を発生する
昇圧回路と、昇圧回路から電源供給され始動時において
高電圧の始動パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタ
と、直流電源の電源電圧およびＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧と出力電流とに応じてＤＣ−ＤＣコンバータの
スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを
備え、高圧放電灯が消灯している無負荷状態において、
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が一定時間内に高圧放
電灯を始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧す
るように制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制
御することを特徴とし、無負荷状態において、スイッチ
ング素子のオン・オフを制御することによってＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めて、一定時
間内に第１の閾値電圧まで昇圧させており、出力電圧の
立ち上がり特性を改善することができる。
に、請求項１の発明では、直流電源と、直流電源の電源
電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによっ
て、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコン
バータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧
に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路と、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧を昇圧した電圧を発生する
昇圧回路と、昇圧回路から電源供給され始動時において
高電圧の始動パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタ
と、直流電源の電源電圧およびＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧と出力電流とに応じてＤＣ−ＤＣコンバータの
スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを
備え、高圧放電灯が消灯している無負荷状態において、
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が一定時間内に高圧放
電灯を始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧す
るように制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制
御することを特徴とし、無負荷状態において、スイッチ
ング素子のオン・オフを制御することによってＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めて、一定時
間内に第１の閾値電圧まで昇圧させており、出力電圧の
立ち上がり特性を改善することができる。
【００２７】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧す
るのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状
態での時間と略同じ時間になるように、制御回路がスイ
ッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、
請求項１の発明と同様の作用を奏する。
いて、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧す
るのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状
態での時間と略同じ時間になるように、制御回路がスイ
ッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、
請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００２８】請求項３の発明では、請求項１の発明にお
いて、制御回路は、直流電源の電源電圧に応じてスイッ
チング素子のオンデューティを変化させることを特徴と
し、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
いて、制御回路は、直流電源の電源電圧に応じてスイッ
チング素子のオンデューティを変化させることを特徴と
し、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００２９】請求項４の発明では、請求項１の発明にお
いて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電
圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２
の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降に、制
御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオ
ンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、請
求項１の発明と同様の作用を奏する。
いて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電
圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２
の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降に、制
御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオ
ンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、請
求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００３０】請求項５の発明では、請求項１の発明にお
いて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電
圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２
の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降に、昇
圧回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能
な所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング
素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れか
を変化させることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧が第１の閾値電圧又は第２の閾値電圧まで立ち
上がった段階で、スイッチング素子のスイッチング周波
数又はオンデューティを変化させることによって、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めるとと
もに、昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることが
できる。
いて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電
圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２
の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降に、昇
圧回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能
な所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング
素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れか
を変化させることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧が第１の閾値電圧又は第２の閾値電圧まで立ち
上がった段階で、スイッチング素子のスイッチング周波
数又はオンデューティを変化させることによって、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めるとと
もに、昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることが
できる。
【００３１】請求項６の発明では、請求項５の発明にお
いて、昇圧回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング
素子のオン・オフに応じて出力電圧が段階的に昇圧され
る多段昇圧回路からなり、制御回路は、何れかの時点以
降にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くする
ことことを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
がある程度昇圧した状態で、スイッチング周波数を高め
ることによって、多段昇圧回路による昇圧動作を速め
て、多段昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めること
ができる。
いて、昇圧回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング
素子のオン・オフに応じて出力電圧が段階的に昇圧され
る多段昇圧回路からなり、制御回路は、何れかの時点以
降にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くする
ことことを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
がある程度昇圧した状態で、スイッチング周波数を高め
ることによって、多段昇圧回路による昇圧動作を速め
て、多段昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めること
ができる。
【００３２】請求項７の発明では、請求項６の発明にお
いて、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素
子のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴と
し、スイッチング周波数を高くするとＤＣ−ＤＣコンバ
ータのオン時間幅が短くなるから、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧が低下するが、スイッチング周波数を徐々
に高めているので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が
急激に低下するのを防止できる。
いて、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素
子のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴と
し、スイッチング周波数を高くするとＤＣ−ＤＣコンバ
ータのオン時間幅が短くなるから、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧が低下するが、スイッチング周波数を徐々
に高めているので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が
急激に低下するのを防止できる。
【００３３】請求項８の発明では、請求項５の発明にお
いて、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、昇圧回
