JP4003418B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば自動車のヘッドランプに用いる高圧放電灯を負荷とする放電灯点灯装置が提供されている。この種の放電灯点灯装置は、例えば図１１に示す構成を有する。
【０００３】
図示する放電灯点灯装置は、バッテリのような電源電圧が変動する直流電源１と、直流電源１の電圧を高圧放電灯ＬＰが点灯可能になる電圧まで昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力される直流電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯ＬＰに印加するフルブリッジ形のインバータ回路からなる交流変換回路３と、高圧放電灯ＬＰを始動させるためにＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧した高電圧を発生する多段昇圧回路４と、高圧放電灯ＬＰに消灯時に多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３をさらに昇圧した高電圧の始動パルスを発生するイグナイタ５と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２および交流変換回路３の動作を制御する制御回路８と、制御回路８から入力されたドライブ信号に基づいて交流変換回路３を構成する４個のスイッチング素子（図示せず）を駆動するドライブ回路７とを備える。ここに、高圧放電灯ＬＰと交流変換回路３と多段昇圧回路４とイグナイタ５とが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２に対する負荷回路として機能する。
【０００４】
直流電源１の両端間には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成するトランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。トランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間には、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列回路が接続される。ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１からコンデンサＣ１への充電電流を阻止する極性に接続される。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に電磁エネルギを蓄積し、この電磁エネルギをスイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１から放出し、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に充電電流を流すのである。したがって、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１との接続点がコンデンサＣ１の低電位側になり、図示例ではコンデンサＣ１の高電位側をフレームグランド（回路グランド）に接続して基準電位としている。つまり、直流電源１の負極とＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の高電位側とが同電位になり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２は基準電位に対して負極性になる。
【０００５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２は、充放電回路６を通して交流変換回路３に入力される。交流変換回路３は例えばＭＯＳＦＥＴのような４個のスイッチング素子を備え、２個ずつのスイッチング素子の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形でブリッジ接続されており、各アームにおける２個のスイッチング素子の接続点を出力端とし、出力端間にイグナイタ５を介して高圧放電灯ＬＰを接続してある。４個のスイッチング素子のオン・オフは、一方のアームの高電位側のスイッチング素子のオン・オフと、他方のアームの低電位側のスイッチング素子のオン・オフとが一致するように制御回路８によって制御され、高圧放電灯ＬＰに対して矩形波の交番電圧が印加されるようになっている。なお、交流変換回路３を構成するスイッチング素子のオン・オフは比較的低周波（例えば数十〜数百Ｈｚ）で行われる。
【０００６】
多段昇圧回路４は所謂コッククロフト・ウォルトン回路により構成され、従来周知の回路構成を有しているのでその説明は省略する。そして、多段昇圧回路４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフに応じて昇圧動作を行い、出力電圧が段階的に昇圧するようになっている。
【０００７】
充放電回路６は、コンデンサＣ１の両端間に、コンデンサＣ２とコンデンサＣ２の充電経路を構成する抵抗Ｒ１とを直列接続するとともに、抵抗Ｒ１と並列に放電経路を構成するダイオードＤ２を接続して構成される。したがって、平滑用のコンデンサＣ１から抵抗Ｒ１を通してコンデンサＣ２が充電される。充放電回路６は高圧放電灯ＬＰの始動時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２とともに高圧放電灯ＬＰに電流を供給することによって、高圧放電灯ＬＰを速やかに点灯させるものである。
【０００８】
消灯状態の高圧放電灯ＬＰを始動させるには、高圧放電灯ＬＰに高電圧の始動パルスを印加して、絶縁破壊を起こさせる必要があるから、始動パルスを高圧放電灯ＬＰに印加させるためのイグナイタ５が設けられている。イグナイタ５は従来周知の回路構成を有しており、多段昇圧回路４の出力端子間にコンデンサ及び抵抗の並列回路を接続し、このコンデンサの両端間にパルストランスの一次巻線とスパークギャップとを接続するとともに、パルストランスの二次巻線の両端間に高圧放電灯ＬＰを接続して構成される。而して、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３によりコンデンサが充電されて、コンデンサの両端電圧がスパークギャップのしきい値電圧に達すると、スパークギャップが導通してパルストランスの一次巻線に電流が流れる。そして、パルストランスの一次巻線に印加された電圧を昇圧した電圧が二次巻線に誘起されて、高電圧の始動パルスが高圧放電灯ＬＰに印加され、高圧放電灯ＬＰで絶縁破壊が発生し、高圧放電灯ＬＰが始動する。尚、イグナイタ５は、高圧放電灯ＬＰが点灯した後は、高電圧の始動パルスの発生を停止させるように構成されている。
【０００９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成するスイッチング素子Ｑ１のオン・オフは制御回路８が高周波（数十ｋ〜数百ｋＨｚ）で制御しており、制御回路８ではスイッチング素子Ｑ１のオン・オフの周波数やデューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を制御し、高圧放電灯ＬＰに供給する電力を制御している。制御回路８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２および出力電流を検出する検出部９と、指令値作成部１０と、比較部１１と、発振回路部１２と、過電圧検出回路１３とを備えている。
