JP3279202B2

JP3279202B2 - 放電灯点灯回路

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Publication number: JP3279202B2
Application number: JP30730896A
Authority: JP
Inventors: 力天野
Original assignee: Onkyo Corp
Current assignee: Onkyo Corp
Priority date: 1996-10-31
Filing date: 1996-10-31
Publication date: 2002-04-30
Anticipated expiration: 2016-10-31
Also published as: JPH10134983A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、放電灯の点灯回
路の構造に関し、特に高圧放電灯の点灯性を改善し、高
圧放電灯の点灯起動を確実にすると共に、正規の光束の
値に収束させる迄に必要とする時間を短縮させる事を可
能とする、放電灯点灯回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、高圧放電灯は、点灯前後の内部
抵抗が大きく変化するので、スタート時に放電を開始
し、その後放電灯の破壊を防いで安定した点灯状態とす
るために、放電灯に流れる負荷電流を制御する機能を持
った点灯回路を使用する。このような点灯回路の一例と
して図１６に示す回路は、２１はＤＣ電源、２２はフォ
アワード・コンバータで前記ＤＣ電源２１の電圧を高圧
の出力電圧に変換すると共に、内蔵しているスイッチン
グ素子２２１に印加する駆動パルスのデューティ比（以
下Ｄ又はＤ’と略称する）を変化させて、出力電圧を制
御する機能を有する。次に当該フォアワード・コンバー
タ２２の出力端の電圧を検出する電圧検出回路２３が設
けられ、負荷に流入する電流を検出するための、抵抗Ｒ
２４からなる負荷電流検出回路２４を介して、ＤＣ−Ａ
Ｃコンバータ２５１とイグナイタ回路２５２からなる負
荷電流供給回路２５に接続されいる。又、前記負荷電流
検出回路２４の出力側電圧を検出して、前記Dを設定す
るパルス幅制御回路２７と、当該パルス幅制御回路２７
から出力されたパルスを増幅して前記スイッチング素子
221に印加して駆動するゲート駆動回路２８とが設けら
れている。放電灯２６は前記負荷電流供給回路２５の出
力に接続される。

【０００３】上記従来例の点灯回路の動作を簡単に説明
すると、同図に於いて、フォアワード・コンバータ２２
の入力電圧をVin、フォアワード・コンバータ２２のト
ランス222の２次側電圧をVout、フォアワード・コンバ
ータ２２の出力端の電圧をVdc、負荷電流検出回路２４
に発生する電圧をVR24、負荷電流供給回路２５にかかる
電圧をVRL、放電灯２６にかかる電圧をVL、放電灯２６
が接続された放電灯起動回路２５の入力部から見た等価
抵抗をRL、とすると、 VRL=Viｎ・N2/N１・D-VR24……………(1) 但しVout=Vin(N2/N1) IL=Vdc/(RL+R24)……………………(2) 但しILはRLに流れる電流である。式(1)と式(2)から、 VRL=Vout・D ・(1-R24/(RL+R24))…(3) D=ax+b………………………………(4) 但しa,bは前記パルス幅制御回路２７により決定される定数で、xはVR24に比例する変数
である。