路の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間
が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と略同
じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオ
ン・オフを制御することを特徴とし、請求項５の発明と
同様の作用を奏する。
いて、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、昇圧回
路の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間
が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と略同
じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオ
ン・オフを制御することを特徴とし、請求項５の発明と
同様の作用を奏する。
【００３４】請求項９の発明では、直流電源と、直流電
源の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングするこ
とによって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−
ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
交番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路
と、始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に
印加するイグナイタと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッ
チング素子のオン・オフを制御する制御回路と、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力段に設けられた平滑用の第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサと並列に接続されてＤＣ
−ＤＣコンバータの出力により充電されると共に、始動
時に放電して第１のコンデンサと共に高圧放電灯に電流
を供給する充放電回路とを備え、充放電回路を、第１の
コンデンサと並列に接続された放電抵抗および第２のコ
ンデンサの直列回路と、放電抵抗の両端間に接続された
充電経路を構成するダイオードとで構成したことを特徴
とし、第２のコンデンサの充電経路のインピーダンスを
放電経路のインピーダンスに比べて小さくしているの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に発生したリップル
ノイズを第２のコンデンサで確実に平滑することがで
き、リップルノイズによる制御回路の誤動作を防止でき
る。
源の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングするこ
とによって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−
ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
交番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路
と、始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に
印加するイグナイタと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッ
チング素子のオン・オフを制御する制御回路と、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力段に設けられた平滑用の第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサと並列に接続されてＤＣ
−ＤＣコンバータの出力により充電されると共に、始動
時に放電して第１のコンデンサと共に高圧放電灯に電流
を供給する充放電回路とを備え、充放電回路を、第１の
コンデンサと並列に接続された放電抵抗および第２のコ
ンデンサの直列回路と、放電抵抗の両端間に接続された
充電経路を構成するダイオードとで構成したことを特徴
とし、第２のコンデンサの充電経路のインピーダンスを
放電経路のインピーダンスに比べて小さくしているの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に発生したリップル
ノイズを第２のコンデンサで確実に平滑することがで
き、リップルノイズによる制御回路の誤動作を防止でき
る。
【００３５】請求項１０の発明では、請求項９の発明に
おいて、放電抵抗の両端間に、ダイオードを介して放電
抵抗よりもインピーダンスの小さい充電抵抗を接続した
ことを特徴とし、請求項９の発明と同様、第２のコンデ
ンサの充電経路のインピーダンスを放電経路のインピー
ダンスに比べて小さくしているので、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力段に発生したリップルノイズを第２のコンデ
ンサで確実に平滑して、リップルノイズによる制御回路
の誤動作を防止できる。
おいて、放電抵抗の両端間に、ダイオードを介して放電
抵抗よりもインピーダンスの小さい充電抵抗を接続した
ことを特徴とし、請求項９の発明と同様、第２のコンデ
ンサの充電経路のインピーダンスを放電経路のインピー
ダンスに比べて小さくしているので、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力段に発生したリップルノイズを第２のコンデ
ンサで確実に平滑して、リップルノイズによる制御回路
の誤動作を防止できる。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００３７】（実施形態１）本実施形態の放電灯点灯装
置の回路図を図１に示す。本実施形態では、従来例で説
明した図１１に示す放電灯点灯装置において、直流電源
１の電源電圧Ｅを検出する電源電圧検出回路２２を設け
ており、電源電圧検出回路２２により検出された直流電
源１の電源電圧Ｅと、検出部９により検出されたＤＣ−
ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２および出力電流とに基
づいて、制御回路８がスイッチング素子Ｑ１のスイッチ
ング周波数やオンデューティを変化させている。尚、放
電灯点灯装置の基本的な構成は、従来例で説明した図１
１に示す放電灯点灯装置と略同様であるので、同一の構
成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
置の回路図を図１に示す。本実施形態では、従来例で説
明した図１１に示す放電灯点灯装置において、直流電源
１の電源電圧Ｅを検出する電源電圧検出回路２２を設け
ており、電源電圧検出回路２２により検出された直流電
源１の電源電圧Ｅと、検出部９により検出されたＤＣ−
ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２および出力電流とに基
づいて、制御回路８がスイッチング素子Ｑ１のスイッチ
ング周波数やオンデューティを変化させている。尚、放
電灯点灯装置の基本的な構成は、従来例で説明した図１
１に示す放電灯点灯装置と略同様であるので、同一の構
成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００３８】電源電圧検出回路２２は、直流電源１の両
端間に接続された抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路と、抵抗Ｒ
４，Ｒ５の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ
５と、カソードがダイオードＤ５のカソードに接続され
るとともにアノードが回路のグランドに接続されたツェ
ナダイオードＺＤ１とで構成され、直流電源１の電源電
圧Ｅを抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した電圧（すなわちダイオ
ードＤ５とツェナダイオードＺＤ１との接続点の電圧）
が制御回路８の周波数発生部１７に出力される。なお、
ツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧は、抵抗Ｒ５の両
端電圧の最大値よりも高い電圧に設定されている。
端間に接続された抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路と、抵抗Ｒ
４，Ｒ５の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ
５と、カソードがダイオードＤ５のカソードに接続され
るとともにアノードが回路のグランドに接続されたツェ
ナダイオードＺＤ１とで構成され、直流電源１の電源電
圧Ｅを抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した電圧（すなわちダイオ
ードＤ５とツェナダイオードＺＤ１との接続点の電圧）
が制御回路８の周波数発生部１７に出力される。なお、
ツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧は、抵抗Ｒ５の両
端電圧の最大値よりも高い電圧に設定されている。
【００３９】また、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバー
タ２を、トランスＴ１と、直流電源１の両端間にトラン
スＴ１の１次巻線ｎ１を介して接続されたＭＯＳＦＥＴ
からなるスイッチング素子Ｑ１と、トランスＴ１の２次
巻線ｎ２の一端と直流電源１の負極との間に接続された
ダイオードＤ１と、２次巻線ｎ２の他端と直流電源１の
負極との間に接続されたインダクタＬ１および平滑コン
デンサＣ１の直列回路と、トランスＴ１の１次巻線ｎ１
およびスイッチング素子Ｑ１の接続点と２次巻線ｎ２の
他端との間に接続されたコンデンサＣ３とで構成してい
る。このＤＣ−ＤＣコンバータ２では、スイッチング素
子Ｑ１のオン時に、直流電源１→トランスＴ１の１次巻
線ｎ１→スイッチング素子Ｑ１→直流電源１の経路で電
流が流れて、トランスＴ１にエネルギが蓄積される。次
にスイッチング素子Ｑ１がオフになると、トランスＴ１
に蓄積されたエネルギにより、トランスＴ１の２次巻線
ｎ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ０→トランスＴ１
の１次巻線ｎ１→コンデンサＣ３→トランスＴ１の２次
巻線ｎ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３にエネ
ルギが蓄積される（昇圧動作）。その後、スイッチング
素子Ｑ１が再度オンになると、トランスＴ１にエネルギ
が蓄積されるととともに、コンデンサＣ３に蓄積された
エネルギにより、コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ
１→コンデンサＣ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ３
の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１にエネルギが移
行する（降圧動作）。上記の動作を繰り返し行うことに
よって、コンデンサＣ１には負電位の直流電圧が生成さ
れる。
タ２を、トランスＴ１と、直流電源１の両端間にトラン
スＴ１の１次巻線ｎ１を介して接続されたＭＯＳＦＥＴ
からなるスイッチング素子Ｑ１と、トランスＴ１の２次
巻線ｎ２の一端と直流電源１の負極との間に接続された
ダイオードＤ１と、２次巻線ｎ２の他端と直流電源１の
負極との間に接続されたインダクタＬ１および平滑コン
デンサＣ１の直列回路と、トランスＴ１の１次巻線ｎ１
およびスイッチング素子Ｑ１の接続点と２次巻線ｎ２の
他端との間に接続されたコンデンサＣ３とで構成してい
る。このＤＣ−ＤＣコンバータ２では、スイッチング素
子Ｑ１のオン時に、直流電源１→トランスＴ１の１次巻
線ｎ１→スイッチング素子Ｑ１→直流電源１の経路で電
流が流れて、トランスＴ１にエネルギが蓄積される。次
にスイッチング素子Ｑ１がオフになると、トランスＴ１
に蓄積されたエネルギにより、トランスＴ１の２次巻線