【００１０】
検出部９は、コンデンサＣ１の両端電圧（すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２）に比例した電圧を発生するアンプＡ１と、コンデンサＣ１の一端と後段の回路との間に挿入したカレントトランス或いは検出抵抗からなる電流センサ２０の出力（すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流）に比例した電圧を発生するアンプＡ２と、アンプＡ１，Ａ２の出力を所定の周期でサンプリングして、サンプリング期間が経過するまでの間その出力を保持するサンプルホールド回路ＳＨ１，ＳＨ２とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２および出力電流を検出する。なお、点灯状態において交流変換回路３が数百Ｈｚの周期で交番しているため、交番のタイミングによってはＤＣ−ＤＣコンバータ２と負荷回路との間がオープン状態となるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は動作し続けるため、その出力電圧Ｖ２および出力電流が過渡的に変化する。したがって、検出部９では、出力電圧Ｖ２および出力電流の検出のタイミングを交流変換回路３のドライブ信号と同期させており、過渡的に変化する状態で出力電圧Ｖ２および出力電流を検出しないようになっている。
【００１１】
指令値作成部１０は、出力電力の指令値を作成する電力指令値演算部１４と、電力指令値演算部１４から入力された出力電力の指令値と検出部９から入力された出力電圧の検出値とから電流指令値を演算により求める電流指令値演算部１５と、電流指令値演算部１５から入力された電流指令値と検出部９から入力された出力電流の検出値とを比較することによりＤＣ−ＤＣコンバータ２の一次電流指令値を作成する誤差増幅部１６とで構成される。
【００１２】
比較部１１は、スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されたカレントトランス或いは検出抵抗からなる電流センサ２１の出力から求めた一次電流の検出値と、指令値作成部１０から入力された一次電流指令値とを比較するコンパレータＣＰ１により構成され、一次電流の検出値が一次電流指令値よりも大きくなるとリセット信号を出力する。
【００１３】
発振回路部１２は、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを決定するための所定周波数のクロック信号を発生する周波数発生部１７と、周波数発生部１７のクロック信号がセット端子に入力されるとともに、コンパレータＣＰ１の出力がリセット端子に入力されるセット・リセット・フリップフロップ（以下、ＳＲ−ＦＦと言う。）１８とで構成される。而して、ＳＲ−ＦＦ１８の出力は、周波数発生部１７からのクロック信号がセット端子に入力されるとセットされ、コンパレータＣＰ１からのリセット信号がリセット端子に入力されるとリセットされるようになっており、ＳＲ−ＦＦ１８の出力によってＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子Ｑ１がオン・オフされる。
【００１４】
また、検出部９の検出したＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２から高圧放電灯ＬＰの点灯状態を判別する点灯判別回路１９が設けられており、点灯判別回路１９が、ランプ始動後にグロー放電からアーク放電に移行したことを検出すると、検出信号をドライブ回路７に出力してスイッチング素子の交番動作を開始させるとともに、検出信号を周波数発生部１７に出力して、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を変化させ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作をランプ点灯時の動作に移行させる。
【００１５】
また、過電圧検出回路１３は、検出部９から入力された出力電圧の検出値と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの高低を比較するコンパレータＣＰ２を有し、出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＰ２がＳＲ−ＦＦ１８のリセット端子にリセット信号を出力して、ＳＲ−ＦＦ１８の出力をＬレベルとし、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。例えば電源を投入してＤＣ−ＤＣコンバータ２が動作を開始しても、高圧放電灯ＬＰが消灯している場合には（無負荷状態）、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力が過昇圧となる場合があり、このような過昇圧を過電圧検出回路１３が検出すると、スイッチング素子Ｑ１をオフさせて、間欠発振動作を行わせており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の二次側に過大な電圧が発生するのを防止することができる。
【００１６】
また、この種の放電灯点灯装置としては、たとえば図１２に示す構成を有するものも従来より提供されている。この放電灯点灯装置は、多段昇圧回路４を備えていない点以外は上述した放電灯点灯装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符合を付して、その説明は省略する。
【００１７】
ここで、充放電回路６の機能について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２のコンデンサＣ１は、ダイオードＤ１を介してトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間に接続されており、その充電経路にはダイオードなどが接続されていないので、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に同期して平滑動作を行うが、充放電回路６では、コンデンサＣ２と直列に抵抗Ｒ１やダイオードＤ２が接続されているので、コンデンサＣ２の充放電動作とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作とが完全に同期していない状態で動作する。
【００１８】