【０００４】上記式（４）で表されるＤ（ａｘ＋ｂ）は
変数ｘに対し図１７のように変化し、ｘ＝０即ちＶＲ２
４＝０のときでも、トランス２２２の磁気飽和による悪
影響を避けるため最大値０．５に設定される。回路の電
源をＯＮしてからの時間をｔとし、放電灯２６にかかる
管電圧ＶＬの変化を示すと図２０のごとくなり、ｔ＝０
から点灯開始Ｔｓまでは内部抵抗は無限大に近いが、放
電が開始されると内部抵抗は低くなり、管電圧は最も低
い。点灯開始Ｔｓから定常状態となるｔｆまでは次第に
内部抵抗が増加して管電圧も上昇し、明るさが増大し
て、ｔｆで定常状態の明るさとなり（フル点灯状態）、
以降はこの定常状態の明るさを保持する。明るさ即ち放
電灯の定格出力ＷＲＬを縦軸に、負荷電流供給回路２５
の入力部の等価抵抗ＲＬを横軸として、この状態を図２
０の状態と対応させてグラフに表すと図１９のようにな
る。又、負荷電流検出回路２４に発生する電圧ＶＲ２４
と負荷電流供給回路２５の入力部の等価抵抗ＲＬとの変
化の状態は、負荷電流検出回路２４に発生する電圧ＶＲ
２４は負荷電流供給回路２５の入力部の等価抵抗ＲＬの
値にほぼ反比例するので、図１８に示す様になる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の点灯回
路は、点灯を開始する時刻Tsの直後、管電圧が低いため
に放電灯２６に与えられる電力が低く、確実に点灯でき
ないことがあるという問題があり、又、点灯開始時刻Ts
から定常状態、即ちフル点灯状態に到達する時刻tfに至
るまでの放電灯２６に与えられる電力が低いため、放電
が開始されてから定常状態に達するまでかなり長時間を
要するという、解決しなければならない課題を有してい
た。

【０００６】そこで、本発明は、上記した従来の問題点
を解消するために、放電開始直後からフル点灯状態に至
るまで、放電灯に与える電力を高くすることで、点灯開
始を確実とし、且つフル点灯状態になるまでの時間を短
縮することを可能とする、放電灯点灯回路を提供する事
を目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】該目的を達成するための
本発明にいう放電灯点灯回路を、実施例の説明に於いて
使用する符号を用いて説明すると、第１発明は、内蔵す
るスイッチング素子21に印加する駆動用パルスのデュー
ティー比を変化させて出力電圧を制御するフォアワード
・コンバータ２と、当該フォアワード・コンバータ２の
出力端の電圧を検出し且つ放電灯が点灯したときの電圧
を基準として比較電圧E1が設定されている電圧検出設定
回路３と、DC−ACコンバータ51とイグナイタ回路52とか
らなる負荷電流供給回路５と前記フォアワード・コンバ
ータ２との間に挿入接続されて負荷に流入する電流を検
出する負荷電流検出回路４と、時定数を持った遅延回路
71を有し且つ前記フォアワード・コンバータ２の出力電
圧が前記電圧検出設定回路３に設定されている比較電圧
E1よりも高い時は当該遅延回路71を前記負荷電流検出回
路４に並列に接続せしめると共に、前記出力電圧が前記
比較電圧E1よりも低い時は遅延回路71を解放する比較回
路７と、当該比較回路７の出力を受けて、起動直後の放
電灯６に流れる負荷電流を大きく保持せしめるように前
記スイッチング素子21に印加する駆動用パルスのデュー
ティー比を制御するパルス幅制御回路８とからなる。

【０００８】又、第２発明は、内蔵するスイッチング素
子21に印加する駆動用パルスのデューティー比を変化さ
せて出力電圧を制御するフォアワード・コンバータ２
と、当該フォアワード・コンバータ２の出力端の電圧を
検出し且つ放電灯が点灯したときの電圧を基準として比
較電圧E1が設定されている電圧検出設定回路３、及び前
記前記放電灯が点灯したときの電圧より低い比較電圧E2
が設定されている電圧検出設定回路３´と、DC−ACコン
バータ51とイグナイタ回路52とからなる負荷電流供給回
路５と前記フォアワード・コンバータ２との間に挿入接
続されて負荷に流入する電流を検出する負荷電流検出回
路４と、時定数を持った遅延回路71を有し且つ前記フォ
アワード・コンバータ２の出力電圧が前記電圧検出設定
回路３に設定されている比較電圧E1よりも高い時は当該
遅延回路71を前記負荷電流検出回路４に並列に接続せし
めると共に、前記出力電圧が前記比較電圧E1よりも低い
時は遅延回路71を解放する比較回路７と、同じく抵抗回
路72を有し且つ前記電圧検出設定回路３´に設定されて
いる比較電圧E2が前記フォアワード・コンバータ２の出
力電圧よりも低い時は当該抵抗回路72を前記負荷電流検
出回路４に並列に接続せしめると共に、前記比較電圧E2
が出力電圧よりも高い時は抵抗回路72を解放する比較回
路７´と、当該比較回路７，比較回路７´の出力を受け
て、放電灯の起動直後から定常状態に達するまでの間
の、放電灯６に流れる電流を大きく保持せしめるように
前記スイッチング素子21に印加する駆動用パルスのデュ
ーティー比を制御するパルス幅制御回路８とからなる。