ｎ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ０→トランスＴ１
の１次巻線ｎ１→コンデンサＣ３→トランスＴ１の２次
巻線ｎ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３にエネ
ルギが蓄積される（昇圧動作）。その後、スイッチング
素子Ｑ１が再度オンになると、トランスＴ１にエネルギ
が蓄積されるととともに、コンデンサＣ３に蓄積された
エネルギにより、コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ
１→コンデンサＣ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ３
の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１にエネルギが移
行する（降圧動作）。上記の動作を繰り返し行うことに
よって、コンデンサＣ１には負電位の直流電圧が生成さ
れる。
【００４０】また、充放電回路６は、平滑コンデンサＣ
１の両端間にダイオードＤ３と抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
２とを直列に接続するとともに、ダイオードＤ３及び抵
抗Ｒ２の直列回路の両端間にダイオードＤ４及び抵抗Ｒ
３の直列回路を接続して構成される。ここにおいて、ダ
イオードＤ３は、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ２を介
してコンデンサＣ２に充電電流を流す向きに接続され、
ダイオードＤ４は、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ２か
ら放電電流を流す向きに接続されており、充電経路に設
けた抵抗Ｒ２の抵抗値を放電経路に設けた抵抗Ｒ３の抵
抗値よりも小さくしている。而して、充放電回路６の充
電の時定数を、放電の時定数よりも短くでき、通常点灯
時に交流変換回路３の交番動作によってＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力に発生する過渡的なリップルノイズを充
放電回路６のコンデンサＣ２で平滑することにより、リ
ップルノイズによる制御回路８の誤動作を防止すること
ができる。
１の両端間にダイオードＤ３と抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
２とを直列に接続するとともに、ダイオードＤ３及び抵
抗Ｒ２の直列回路の両端間にダイオードＤ４及び抵抗Ｒ
３の直列回路を接続して構成される。ここにおいて、ダ
イオードＤ３は、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ２を介
してコンデンサＣ２に充電電流を流す向きに接続され、
ダイオードＤ４は、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ２か
ら放電電流を流す向きに接続されており、充電経路に設
けた抵抗Ｒ２の抵抗値を放電経路に設けた抵抗Ｒ３の抵
抗値よりも小さくしている。而して、充放電回路６の充
電の時定数を、放電の時定数よりも短くでき、通常点灯
時に交流変換回路３の交番動作によってＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力に発生する過渡的なリップルノイズを充
放電回路６のコンデンサＣ２で平滑することにより、リ
ップルノイズによる制御回路８の誤動作を防止すること
ができる。
【００４１】ここで、高圧放電灯ＬＰの始動時における
制御回路８の動作を説明する。上述のように電源電圧検
出回路２２は、直流電源１の電源電圧Ｅを抵抗Ｒ４，Ｒ
５で分圧した電圧を周波数発生部１７に出力しており、
周波数発生部１７では直流電源１の電源電圧Ｅに応じて
クロック信号の周波数（つまりスイッチング素子Ｑ１の
スイッチング周波数ｆ）を変化させている。
制御回路８の動作を説明する。上述のように電源電圧検
出回路２２は、直流電源１の電源電圧Ｅを抵抗Ｒ４，Ｒ
５で分圧した電圧を周波数発生部１７に出力しており、
周波数発生部１７では直流電源１の電源電圧Ｅに応じて
クロック信号の周波数（つまりスイッチング素子Ｑ１の
スイッチング周波数ｆ）を変化させている。
【００４２】図２（ａ）は直流電源１の電源電圧Ｅとス
イッチング周波数ｆとの関係を、図２（ｂ）は直流電源
１の電源電圧ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力と
の関係をそれぞれ示しており、同図中の破線はスイッチ
ング周波数ｆを固定した場合の特性を、実線はスイッチ
ング周波数ｆを変化させた本実施形態の場合の特性をそ
れぞれ示している。ここで、スイッチング周波数ｆを固
定した場合、従来例で説明したようにスイッチング素子
Ｑ１のオンデューティに上限があるため、直流電源１の
電源電圧Ｅが低下すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電力も低下し、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要が電
力を確保することができず、高圧放電灯ＬＰの始動開始
が遅くなっていた。それに対して、本実施形態では直流
電源１の電源電圧Ｅに応じて周波数発生部１７がスイッ
チング周波数ｆを変化させており、電源電圧Ｅが一定レ
ベルＥ１よりも低下した場合は、スイッチング周波数ｆ
を低下させているので、スイッチング周期を長くするこ
とによってオンデューティを大きくとることができ、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｅを一定時間内に高圧
放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで
昇圧させることができ、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必
要な電力Ｐ１を確保できる。また、多段昇圧回路４はＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧しているの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上が
りを速めることによって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ
３の立ち上がりも速めることができる。したがって、多
段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３を昇圧させるのに要する時
間を短くでき、高圧放電灯ＬＰの始動開始にかかる時間
を短縮できる。
イッチング周波数ｆとの関係を、図２（ｂ）は直流電源
１の電源電圧ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力と
の関係をそれぞれ示しており、同図中の破線はスイッチ
ング周波数ｆを固定した場合の特性を、実線はスイッチ
ング周波数ｆを変化させた本実施形態の場合の特性をそ
れぞれ示している。ここで、スイッチング周波数ｆを固
定した場合、従来例で説明したようにスイッチング素子
Ｑ１のオンデューティに上限があるため、直流電源１の
電源電圧Ｅが低下すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電力も低下し、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要が電
力を確保することができず、高圧放電灯ＬＰの始動開始
が遅くなっていた。それに対して、本実施形態では直流
電源１の電源電圧Ｅに応じて周波数発生部１７がスイッ
チング周波数ｆを変化させており、電源電圧Ｅが一定レ
ベルＥ１よりも低下した場合は、スイッチング周波数ｆ
を低下させているので、スイッチング周期を長くするこ
とによってオンデューティを大きくとることができ、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｅを一定時間内に高圧
放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで
昇圧させることができ、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必
要な電力Ｐ１を確保できる。また、多段昇圧回路４はＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧しているの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上が
りを速めることによって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ
３の立ち上がりも速めることができる。したがって、多
段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３を昇圧させるのに要する時
間を短くでき、高圧放電灯ＬＰの始動開始にかかる時間
を短縮できる。
【００４３】ここで、直流電源１としてカーバッテリを
用いる場合には負荷変動などによって電源電圧Ｅが変動
することが考えられるが、制御回路８では、直流電源１
の電源電圧Ｅが変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２の出力電圧Ｖ２が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに
必要な第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、
電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間になる
ように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御して
いるので、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とするこ
とができる。
用いる場合には負荷変動などによって電源電圧Ｅが変動
することが考えられるが、制御回路８では、直流電源１
の電源電圧Ｅが変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２の出力電圧Ｖ２が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに
必要な第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、
電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間になる
ように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御して
いるので、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とするこ
とができる。
【００４４】（実施形態２）本発明の実施形態２を図３
を参照して説明する。図３（ａ）は直流電源１の電源電
圧ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力Ｐとの関係
を、図３（ｂ）は電源電圧Ｅとスイッチング素子Ｑ１の
スイッチング周波数ｆとの関係を、図３（ｃ）は電源電
圧Ｅとスイッチング素子Ｑ１のオンデューティＤＴとの
関係をそれぞれ示しており、図中の破線はスイッチング
周波数ｆを固定し、オンデューティＤＴのみを可変とし
た従来例の特性を、実線はスイッチング周波数ｆおよび
オンデューティＤＴを共に可変とした本実施形態の特性
をそれぞれ示す。尚、本実施形態の放電灯点灯装置の回
路構成は実施形態１と同様であるので、図示及び説明は
省略する。
を参照して説明する。図３（ａ）は直流電源１の電源電
圧ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力Ｐとの関係
を、図３（ｂ）は電源電圧Ｅとスイッチング素子Ｑ１の
スイッチング周波数ｆとの関係を、図３（ｃ）は電源電
圧Ｅとスイッチング素子Ｑ１のオンデューティＤＴとの
関係をそれぞれ示しており、図中の破線はスイッチング
周波数ｆを固定し、オンデューティＤＴのみを可変とし
た従来例の特性を、実線はスイッチング周波数ｆおよび
オンデューティＤＴを共に可変とした本実施形態の特性