本回路において負荷として例えばＤ２Ｒ型のＨＩＤランプからなる高圧放電灯ＬＰを用いる場合は、高圧放電灯ＬＰを始動させる前の無負荷状態において高圧放電灯ＬＰに対して３６０Ｖ以上の電圧を印加することが推奨されているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を３６０Ｖ以上とする必要がある。この時、充放電回路６ではコンデンサＣ２に電荷を蓄積しており、絶縁破壊が発生した直後に充放電回路６からインピーダンスが急激に低下した高圧放電灯ＬＰに電力を供給し、高圧放電灯ＬＰの点灯状態を維持するように動作する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上述した放電灯点灯装置の内、前者の放電灯点灯装置では、直流電源１の電源電圧ＥによってＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力されるエネルギが変化するのであるが、直流電源１の電源電圧Ｅが低い状態と高い状態とでＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング条件（スイッチング周波数やオンデューティ）が同じであれば、電源電圧Ｅが低い場合にはＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力されるエネルギが低くなって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が低下する。ここで、イグナイタ５の一次側には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を多段昇圧回路４により昇圧した電圧を供給しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が低下すると、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３も低下する。したがって、ランプ始動時にイグナイタ５が高電圧の始動パルスを発生するまでの時間が長くなって、高圧放電灯ＬＰの点灯開始が遅れるという問題があった。
【００２０】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２では、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に蓄積されたエネルギを、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１の２次側に供給しているため、トランスＴ１から２次側に電流を吐き出す時間（すなわちスイッチング素子Ｑ１のオフ期間）がある程度必要になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を固定した場合は、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティに上限があり、特に電源電圧Ｅが低い場合にはオンデューティを大きくとれないために必要なエネルギが得られなくなって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の立ち上がり時間が長くなり、その結果高圧放電灯ＬＰの点灯開始が遅れるという問題があった。
【００２１】
また、動作開始時においてＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が、高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要なＤＣ−ＤＣコンバータ２の電圧値（この電圧を第１の閾値電圧と言う。）に達した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２はこの閾値電圧を維持する動作を行うため、必要以上のエネルギを発生する必要はなくなる。しかしながら、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３はさらに高い電圧まで昇圧させる必要があり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が低い場合は、コッククロフト・ウォルトン回路からなる多段昇圧回路４の昇圧動作が遅くなるため、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３がスパークギャップのしきい値電圧に達するのに時間がかかるという問題があった。また、トリガ素子としてスパークギャップを用いる場合、そのしきい値電圧のばらつきが大きいため、イグナイタ５から高電圧の始動パルスが出力されるまでの時間を略一定にするには、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２や多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がり時間を略一定に保つことが望ましい。なお、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がり時間を短くするには、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を高くすることが必要であるが、高圧放電灯ＬＰを点灯させるのに十分な電圧が得られた状態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子Ｑ１が反転する回数の多い方が（すなわちスイッチング周波数の高い方が）、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりが速くなる。
【００２２】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、無負荷状態における出力電圧の立ち上がりを改善した放電灯点灯装置を提供するにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、直流電源と、直流電源の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフに応じてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を段階的に昇圧した電圧を発生する多段昇圧回路と、多段昇圧回路から電源供給され始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタと、直流電源の電源電圧およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに応じてＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備え、高圧放電灯が消灯している無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が高圧放電灯を始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧する動作を加速させるように、制御回路は、前記電源電圧が一定レベルよりも低下した場合は高い場合に比べてスイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数とし、且つ、オンデューティを大きくすることを特徴とし、無負荷状態において、スイッチング素子のオン・オフを制御することによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めて、一定時間内に第１の閾値電圧まで昇圧させており、出力電圧の立ち上がり特性を改善することができる。
【００２４】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００２５】
請求項３の発明では、請求項１の発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００２６】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、多段昇圧回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能な所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧又は第２の閾値電圧まで立ち上がった段階で、スイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めるとともに、昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることができる。