【０００９】

【発明の実施の形態】このような構成とした放電灯点灯
回路を実施するに当たっては、第１発明の基本構造を示
す図１、第２発明の基本構造を示す図３に於いて、フォ
アワード・コンバータ２は、トランス22の１次巻線に直
列にスイッチング素子21としてFETが接続され、２次巻
線に整流用ダイオード23と平滑用のチョークコイル24及
びコンデンサ25とが接続された、従来から使用されてい
る方式のDC-DCコンバータである。負荷電流供給回路５
のDC-AC コンバータ51、イグナイタ回路52も共に従来か
ら使用されている方式のものを使用することができる。

【００１０】図１の第１発明に於いて、電圧検出設定回
路３は、フォアワード・コンバータ２の出力部に接続さ
れた、直列抵抗R1,R2からなり、比較電圧E1は夫々直列
に接続された２個の抵抗により出力電圧(=VDC)が分圧さ
れて、当該各抵抗の接続点から得られる。電圧検出設定
回路３の比較電圧E1は、放電灯６が通常の状態で点灯し
たときの、点灯直後の管電圧を基準として設定される。

【００１１】負荷電流検出回路４は前記電圧検出設定回
路３と、前記負荷電流供給回路５との間に、単に直列に
抵抗R5を挿入する事で得られる。負荷電流供給回路５を
介して放電灯６に負荷電流が流れる時に生じる電圧降下
分を抵抗R5の出力端から検出し、後述する比較回路７に
入力される。

【００１２】比較回路７は、前記負荷電流検出回路４の
出力端に接続された、抵抗R6とコンデンサC1と、ベース
回路に抵抗R8とコンデンサC2が接続されているスイッチ
ング用のトランジスタQ1とが直列に接続された時定数回
路71からなり、前記負荷電流検出回路４の出力電圧をコ
レクタに加えると共に、前記電圧検出設定回路３の比較
電圧E1をベースに加える事で、両電圧のレベル差によっ
てトランジスタQ1がON-OFFされるようになっている。

【００１３】パルス幅制御回路８は、前記比較回路７の
出力電圧を受けて前記フォアワードコンバータ２のスイ
ッチング素子21に印加する駆動用パルスの発生とデュー
ティー比Dの制御とを行う機能を有し、ゲート駆動回路
９と共に従来のパルス幅制御回路２６と及びゲート駆動
回路２７と同一の回路を使用することができる。

【００１４】図３に基本構成を示す第２発明は、第１発
明に於ける効果を更に拡張するために上記第１発明の構
成に加えて電圧検出設定回路３’と比較回路７’とが追
加接続された構成となっている。当該電圧検出設定回路
３’はフォアワード・コンバータ２の出力部に接続され
た直列抵抗Ｒ３，Ｒ４からなり、比較電圧Ｅ２は夫々直
列に接続された２個の抵抗により出力電圧（＝ＶＤＣ）
が分圧されて、当該各抵抗の接続点から得られる。電圧
検出設定回路３’の比較電圧Ｅ２は、前記放電灯６が定
常状態で点灯しているときの管電圧よりも低く設定され
る。