をそれぞれ示す。尚、本実施形態の放電灯点灯装置の回
路構成は実施形態１と同様であるので、図示及び説明は
省略する。
【００４５】実施形態１で説明したＤＣ−ＤＣコンバー
タ２において、一定電力Ｐを得るためのスイッチング素
子Ｑ１のオン時間Ｔonは、以下の式および式から求
めることができる。但し、スイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング周波数をｆ、直流電源１の電源電圧をＥとす
る。
タ２において、一定電力Ｐを得るためのスイッチング素
子Ｑ１のオン時間Ｔonは、以下の式および式から求
めることができる。但し、スイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング周波数をｆ、直流電源１の電源電圧をＥとす
る。
【００４６】Ｔon∝（Ｐ／ｆ）1/2 …
Ｔon∝１／Ｅ …
ここで、制御回路８では、電源電圧検出回路２２から入
力された電源電圧Ｅの検出結果に基づいて、スイッチン
グ周波数ｆおよびオンデューティＤＴを決定しており、
直流電源１の電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低下し
た場合は、図３（ｂ）に示すようにスイッチング周波数
ｆを低下させるとともに、図３（ｃ）に示すようにオン
デューティＤＴを大きくして、オン時間を長くしてお
り、図３（ａ）に示すようにスイッチング周波数ｆを固
定した場合に比べてＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力
Ｐを大きくすることができる。このように、ランプ始動
時において直流電源１の電源電圧Ｅが低い場合には、ス
イッチング周波数ｆを低下させるとともに、オンデュー
ティＤＴを大きくすることによって、出力電力Ｐを大き
くして出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めているので、高
圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要な電力を確保することが
できる。
力された電源電圧Ｅの検出結果に基づいて、スイッチン
グ周波数ｆおよびオンデューティＤＴを決定しており、
直流電源１の電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低下し
た場合は、図３（ｂ）に示すようにスイッチング周波数
ｆを低下させるとともに、図３（ｃ）に示すようにオン
デューティＤＴを大きくして、オン時間を長くしてお
り、図３（ａ）に示すようにスイッチング周波数ｆを固
定した場合に比べてＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力
Ｐを大きくすることができる。このように、ランプ始動
時において直流電源１の電源電圧Ｅが低い場合には、ス
イッチング周波数ｆを低下させるとともに、オンデュー
ティＤＴを大きくすることによって、出力電力Ｐを大き
くして出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めているので、高
圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要な電力を確保することが
できる。
【００４７】また、多段昇圧回路４ではＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧しているので、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めるこ
とによって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上が
りも速めることができる。したがって、多段昇圧回路４
の出力電圧Ｖ３を昇圧させるのに要する時間を短くで
き、高圧放電灯ＬＰの始動開始にかかる時間を短縮でき
る。
バータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧しているので、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めるこ
とによって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上が
りも速めることができる。したがって、多段昇圧回路４
の出力電圧Ｖ３を昇圧させるのに要する時間を短くで
き、高圧放電灯ＬＰの始動開始にかかる時間を短縮でき
る。
【００４８】尚、制御回路８では、直流電源１の電源電
圧Ｅが変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電圧Ｖ２が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第
１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、電源電圧
Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間になるように、
スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御しているの
で、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とすることがで
きる。
圧Ｅが変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電圧Ｖ２が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第
１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、電源電圧
Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間になるように、
スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御しているの
で、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とすることがで
きる。
【００４９】（実施形態３）本発明の実施形態３を図４
及び図５を参照して説明する。実施形態１では、過電圧
検出回路１３のコンパレータＣＰ２が過電圧を判定する
基準電圧Ｖｒｅｆを一定としているのに対して、本実施
形態では、電源電圧検出回路２２の検出結果に応じた基
準電圧Ｖｒｅｆを発生する過電圧基準発生回路２３を設
けている。尚、過電圧基準発生回路２３以外の構成は実
施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の
符号を付して、その説明は省略する。
及び図５を参照して説明する。実施形態１では、過電圧
検出回路１３のコンパレータＣＰ２が過電圧を判定する
基準電圧Ｖｒｅｆを一定としているのに対して、本実施
形態では、電源電圧検出回路２２の検出結果に応じた基
準電圧Ｖｒｅｆを発生する過電圧基準発生回路２３を設
けている。尚、過電圧基準発生回路２３以外の構成は実
施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の
符号を付して、その説明は省略する。
【００５０】図５（ａ）は直流電源１の電源電圧Ｅと基
準電圧Ｖｒｅｆとの関係を示しており、図中の破線は基
準電圧Ｖｒｅｆを一定とした場合の特性を、実線は基準
電圧Ｖｒｅｆを電源電圧Ｅに応じて変化させた本実施形
態の特性を示している。本実施形態では、電源電圧Ｅが
一定レベルＥ１よりも高い場合は過電圧基準発生回路２
３が基準電圧Ｖｒｅｆを一定とし、電源電圧Ｅが一定レ
ベルＥ１よりも低下した場合は、過電圧基準発生回路２
３が基準電圧をＶｒｅｆ１まで徐々に増加させている。
準電圧Ｖｒｅｆとの関係を示しており、図中の破線は基
準電圧Ｖｒｅｆを一定とした場合の特性を、実線は基準
電圧Ｖｒｅｆを電源電圧Ｅに応じて変化させた本実施形
態の特性を示している。本実施形態では、電源電圧Ｅが
一定レベルＥ１よりも高い場合は過電圧基準発生回路２
３が基準電圧Ｖｒｅｆを一定とし、電源電圧Ｅが一定レ
ベルＥ１よりも低下した場合は、過電圧基準発生回路２
３が基準電圧をＶｒｅｆ１まで徐々に増加させている。
【００５１】ここで、高圧放電灯ＬＰの消灯時（無負荷
状態）におけるＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は、直流
電源１の電源電圧Ｅによって出力エネルギが変化するた
めに、立ち上がり時間が異なってくるが、本実施形態で
はランプ始動時において電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よ
りも低い場合、過電圧検出の基準電圧Ｖｒｅｆを高くす
ることによって、過電圧検出回路２３が過電圧を検出し
てＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作が間欠発振動作となる
のを防止しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２に連続して
発振動作を行わせることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧の立ち上がりを速めている。図５（ｂ）は
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを
示しており、図中の実線は電源電圧Ｅが一定レベルＥ１
よりも低い場合の特性を、一点鎖線は電源電圧Ｅが一定
レベルＥ１よりも高い場合の特性をそれぞれ示してお
り、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１より低い場合は、出力
電圧Ｖ２の上限値（すなわち過電圧の検出レベル）を大
きくして出力電圧の立ち上がりを速めている。
状態）におけるＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は、直流
電源１の電源電圧Ｅによって出力エネルギが変化するた
めに、立ち上がり時間が異なってくるが、本実施形態で
はランプ始動時において電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よ
りも低い場合、過電圧検出の基準電圧Ｖｒｅｆを高くす
ることによって、過電圧検出回路２３が過電圧を検出し
てＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作が間欠発振動作となる
のを防止しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２に連続して
発振動作を行わせることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧の立ち上がりを速めている。図５（ｂ）は
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを
示しており、図中の実線は電源電圧Ｅが一定レベルＥ１
よりも低い場合の特性を、一点鎖線は電源電圧Ｅが一定
レベルＥ１よりも高い場合の特性をそれぞれ示してお
り、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１より低い場合は、出力
電圧Ｖ２の上限値（すなわち過電圧の検出レベル）を大
きくして出力電圧の立ち上がりを速めている。
【００５２】（実施形態４）本発明の実施形態４を図６
（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。尚、本実施形態の
放電灯点灯装置の回路構成は実施形態１と同様であるの
で、図示及び説明は省略する。
（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。尚、本実施形態の
放電灯点灯装置の回路構成は実施形態１と同様であるの
で、図示及び説明は省略する。
【００５３】図６（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電圧Ｖ２の時間変化を示す波形図、図６（ｂ）はＤＣ
−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２と多段昇圧回路４の
出力電圧Ｖ３との和の電圧の時間変化を示す波形図、図
６（ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波