【００２７】
請求項５の発明では、請求項４の発明において、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くすることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がある程度昇圧した状態で、スイッチング周波数を高めることによって、多段昇圧回路による昇圧動作を速めて、多段昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることができる。
【００２８】
請求項６の発明では、請求項５の発明において、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴とし、スイッチング周波数を高くするとＤＣ−ＤＣコンバータのオン時間幅が短くなるから、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が低下するが、スイッチング周波数を徐々に高めているので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が急激に低下するのを防止できる。
【００２９】
請求項７の発明では、請求項４の発明において、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、多段昇圧回路の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請求項４の発明と同様の作用を奏する。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３１】
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置の回路図を図１に示す。本実施形態では、従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置において、直流電源１の電源電圧Ｅを検出する電源電圧検出回路２２を設けており、電源電圧検出回路２２により検出された直流電源１の電源電圧Ｅと、検出部９により検出されたＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２および出力電流とに基づいて、制御回路８がスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数やオンデューティを変化させている。尚、放電灯点灯装置の基本的な構成は、従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００３２】
電源電圧検出回路２２は、直流電源１の両端間に接続された抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路と、抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ５と、カソードがダイオードＤ５のカソードに接続されるとともにアノードが回路のグランドに接続されたツェナダイオードＺＤ１とで構成され、直流電源１の電源電圧Ｅを抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した電圧（すなわちダイオードＤ５とツェナダイオードＺＤ１との接続点の電圧）が制御回路８の周波数発生部１７に出力される。なお、ツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧は、抵抗Ｒ５の両端電圧の最大値よりも高い電圧に設定されている。
【００３３】
また、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ２を、トランスＴ１と、直流電源１の両端間にトランスＴ１の１次巻線ｎ１を介して接続されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と、トランスＴ１の２次巻線ｎ２の一端と直流電源１の負極との間に接続されたダイオードＤ１と、２次巻線ｎ２の他端と直流電源１の負極との間に接続されたインダクタＬ１および平滑コンデンサＣ１の直列回路と、トランスＴ１の１次巻線ｎ１およびスイッチング素子Ｑ１の接続点と２次巻線ｎ２の他端との間に接続されたコンデンサＣ３とで構成している。このＤＣ−ＤＣコンバータ２では、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、直流電源１→トランスＴ１の１次巻線ｎ１→スイッチング素子Ｑ１→直流電源１の経路で電流が流れて、トランスＴ１にエネルギが蓄積される。次にスイッチング素子Ｑ１がオフになると、トランスＴ１に蓄積されたエネルギにより、トランスＴ１の２次巻線ｎ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ０→トランスＴ１の１次巻線ｎ１→コンデンサＣ３→トランスＴ１の２次巻線ｎ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３にエネルギが蓄積される（昇圧動作）。その後、スイッチング素子Ｑ１が再度オンになると、トランスＴ１にエネルギが蓄積されるととともに、コンデンサＣ３に蓄積されたエネルギにより、コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ３の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１にエネルギが移行する（降圧動作）。上記の動作を繰り返し行うことによって、コンデンサＣ１には負電位の直流電圧が生成される。
【００３４】
また、充放電回路６は、平滑コンデンサＣ１の両端間にダイオードＤ３と抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とを直列に接続するとともに、ダイオードＤ３及び抵抗Ｒ２の直列回路の両端間にダイオードＤ４及び抵抗Ｒ３の直列回路を接続して構成される。ここにおいて、ダイオードＤ３は、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に充電電流を流す向きに接続され、ダイオードＤ４は、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ２から放電電流を流す向きに接続されており、充電経路に設けた抵抗Ｒ２の抵抗値を放電経路に設けた抵抗Ｒ３の抵抗値よりも小さくしている。而して、充放電回路６の充電の時定数を、放電の時定数よりも短くでき、通常点灯時に交流変換回路３の交番動作によってＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に発生する過渡的なリップルノイズを充放電回路６のコンデンサＣ２で平滑することにより、リップルノイズによる制御回路８の誤動作を防止することができる。
【００３５】