【００１５】又、比較回路７’は、前記負荷電流検出回
路４の出力端に接続された、抵抗Ｒ７とスイッチング用
のトランジスタＱ２とが直列に接続された抵抗回路７２
からなり、前記負荷電流検出回路４の出力電圧をエミッ
タに加えると共に、前記電圧検出設定回路３’の比較電
圧Ｅ２をベースに加えることで、両電圧のレベル差によ
ってトランジスタＱ２がＯＮ−ＯＦＦされるようになっ
ている。尚、負荷電流検出回路４の機能は第１発明と同
じである。

【００１６】本発明の上記実施態様について、第１発明
を示す図１の基本構成図、及び電圧検出設定回路３及び
負荷電流検出回路４並びに比較回路７からなる主要部分
を示す図２、更に主要部分の各電圧、電流の関係を説明
する図５〜図８を基に、その動作、機能を説明する。ト
ランジスタQ1がOFFするときの電圧値をVTR(OFF)(=Vmi
n)、遅延回路71のコンデンサC2に発生する電圧値をVC
2、パルス幅制御回路８の遅延回路81に発生する電圧値
をVC1、点灯直後の放電灯負荷電圧（フォアワードコン
バータ２の出力電圧Vdc)をVmin、放電灯負荷RLに流れる
負荷電流をIL、として夫々を表現する。

【００１７】放電灯６が点灯するまでの間、VC2の電圧
値は比較電圧E1より高く、トランジスタQ1はONの状態で
ある。点灯直後、放電灯負荷電圧VDC が低下すると共
に、図６の様に点灯開始時刻Tsに於てコンデンサC2は放
電を開始し、電圧値VC2が前記VTR(OFF)になるTs'までの
間トランジスタQ1はONの状態となっている。そのため、
点灯直後に抵抗R5に発生した電圧は抵抗R6とコンデンサ
C1とからなる遅延回路がTsからTs'までの間動作する事
になり、すぐには上昇せず、図７の様になる。

【００１８】デューティー比と前記電圧値ＶＣ１との関
係は、従来例の部分で説明した前記図７で表されるの
で、本発明のデューティ比をＤ’とすれば、Ｄ’の時間
的変化は、ＴｓからＴｓ’までの間は図８の様に緩やか
に小となり、点灯直後、放電灯負荷電圧Ｖｄｃはすぐに
Ｖｍｉｎにはならず緩やかにＶｍｉｎに移行し、ＶＤＣ
の時間的変化は、図５のようになる。その結果、従来例
に比べて本発明の実施態様では点灯直後にかけられる電
圧値が上昇し、放電灯６に与えられる電力が大幅に増加
するため、放電灯６を確実に点灯させることができるよ
うになる。尚、点灯後時刻がＴｓ’になると放電灯負荷
電圧ＶＤＣはＶｍｉｎ、即ち前記比較電圧Ｅ１に等しく
なるためトランジスタＱ１はＯＦＦとなり、放電灯に供
給する電力を増大させる作用は停止する。

【００１９】次に、第２発明を示す図３の基本構成図、
及び電圧検出設定回路３´及び負荷電流検出回路４並び
に比較回路７´からなる主要部分を示す図４、更に主要
部分の各電圧、電流の関係を第１発明と共通する図９〜
図１２を基に、その動作、機能を説明する。トランジス
タQ2がONとなる時のVDC の電圧値をVDC(set)とし、負荷
電流検出回路４の抵抗R5に発生する電圧をVR5 とする。
又、例えば抵抗R7と抵抗R5のごとく２個の抵抗が並列に
接続された合成抵抗をVR5//R7 の様に表現すると、トラ
ンジスタQ2がONとなる条件は、 VDC(set)・R4/(R3+R4)<(VDC/(R5+RL))・R5-IR7・R7-0.6……(4) 又、トランジスタQ2がOFFの時のVDC(OFF)は、前述の(3)
式と同じであり、 VDC(OFF)=Vout・D(1-R5/(RL+R5)) ………………………(3') 更に又、トランジスタQ2がONの時のVDC(ON)は、 VDC(ON)=Vout・D'(1-(R5//R7)/(RL+(R5//R7)) ………………(5)