数ｆの時間変化を示す波形図である。ここで、同図中の
破線は実施形態１の放電灯点灯装置の動作を示し、実線
は本実施形態の放電灯点灯装置の動作を示している。
力電圧Ｖ２の時間変化を示す波形図、図６（ｂ）はＤＣ
−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２と多段昇圧回路４の
出力電圧Ｖ３との和の電圧の時間変化を示す波形図、図
６（ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波
数ｆの時間変化を示す波形図である。ここで、同図中の
破線は実施形態１の放電灯点灯装置の動作を示し、実線
は本実施形態の放電灯点灯装置の動作を示している。
【００５４】実施形態１では、ランプ始動時において直
流電源１の電源電圧Ｅが一定レベルよりも低い場合、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧
Ｖth1に達するまでの間、スイッチング周波数ｆを低下
させるとともに、オンデューティＤＴを大きくすること
によって、出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めており、出
力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めることによって多段昇圧
回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速くしている。と
ころで、図７は多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３とＤＣ−
ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆとの関係を示
しており、コッククロフト・ウォルトン回路からなる多
段昇圧回路４はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフに応
じて昇圧動作を行っているので、スイッチング周波数ｆ
が高いほど昇圧動作が速やかに行われ、出力電圧Ｖ３が
高くなる傾向を有している。したがって、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めるために
スイッチング周波数ｆを低くした場合は多段昇圧回路４
の昇圧動作が遅くなるため、本実施形態ではＤＣ−ＤＣ
コンバータ２の出力電圧Ｖ２がある程度昇圧した時点
で、すなわち出力電圧Ｖ２が上記第１の閾値電圧Ｖth1
よりも低い第２の閾値電圧Ｖth2に達した時点で、スイ
ッチング周波数ｆをｆ１からｆ２に段階的に切り替えて
おり（ｆ１＜ｆ２）、スイッチング周波数ｆを高くする
ことによって多段昇圧回路４による昇圧動作を速め、そ
の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速めている。
流電源１の電源電圧Ｅが一定レベルよりも低い場合、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧
Ｖth1に達するまでの間、スイッチング周波数ｆを低下
させるとともに、オンデューティＤＴを大きくすること
によって、出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めており、出
力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めることによって多段昇圧
回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速くしている。と
ころで、図７は多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３とＤＣ−
ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆとの関係を示
しており、コッククロフト・ウォルトン回路からなる多
段昇圧回路４はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフに応
じて昇圧動作を行っているので、スイッチング周波数ｆ
が高いほど昇圧動作が速やかに行われ、出力電圧Ｖ３が
高くなる傾向を有している。したがって、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めるために
スイッチング周波数ｆを低くした場合は多段昇圧回路４
の昇圧動作が遅くなるため、本実施形態ではＤＣ−ＤＣ
コンバータ２の出力電圧Ｖ２がある程度昇圧した時点
で、すなわち出力電圧Ｖ２が上記第１の閾値電圧Ｖth1
よりも低い第２の閾値電圧Ｖth2に達した時点で、スイ
ッチング周波数ｆをｆ１からｆ２に段階的に切り替えて
おり（ｆ１＜ｆ２）、スイッチング周波数ｆを高くする
ことによって多段昇圧回路４による昇圧動作を速め、そ
の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速めている。
【００５５】このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1に達する時刻ｔ２よ
りも前の時刻ｔ１でスイッチング周波数ｆを高くしてい
るので、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３が高圧放電灯Ｌ
Ｐを始動させるのに必要な電圧Ｖ３ａ〜Ｖ３ｂに達する
時刻を、ｔ５からｔ４、ｔ７からｔ６にそれぞれ短縮す
ることができ、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上
がりを速めることによって、イグナイタ５が高電圧の始
動パルスを発生するまでの時間を短縮し、高圧放電灯Ｌ
Ｐの始動開始を早めることができる。
力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1に達する時刻ｔ２よ
りも前の時刻ｔ１でスイッチング周波数ｆを高くしてい
るので、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３が高圧放電灯Ｌ
Ｐを始動させるのに必要な電圧Ｖ３ａ〜Ｖ３ｂに達する
時刻を、ｔ５からｔ４、ｔ７からｔ６にそれぞれ短縮す
ることができ、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上
がりを速めることによって、イグナイタ５が高電圧の始
動パルスを発生するまでの時間を短縮し、高圧放電灯Ｌ
Ｐの始動開始を早めることができる。
【００５６】ところで、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達し
た時刻ｔ１において、スイッチング周波数ｆをｆ１から
ｆ２に段階的に切り替えているため、この時点でＤＣ−
ＤＣコンバータ２の出力電力が急激に低下するが、図８
（ｃ）に示すように時刻ｔ１以降にスイッチング周波数
ｆを徐々に高めるようにしても良い。ここで、図８
（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の時間
変化を示す波形図、図８（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧Ｖ２と多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３との
和の電圧の時間変化を示す波形図、図８（ｃ）はＤＣ−
ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆの時間変化を
示す波形図、図８（ｄ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電力の時間変化を示す波形図である。尚、同図中の破
線は実施形態１の放電灯点灯装置の動作を示し、実線は
本実施形態の放電灯点灯装置の動作を示している。
バータ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達し
た時刻ｔ１において、スイッチング周波数ｆをｆ１から
ｆ２に段階的に切り替えているため、この時点でＤＣ−
ＤＣコンバータ２の出力電力が急激に低下するが、図８
（ｃ）に示すように時刻ｔ１以降にスイッチング周波数
ｆを徐々に高めるようにしても良い。ここで、図８
（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の時間
変化を示す波形図、図８（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧Ｖ２と多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３との
和の電圧の時間変化を示す波形図、図８（ｃ）はＤＣ−
ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆの時間変化を
示す波形図、図８（ｄ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力電力の時間変化を示す波形図である。尚、同図中の破
線は実施形態１の放電灯点灯装置の動作を示し、実線は
本実施形態の放電灯点灯装置の動作を示している。
【００５７】このように、ランプ始動時において直流電
源１の電源電圧Ｅが低い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達するま
での間、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数
ｆを低い値ｆ１に設定して、出力電圧Ｖ２の立ち上がり
を速めるとともに、出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth
2に達した時刻ｔ１以降はスイッチング周波数ｆをｆ１
から徐々に高くしているので、スイッチング周波数ｆを
段階的に大きくした場合のように出力電力が急激に低下
することはなく、出力電力Ｖ２の立ち上がりが緩やかに
なることはなく、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３をＶ３
ａ又はＶ３ｂまで速やかに昇圧させることができる。
源１の電源電圧Ｅが低い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達するま
での間、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数
ｆを低い値ｆ１に設定して、出力電圧Ｖ２の立ち上がり
を速めるとともに、出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth
2に達した時刻ｔ１以降はスイッチング周波数ｆをｆ１
から徐々に高くしているので、スイッチング周波数ｆを
段階的に大きくした場合のように出力電力が急激に低下
することはなく、出力電力Ｖ２の立ち上がりが緩やかに
なることはなく、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３をＶ３
ａ又はＶ３ｂまで速やかに昇圧させることができる。
【００５８】ここで、制御回路８では、直流電源１の電
源電圧Ｅが変動する範囲内で、多段昇圧回路４の出力電
圧が所定電圧（Ｖ３ａ〜Ｖ３ｂ）まで昇圧するのに必要
な時間が、電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ
時間（所定時間）となるように、スイッチング素子Ｑ１
のオン・オフを制御しているので、高電圧の始動パルス
が発生するまでの時間を略一定にして、高圧放電灯ＬＰ
の点灯開始を略一定とすることができる。
源電圧Ｅが変動する範囲内で、多段昇圧回路４の出力電
圧が所定電圧（Ｖ３ａ〜Ｖ３ｂ）まで昇圧するのに必要
な時間が、電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ
時間（所定時間）となるように、スイッチング素子Ｑ１
のオン・オフを制御しているので、高電圧の始動パルス
が発生するまでの時間を略一定にして、高圧放電灯ＬＰ
の点灯開始を略一定とすることができる。
【００５９】尚、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ
２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2を超えた時点
以降に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数