ここで、高圧放電灯ＬＰの始動時における制御回路８の動作を説明する。上述のように電源電圧検出回路２２は、直流電源１の電源電圧Ｅを抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した電圧を周波数発生部１７に出力しており、周波数発生部１７では直流電源１の電源電圧Ｅに応じてクロック信号の周波数（つまりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆ）を変化させている。
【００３６】
図２（ａ）は直流電源１の電源電圧Ｅとスイッチング周波数ｆとの関係を、図２（ｂ）は直流電源１の電源電圧ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力との関係をそれぞれ示しており、同図中の破線はスイッチング周波数ｆを固定した場合の特性を、実線はスイッチング周波数ｆを変化させた本実施形態の場合の特性をそれぞれ示している。ここで、スイッチング周波数ｆを固定した場合、従来例で説明したようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティに上限があるため、直流電源１の電源電圧Ｅが低下すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力も低下し、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要が電力を確保することができず、高圧放電灯ＬＰの始動開始が遅くなっていた。それに対して、本実施形態では直流電源１の電源電圧Ｅに応じて周波数発生部１７がスイッチング周波数ｆを変化させており、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低下した場合は、スイッチング周波数ｆを低下させているので、スイッチング周期を長くすることによってオンデューティを大きくとることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｅを一定時間内に高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧させることができ、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要な電力Ｐ１を確保できる。また、多段昇圧回路４はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めることによって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりも速めることができる。したがって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３を昇圧させるのに要する時間を短くでき、高圧放電灯ＬＰの始動開始にかかる時間を短縮できる。
【００３７】
ここで、直流電源１としてカーバッテリを用いる場合には負荷変動などによって電源電圧Ｅが変動することが考えられるが、制御回路８では、直流電源１の電源電圧Ｅが変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間になるように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御しているので、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とすることができる。
【００３８】
（実施形態２）
本発明の実施形態２を図３を参照して説明する。図３（ａ）は直流電源１の電源電圧ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力Ｐとの関係を、図３（ｂ）は電源電圧Ｅとスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆとの関係を、図３（ｃ）は電源電圧Ｅとスイッチング素子Ｑ１のオンデューティＤＴとの関係をそれぞれ示しており、図中の破線はスイッチング周波数ｆを固定し、オンデューティＤＴのみを可変とした従来例の特性を、実線はスイッチング周波数ｆおよびオンデューティＤＴを共に可変とした本実施形態の特性をそれぞれ示す。尚、本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成は実施形態１と同様であるので、図示及び説明は省略する。
【００３９】
実施形態１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ２において、一定電力Ｐを得るためのスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔonは、以下の式（１）および式（２）から求めることができる。但し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数をｆ、直流電源１の電源電圧をＥとする。
【００４０】
Ｔon∝（Ｐ／ｆ）１／２ …（１）
Ｔon∝１／Ｅ …（２）
ここで、制御回路８では、電源電圧検出回路２２から入力された電源電圧Ｅの検出結果に基づいて、スイッチング周波数ｆおよびオンデューティＤＴを決定しており、直流電源１の電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低下した場合は、図３（ｂ）に示すようにスイッチング周波数ｆを低下させるとともに、図３（ｃ）に示すようにオンデューティＤＴを大きくして、オン時間を長くしており、図３（ａ）に示すようにスイッチング周波数ｆを固定した場合に比べてＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力Ｐを大きくすることができる。このように、ランプ始動時において直流電源１の電源電圧Ｅが低い場合には、スイッチング周波数ｆを低下させるとともに、オンデューティＤＴを大きくすることによって、出力電力Ｐを大きくして出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めているので、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要な電力を確保することができる。
【００４１】
また、多段昇圧回路４ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めることによって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりも速めることができる。したがって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３を昇圧させるのに要する時間を短くでき、高圧放電灯ＬＰの始動開始にかかる時間を短縮できる。
【００４２】
尚、制御回路８では、直流電源１の電源電圧Ｅが変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間になるように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御しているので、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とすることができる。
【００４３】
（実施形態３）
本発明の実施形態３を図４及び図５を参照して説明する。実施形態１では、過電圧検出回路１３のコンパレータＣＰ２が過電圧を判定する基準電圧Ｖｒｅｆを一定としているのに対して、本実施形態では、電源電圧検出回路２２の検出結果に応じた基準電圧Ｖｒｅｆを発生する過電圧基準発生回路２３を設けている。尚、過電圧基準発生回路２３以外の構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００４４】