【００２０】この時のパルス幅制御回路８の制御用パル
スのデューティー比D'は、図９に示すように、D'=a'x+
b'で表され、トランジスタQ2がOFFの時、VR5=IL・R5で
あったのに対し、トランジスタQ2がONの時は、抵抗R7が
抵抗R5に並列接続されることになるので、ＶR5//Ｒ7=IL
・R5・R7/(R5+R7)となり、負荷電流検出回路４のパルス
幅制御回路８に入力される制御電圧の変化分が小さくな
るため、負荷が小さくなってもパルス幅は狭くなりにく
くなる。即ち従来例のD=ax+bと比較してa'<aが成り立
つ。そしてパルス幅制御回路８に於て、デューティー比
Dが0.5以下になるVR5の電圧設定値は常に一定のため、
b'>bとなる。放電灯負荷RLとその入力端部の電圧VRLと
の関係を図１０に示す。

【００２１】同じ様に、放電灯負荷RLとその入力電力WR
Lとの関係を図１１に示す。図のように点灯直後のRLが
小さい時に流入する電力が、Ａの点よりＣの点に増加
し、以降正規の点灯状態に至るまで、従来例よりも大き
な電力が放電灯に供給されるため、この第２発明に於い
ては、正規の状態に至るまでの時間をTfとするとTs'と
の差分だけ大幅に短縮する事ができると共に、第１発明
に於ける、点灯直後に放電灯６に与えられる電力の大幅
な増加による、放電灯６を確実に点灯させることができ
る効果をも有していることになる。しかもこの効果を、
少ない部品数の追加で容易に実現できる特徴を有する。
尚、放電灯の発光光度と時間経過との関係を図１２に示
す。

【００２２】

【実施例】図１３は本第１発明に属する第１実施例の回
路構成を示し、図１４は第２発明に属する第２実施例の
回路構成を示し、又、図１５は第２発明に於いて、前記
第２実施例よりも回路を簡素化した第３実施例の回路構
成を示す。各図面は、夫々図１、図３の基本回路を具体
的に実施するためのものである。従来例と同じ部分は詳
細構造は省略して、本発明に固有の部分だけを詳細に開
示した回路図面となっている。

【００２３】第１実施例、第２実施例とも、部品等は従
来と同じのものを、従来同等に組み上げることにより容
易に製品化することができる。又、放電灯６は、この両
実施例では通常多用されているメタルハライドランプを
使用している。

【００２４】第１実施例を示す図１３、第２実施例を示
す図１４に於いて、フォアワード・コンバーター２の出
力電圧Vdcは、点灯開始前は放電灯点灯回路の負荷が無
負荷となるため、トランス22の１次と２次との巻線比を
N2／N1とすれば、Vin・N2／N1＝Voutに等しく、２９０
Ｖである。又、前記メタルハライドランプ（放電灯６）
が点灯したときの、定常状態での管電圧は８５Ｖであ
る。

【００２５】第１実施例を示す図１３に於いて、前記電
圧検出設定回路３の比較電圧E1は１８０Ｖに設定され、
前記Vdcが１８０Ｖより低いときは点灯状態、高いとき
は消灯状態と判定している。従って、放電灯６の点灯前
から、点灯直後に時間の経過に伴って負荷電流が増加
し、負荷電流検出回路４の出力電圧が１８０Ｖより低く
なるまで電圧検出設定回路３は動作し、点灯直後の負荷
電流を増大させることになる。負荷電流検出回路４の出
力電圧が１８０Ｖとなるような負荷電流値となると、電
圧検出設定回路３の動作は停止する。尚、比較回路７の
トランジスタＱ１は、上記比較電圧E1が１６Ｖになると
導通状態となる。