ｆを変化させて、多段昇圧回路４の出力電圧の立ち上が
りを速めているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧
Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1を超えた時点以降に、ＤＣ
−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆを変化させ
て、多段昇圧回路４の出力電圧の立ち上がりを速めるよ
うにしても良いし、またスイッチング素子Ｑ１のオンデ
ューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速くし、それによ
って多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速め
るようにしても良い。
２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2を超えた時点
以降に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数
ｆを変化させて、多段昇圧回路４の出力電圧の立ち上が
りを速めているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧
Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1を超えた時点以降に、ＤＣ
−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆを変化させ
て、多段昇圧回路４の出力電圧の立ち上がりを速めるよ
うにしても良いし、またスイッチング素子Ｑ１のオンデ
ューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速くし、それによ
って多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速め
るようにしても良い。
【００６０】（実施形態５）本発明の実施形態５を図９
及び図１０を参照して説明する。従来例で説明した図１
１に示す放電灯点灯装置では、平滑コンデンサＣ１の両
端間に抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の直列回路を接続す
るとともに、抵抗Ｒ１と並列にダイオードＤ２を接続し
て充放電回路６を構成しており、ダイオードＤ２の向き
をコンデンサＣ２から放電電流が流れる向きに接続して
いるのに対して、本実施形態では図９に示すようにダイ
オードＤ２の向きをコンデンサＣ２に充電電流を流す向
きに接続してある。また、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の出力電圧を昇圧する多段昇圧回路４を無く
している。尚、充放電回路６および多段昇圧回路４以外
の構成は従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置
と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付
して、その説明を省略する。
及び図１０を参照して説明する。従来例で説明した図１
１に示す放電灯点灯装置では、平滑コンデンサＣ１の両
端間に抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の直列回路を接続す
るとともに、抵抗Ｒ１と並列にダイオードＤ２を接続し
て充放電回路６を構成しており、ダイオードＤ２の向き
をコンデンサＣ２から放電電流が流れる向きに接続して
いるのに対して、本実施形態では図９に示すようにダイ
オードＤ２の向きをコンデンサＣ２に充電電流を流す向
きに接続してある。また、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の出力電圧を昇圧する多段昇圧回路４を無く
している。尚、充放電回路６および多段昇圧回路４以外
の構成は従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置
と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付
して、その説明を省略する。
【００６１】また、図１０（ａ）は交流変換回路３の出
力波形を、図１０（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力波形をそれぞれ示し、図１０（ｂ）中のイは本実施形
態の放電灯点灯装置の波形図、同図中のロは従来の放電
灯点灯装置の波形図をそれぞれ示している。
力波形を、図１０（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出
力波形をそれぞれ示し、図１０（ｂ）中のイは本実施形
態の放電灯点灯装置の波形図、同図中のロは従来の放電
灯点灯装置の波形図をそれぞれ示している。
【００６２】上述のように、本実施形態では充放電回路
６の充電経路（すなわちコンデンサＣ２の充電経路）に
逆流防止用のダイオードＤ２のみを設けており、実施形
態１と同様、放電経路に設けた抵抗Ｒ１のインピーダン
スよりも充電経路のインピーダンスを小さくすることに
よって、充放電回路６の充電の時定数を、放電の時定数
よりも短くでき、通常点灯時に交流変換回路３の交番動
作によってＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に発生する過
渡的なリップルノイズを充放電回路６のコンデンサＣ２
で確実に平滑することにより、従来例の放電灯点灯装置
に比べてリップルノイズを低減でき、リップルノイズに
よる制御回路８の誤動作を防止することができる。
６の充電経路（すなわちコンデンサＣ２の充電経路）に
逆流防止用のダイオードＤ２のみを設けており、実施形
態１と同様、放電経路に設けた抵抗Ｒ１のインピーダン
スよりも充電経路のインピーダンスを小さくすることに
よって、充放電回路６の充電の時定数を、放電の時定数
よりも短くでき、通常点灯時に交流変換回路３の交番動
作によってＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に発生する過
渡的なリップルノイズを充放電回路６のコンデンサＣ２
で確実に平滑することにより、従来例の放電灯点灯装置
に比べてリップルノイズを低減でき、リップルノイズに
よる制御回路８の誤動作を防止することができる。
【００６３】
【発明の効果】上述のように、請求項１の発明は、直流
電源と、直流電源の電源電圧をスイッチング素子でスイ
ッチングすることによって、所望の電圧値の直流電圧に
変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯に供給す
る極性反転回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
昇圧した電圧を発生する昇圧回路と、昇圧回路から電源
供給され始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電
灯に印加するイグナイタと、直流電源の電源電圧および
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに応じて
ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフ
を制御する制御回路とを備え、高圧放電灯が消灯してい
る無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧が一定時間内に高圧放電灯を始動させるのに必要な第
１の閾値電圧まで昇圧するように制御回路がスイッチン
グ素子のオン・オフを制御することを特徴とし、無負荷
状態において、スイッチング素子のオン・オフを制御す
ることによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち
上がりを速めて、一定時間内に第１の閾値電圧まで昇圧
させており、出力電圧の立ち上がり特性を改善すること
ができるという効果がある。
電源と、直流電源の電源電圧をスイッチング素子でスイ
ッチングすることによって、所望の電圧値の直流電圧に
変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯に供給す
る極性反転回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
昇圧した電圧を発生する昇圧回路と、昇圧回路から電源
供給され始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電
灯に印加するイグナイタと、直流電源の電源電圧および
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに応じて
ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフ
を制御する制御回路とを備え、高圧放電灯が消灯してい
る無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧が一定時間内に高圧放電灯を始動させるのに必要な第
１の閾値電圧まで昇圧するように制御回路がスイッチン
グ素子のオン・オフを制御することを特徴とし、無負荷
状態において、スイッチング素子のオン・オフを制御す
ることによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち
上がりを速めて、一定時間内に第１の閾値電圧まで昇圧
させており、出力電圧の立ち上がり特性を改善すること
ができるという効果がある。
【００６４】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧する
のに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態
での時間と略同じ時間になるように、制御回路がスイッ
チング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請
求項１の発明と同様の効果を奏する。
て、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧する
のに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態
での時間と略同じ時間になるように、制御回路がスイッ
チング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請
求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６５】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、制御回路は、直流電源の電源電圧に応じてスイッチ
ング素子のオンデューティを変化させることを特徴と
し、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
て、制御回路は、直流電源の電源電圧に応じてスイッチ
ング素子のオンデューティを変化させることを特徴と
し、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６６】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧
を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の
閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降に、制御
回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオン
デューティの何れかを変化させることを特徴とし、請求
項１の発明と同様の効果を奏する。
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧
を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の
閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降に、制御
回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオン
デューティの何れかを変化させることを特徴とし、請求
項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６７】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧
を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の
閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降に、昇圧
回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能な
所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング素
子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを
変化させることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力電圧が第１の閾値電圧又は第２の閾値電圧まで立ち上
がった段階で、スイッチング素子のスイッチング周波数
又はオンデューティを変化させることによって、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めるととも
に、昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることがで
きるという効果がある。
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧
を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の
閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降に、昇圧
回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能な
所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング素
子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを
変化させることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力電圧が第１の閾値電圧又は第２の閾値電圧まで立ち上
がった段階で、スイッチング素子のスイッチング周波数
又はオンデューティを変化させることによって、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めるととも
に、昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることがで
きるという効果がある。
【００６８】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、昇圧回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素
子のオン・オフに応じて出力電圧が段階的に昇圧される
多段昇圧回路からなり、制御回路は、何れかの時点以降
にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くするこ
とことを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が
ある程度昇圧した状態で、スイッチング周波数を高める
ことによって、多段昇圧回路による昇圧動作を速めて、
多段昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることがで
きるという効果がある。
て、昇圧回路はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素
子のオン・オフに応じて出力電圧が段階的に昇圧される
多段昇圧回路からなり、制御回路は、何れかの時点以降
にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くするこ
とことを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が
ある程度昇圧した状態で、スイッチング周波数を高める
ことによって、多段昇圧回路による昇圧動作を速めて、
多段昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることがで
きるという効果がある。
【００６９】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子
のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴と
し、スイッチング周波数を高くするとＤＣ−ＤＣコンバ
ータのオン時間幅が短くなるから、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧が低下するが、スイッチング周波数を徐々
に高めているので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が
急激に低下するのを防止できるという効果がある。
て、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子
のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴と
し、スイッチング周波数を高くするとＤＣ−ＤＣコンバ
ータのオン時間幅が短くなるから、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧が低下するが、スイッチング周波数を徐々
に高めているので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が
急激に低下するのを防止できるという効果がある。
【００７０】請求項８の発明は、請求項５の発明におい
て、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、昇圧回路
の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間が、
直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と略同じ時
間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・
オフを制御することを特徴とし、請求項５の発明と同様
の効果を奏する。
て、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、昇圧回路
の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間が、
直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と略同じ時
間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・
オフを制御することを特徴とし、請求項５の発明と同様
の効果を奏する。
【００７１】請求項９の発明は、直流電源と、直流電源
の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすること
によって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交
番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路
と、始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に
印加するイグナイタと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッ
チング素子のオン・オフを制御する制御回路と、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力段に設けられた平滑用の第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサと並列に接続されてＤＣ
−ＤＣコンバータの出力により充電されると共に、始動
時に放電して第１のコンデンサと共に高圧放電灯に電流
を供給する充放電回路とを備え、充放電回路を、第１の
コンデンサと並列に接続された放電抵抗および第２のコ
ンデンサの直列回路と、放電抵抗の両端間に接続された
充電経路を構成するダイオードとで構成したことを特徴
とし、第２のコンデンサの充電経路のインピーダンスを
放電経路のインピーダンスに比べて小さくしているの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に発生したリップル
ノイズを第２のコンデンサで確実に平滑することがで
き、リップルノイズによる制御回路の誤動作を防止でき
るという効果がある。
の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすること
によって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交
番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路
と、始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に
印加するイグナイタと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッ
チング素子のオン・オフを制御する制御回路と、ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力段に設けられた平滑用の第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサと並列に接続されてＤＣ
−ＤＣコンバータの出力により充電されると共に、始動
時に放電して第１のコンデンサと共に高圧放電灯に電流
を供給する充放電回路とを備え、充放電回路を、第１の
コンデンサと並列に接続された放電抵抗および第２のコ
ンデンサの直列回路と、放電抵抗の両端間に接続された
充電経路を構成するダイオードとで構成したことを特徴
とし、第２のコンデンサの充電経路のインピーダンスを
放電経路のインピーダンスに比べて小さくしているの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力段に発生したリップル
ノイズを第２のコンデンサで確実に平滑することがで
き、リップルノイズによる制御回路の誤動作を防止でき
るという効果がある。
【００７２】請求項１０の発明は、請求項９の発明にお
いて、放電抵抗の両端間に、ダイオードを介して放電抵
抗よりもインピーダンスの小さい充電抵抗を接続したこ
とを特徴とし、請求項９の発明と同様、第２のコンデン
サの充電経路のインピーダンスを放電経路のインピーダ
ンスに比べて小さくしているので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力段に発生したリップルノイズを第２のコンデン
サで確実に平滑して、リップルノイズによる制御回路の
誤動作を防止できるという効果がある。
いて、放電抵抗の両端間に、ダイオードを介して放電抵
抗よりもインピーダンスの小さい充電抵抗を接続したこ
とを特徴とし、請求項９の発明と同様、第２のコンデン
サの充電経路のインピーダンスを放電経路のインピーダ
ンスに比べて小さくしているので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力段に発生したリップルノイズを第２のコンデン
サで確実に平滑して、リップルノイズによる制御回路の
誤動作を防止できるという効果がある。
【図１】実施形態１の放電灯点灯装置の回路ブロック図
である。
である。
【図２】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図で
ある。
ある。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は実施形態２の放電灯点灯装置
の動作を説明する説明図である。
の動作を説明する説明図である。
【図４】実施形態３の放電灯点灯装置の回路ブロック図
である。
である。