【００２６】又、第２実施例を示す図１４に於いて、前
述の第１実施例と共通する電圧検出設定回路３に関与す
る部分の説明は省略し、電圧検出設定回路３´について
説明する。当該電圧検出設定回路３´の比較電圧E2は定
常状態の点灯時の管電圧より低い６０Ｖに設定され、負
荷電流値が低くて、負荷電流検出回路４の出力電圧が６
０Ｖより低いときは電圧検出設定回路３´が動作し、負
荷電流を増大させるように作用する。負荷電流検出回路
４の出力電圧が６０Ｖを越えるような負荷電流値となる
と、電圧検出設定回路３´の動作は停止し、点灯回路は
従来例と同一の動作状態となる。尚、比較回路７´トラ
ンジスタＱ２は、上記比較電圧E2が０ＶＫ時に導通状態
となる。

【００２７】本発明を効果的に実施するについては、第
２発明に於いては、比較回路７による負荷電流低下を遅
延させる作用と、それに続く比較回路７´による負荷電
流増大作用に移行するとき、移行時に不連続にならない
ようにする必要がある。そのためには比較回路７´のス
イッチング素子、即ちトランジスタQ2を緩やかにON/OFF
させる必要がある。そこで参考までに、図１４には主要
部である電圧検出設定回路３，３´、負荷電流検出装置
４及び比較回路７，７´には具体的な回路定数を示すと
共に、主要部の電圧値をも記載した。

【００２８】図１５は第３実施例であって、電圧検出設
定回路３´を電圧検出設定回路３と共用した事例であ
る。この第３実施例は、第２実施例と同じ機能を有しな
がら回路構成が簡素化されているのが特徴である。尚、
本実施例を始め、前述した第１実施例、第２実施例とも
回路図には具体的な数値を記載したが、唯、この様な数
値は、放電灯の種類や設計条件等に対応して随時変更し
得べきもので、実施状態としては図１３、図１４、図１
５に記載された構造に限定されないことは言うまでもな
い。

【００２９】以上本発明の代表的と思われる実施例につ
いて説明したが、本発明は必ずしもこれらの実施例の構
造のみに限定されるものではなく、本発明にいう前記の
構成要件を備え、本発明にいう目的を達成し、以下にい
う効果を有する範囲内において適宜改変して実施するこ
とができるものである。

【００３０】

【発明の効果】本発明にいう放電灯点灯回路は、電圧検
出設定回路、及び負荷電流検出装置並びに比較回路の作
用によって、点灯直後の放電灯へ流れる負荷電流の低下
を防ぎ、放電灯の起動時の安定性を確保する。

【００３１】とくに第２発明では、併設した２種類の電
圧検出設定回路、及び負荷電流検出装置並びに同じく２
種類の比較回路の作用によって、点灯直後の放電灯へ流
れる負荷電流の低下を防いで放電灯の起動時の安定性を
確保すると共に、定常的な点灯状態に達するまでの負荷
電流値を高く保持することによって、定常状態に達する
までの時間を短縮し、結果として確実に点灯し、安定
で、早急にフル点灯状態となるという実用上有益な効果
が得られるに至ったのである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本第１発明の放電灯点灯回路の構成を示す回路
図である。

【図２】図１の回路の作用を説明する要部説明図であ
る。

【図３】本第２発明の放電灯点灯回路の構成を示す回路
図である。

【図４】図３の回路の作用を説明する要部説明図であ
る。

【図５】図１の回路の作用を説明するための、時間ｔに
対するVDCの変化のグラフである。

【図６】同、時間ｔに対するVC2の変化のグラフであ
る。

【図７】同、時間ｔに対するVC1の変化のグラフであ
る。

【図８】同、時間ｔに対するデューティー比D'の変化の
グラフである。

【図９】同、負荷電流等価量に対するD'の変化のグラフ
である。

【図１０】同、等価負荷抵抗RLに対するVRLの変化のグ
ラフである。

【図１１】同、等価負荷抵抗RLに対するWRLの変化のグ
ラフである。

【図１２】同、時間に対する放電灯の光量LVの変化のグ
ラフである。

【図１３】第１発明に属する第１実施例の回路図であ
る。

【図１４】第２発明に属する第２実施例の回路図であ
る。

【図１５】第２発明に属する第３実施例の回路図であ
る。

【図１６】従来例の回路図である。

【図１７】従来例に於ける負荷電流等価量に対するDの
変化のグラフである。

【図１８】同、等価負荷抵抗RLに対するVRLの変化のグ
ラフである。

【図１９】同、等価負荷抵抗RLに対するWRLの変化のグ
ラフである。

【図２０】同、時間に対する放電灯にかかる電圧VLの変
化のグラフである。

【符号の説明】

１直流電源２フォアワード・コンバーター３電圧検出設定回路３´ 電圧検出設定回路４負荷電流検出回路５負荷電流供給回路６放電灯７比較回路７´ 比較回路８パルス幅制御回路９駆動回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】内蔵するスイッチング素子(21)に印加す
る駆動用パルスのデューティー比を変化させて出力電圧
を制御するフォアワード・コンバータ(2)と、当該フォ
アワード・コンバータ(2)の出力端の電圧を検出し且つ
放電灯が点灯したときの電圧を基準として比較電圧E1が
設定されている電圧検出設定回路(3)と、DC−ACコンバ
ータ(51)とイグナイタ回路(52)とからなる負荷電流供給
回路(5)と前記フォアワード・コンバータ(2)との間に挿
入接続されて負荷に流入する電流を検出する負荷電流検
出回路(4)と、時定数を持った遅延回路(71)を有し且つ
前記フォアワード・コンバータ(2)の出力電圧が前記電
圧検出設定回路(3)に設定されている比較電圧E1よりも
高い時は当該遅延回路(71)を前記負荷電流検出回路(4)
に並列に接続せしめると共に、前記出力電圧が前記比較
電圧E1よりも低い時は遅延回路(71)を解放する比較回路
(7)と、当該比較回路(7)の出力を受けて、起動直後の放
電灯(6)に流れる負荷電流を大きく保持せしめるように
前記スイッチング素子(21)に印加する駆動用パルスのデ
ューティー比を制御するパルス幅制御回路(8)とからな
る放電灯点灯回路。
【請求項２】内蔵するスイッチング素子(21)に印加す
る駆動用パルスのデューティー比を変化させて出力電圧
を制御するフォアワード・コンバータ(2)と、当該フォ
アワード・コンバータ(2)の出力端の電圧を検出し且つ
放電灯が点灯したときの電圧を基準として比較電圧E1が
設定されている電圧検出設定回路(3)、及び前記放電灯
が点灯したときの電圧より低い比較電圧E2が設定されて
いる電圧検出設定回路(3´)と、DC−ACコンバータ(51)
とイグナイタ回路(52)とからなる負荷電流供給回路(5)
と前記フォアワード・コンバータ(2)との間に挿入接続
されて負荷に流入する電流を検出する負荷電流検出回路
(4)と、時定数を持った遅延回路(71)を有し且つ前記フ
ォアワード・コンバータ(2)の出力電圧が前記電圧検出
設定回路(3)に設定されている比較電圧E1よりも高い時
は当該遅延回路(71)を前記負荷電流検出回路(4)に並列
に接続せしめると共に、前記出力電圧が前記比較電圧E1
よりも低い時は遅延回路(71)を解放する比較回路(7)
と、同じく抵抗回路(72)を有し且つ前記電圧検出設定回
路(3´)に設定されている比較電圧E2が前記フォアワー
ド・コンバータ(2)の出力電圧よりも低い時は当該抵抗
回路(72)を前記負荷電流検出回路(4)に並列に接続せし
めると共に、前記比較電圧E2が出力電圧よりも高い時は
抵抗回路(72)を解放する比較回路(7´)と、当該比較回
路(7)，比較回路(7´)の出力を受けて、放電灯の起動直
後から定常状態に達するまでの間の、放電灯(6)に流れ
る電流を大きく保持せしめるように前記スイッチング素
子(21)に印加する駆動用パルスのデューティー比を制御
するパルス幅制御回路(8)とからなる放電灯点灯回路。