【図５】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図で
ある。
ある。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は実施形態４の放電灯点灯装置
の動作を説明する説明図である。
の動作を説明する説明図である。
【図７】同上を構成する多段昇圧回路の出力電圧とＤＣ
−ＤＣコンバータのスイッチング周波数との関係を示す
図である。
−ＤＣコンバータのスイッチング周波数との関係を示す
図である。
【図８】（ａ）〜（ｄ）は同上の別の放電灯点灯装置の
動作を説明する説明図である。
動作を説明する説明図である。
【図９】実施形態５の放電灯点灯装置の回路ブロック図
である。
である。
【図１０】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図
である。
である。
【図１１】従来の放電灯点灯装置の回路ブロック図であ
る。
る。
【図１２】従来のまた別の放電灯点灯装置の回路ブロッ
ク図である。
ク図である。
１ 直流電源
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３ 交流変換回路
４ 多段昇圧回路
５ イグナイタ
８ 制御回路
Ｅ 電源電圧
ＬＰ 高圧放電灯
Ｑ１ スイッチング素子
Ｖ２ 出力電圧
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 神原 隆
大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株
式会社内
(72)発明者 田中 寿文
大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株
式会社内
Ｆターム(参考） 3K072 AA11 AC01 AC11 AC19 BA03
BA05 BC05 DA00 DD06 DE02
DE05 FA05 GA03 GB18 HA04
HA10 HB03
3K083 AA01 AA42 AA50 BA04 BA25
BA31 BA33 BC19 BC42 BC43
BD03 BD04 BD13 BD16 BD18
BD22 BD25 CA32
Claims (10)
- 【請求項１】直流電源と、直流電源の電源電圧をスイッ
チング素子でスイッチングすることによって、所望の電
圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧に変換して高
圧放電灯に供給する極性反転回路と、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧を昇圧した電圧を発生する昇圧回路と、
昇圧回路から電源供給され始動時において高電圧の始動
パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタと、直流電源
の電源電圧およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出
力電流とに応じてＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング
素子のオン・オフを制御する制御回路とを備え、高圧放
電灯が消灯している無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力電圧が一定時間内に高圧放電灯を始動さ
せるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧するように制御
回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを
特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項２】直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで
昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も
高い状態での時間と略同じ時間になるように、制御回路
がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴
とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項３】制御回路は、直流電源の電源電圧に応じて
スイッチング素子のオンデューティを変化させることを
特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項４】ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の
閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低
い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降
に、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数
又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴と
する請求項１記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項５】ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の
閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低
い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点以降
に、昇圧回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始
動可能な所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッ
チング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの
何れかを変化させることを特徴とする請求項１記載の放
電灯点灯装置。 - 【請求項６】前記昇圧回路はＤＣ−ＤＣコンバータのス
イッチング素子のオン・オフに応じて出力電圧が段階的
に昇圧される多段昇圧回路からなり、制御回路は、前記
何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周
波数を高くすることことを特徴とする請求項５記載の放
電灯点灯装置。 - 【請求項７】制御回路は、前記何れかの時点以降にスイ
ッチング素子のスイッチング周波数を徐々に高くするこ
とを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項８】直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、
昇圧回路の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な
時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と
略同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子
のオン・オフを制御することを特徴とする請求項５記載
の放電灯点灯装置。 - 【請求項９】直流電源と、直流電源の電源電圧をスイッ
チング素子でスイッチングすることによって、所望の電
圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧に変換して高
圧放電灯に供給する極性反転回路と、始動時において高
電圧の始動パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタ
と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・
オフを制御する制御回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力段に設けられた平滑用の第１のコンデンサと、第１の
コンデンサと並列に接続されてＤＣ−ＤＣコンバータの
出力により充電されると共に、始動時に放電して第１の
コンデンサと共に高圧放電灯に電流を供給する充放電回
路とを備え、前記充放電回路を、第１のコンデンサと並
列に接続された放電抵抗および第２のコンデンサの直列
回路と、前記放電抵抗の両端間に接続された充電経路を
構成するダイオードとで構成したことを特徴とする放電
灯点灯装置。 - 【請求項１０】前記放電抵抗の両端間に、前記ダイオー
ドを介して前記放電抵抗よりもインピーダンスの小さい
充電抵抗を接続したことを特徴とする請求項９記載の放
電灯点灯装置。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP2001215721A JP4003418B2 (ja) | 2001-07-16 | 2001-07-16 | 放電灯点灯装置 |
| CNB028000501A CN100456906C (zh) | 2001-01-12 | 2002-01-10 | 放电灯用的镇流器和用dc-dc转换器操作放电灯的方法 |
| DE10290425T DE10290425B4 (de) | 2001-01-12 | 2002-01-10 | Vorschaltgerät für eine Entladungslampe |
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| US10/220,639 US6861812B2 (en) | 2001-01-12 | 2002-01-10 | Discharge lamp ballast with DC-DC converter |
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|---|---|---|---|
| JP2001215721A JP4003418B2 (ja) | 2001-07-16 | 2001-07-16 | 放電灯点灯装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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Cited By (5)
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|---|---|---|---|---|
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| JP2006221888A (ja) * | 2005-02-09 | 2006-08-24 | Ushio Inc | 放電ランプ点灯装置 |
| KR100698130B1 (ko) * | 2005-09-07 | 2007-03-26 | 엘지전자 주식회사 | 일정한 킥-오프 타임을 유지하는 액정 텔레비젼 및 그제어방법 |
| EP1858305A1 (de) | 2006-05-18 | 2007-11-21 | Hella KG Hueck & Co. | Schaltungsanordnung für einen Kraftfahrzeugscheinwerfer mit einer Gasentladungslampe |
| WO2008081633A1 (ja) * | 2007-01-05 | 2008-07-10 | Mitsubishi Electric Corporation | 放電灯点灯装置 |
-
2001
- 2001-07-16 JP JP2001215721A patent/JP4003418B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| WO2008081633A1 (ja) * | 2007-01-05 | 2008-07-10 | Mitsubishi Electric Corporation | 放電灯点灯装置 |
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| JP4003418B2 (ja) | 2007-11-07 |
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