図５（ａ）は直流電源１の電源電圧Ｅと基準電圧Ｖｒｅｆとの関係を示しており、図中の破線は基準電圧Ｖｒｅｆを一定とした場合の特性を、実線は基準電圧Ｖｒｅｆを電源電圧Ｅに応じて変化させた本実施形態の特性を示している。本実施形態では、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも高い場合は過電圧基準発生回路２３が基準電圧Ｖｒｅｆを一定とし、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低下した場合は、過電圧基準発生回路２３が基準電圧をＶｒｅｆ１まで徐々に増加させている。
【００４５】
ここで、高圧放電灯ＬＰの消灯時（無負荷状態）におけるＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は、直流電源１の電源電圧Ｅによって出力エネルギが変化するために、立ち上がり時間が異なってくるが、本実施形態ではランプ始動時において電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低い場合、過電圧検出の基準電圧Ｖｒｅｆを高くすることによって、過電圧検出回路２３が過電圧を検出してＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作が間欠発振動作となるのを防止しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２に連続して発振動作を行わせることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧の立ち上がりを速めている。図５（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを示しており、図中の実線は電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低い場合の特性を、一点鎖線は電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも高い場合の特性をそれぞれ示しており、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１より低い場合は、出力電圧Ｖ２の上限値（すなわち過電圧の検出レベル）を大きくして出力電圧の立ち上がりを速めている。
【００４６】
（実施形態４）
本発明の実施形態４を図６（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。尚、本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成は実施形態１と同様であるので、図示及び説明は省略する。
【００４７】
図６（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の時間変化を示す波形図、図６（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２と多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３との和の電圧の時間変化を示す波形図、図６（ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆの時間変化を示す波形図である。ここで、同図中の破線は実施形態１の放電灯点灯装置の動作を示し、実線は本実施形態の放電灯点灯装置の動作を示している。
【００４８】
実施形態１では、ランプ始動時において直流電源１の電源電圧Ｅが一定レベルよりも低い場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1に達するまでの間、スイッチング周波数ｆを低下させるとともに、オンデューティＤＴを大きくすることによって、出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めており、出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めることによって多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速くしている。ところで、図７は多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３とＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆとの関係を示しており、コッククロフト・ウォルトン回路からなる多段昇圧回路４はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフに応じて昇圧動作を行っているので、スイッチング周波数ｆが高いほど昇圧動作が速やかに行われ、出力電圧Ｖ３が高くなる傾向を有している。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めるためにスイッチング周波数ｆを低くした場合は多段昇圧回路４の昇圧動作が遅くなるため、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２がある程度昇圧した時点で、すなわち出力電圧Ｖ２が上記第１の閾値電圧Ｖth1よりも低い第２の閾値電圧Ｖth2に達した時点で、スイッチング周波数ｆをｆ１からｆ２に段階的に切り替えており（ｆ１＜ｆ２）、スイッチング周波数ｆを高くすることによって多段昇圧回路４による昇圧動作を速め、その出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速めている。
【００４９】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1に達する時刻ｔ２よりも前の時刻ｔ１でスイッチング周波数ｆを高くしているので、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な電圧Ｖ３ａ〜Ｖ３ｂに達する時刻を、ｔ５からｔ４、ｔ７からｔ６にそれぞれ短縮することができ、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速めることによって、イグナイタ５が高電圧の始動パルスを発生するまでの時間を短縮し、高圧放電灯ＬＰの始動開始を早めることができる。
【００５０】
ところで、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達した時刻ｔ１において、スイッチング周波数ｆをｆ１からｆ２に段階的に切り替えているため、この時点でＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力が急激に低下するが、図８（ｃ）に示すように時刻ｔ１よりも後の時刻ｔ２においてスイッチング周波数ｆを徐々に高めるようにしても良い。ここで、図８（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の時間変化を示す波形図、図８（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２と多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３との和の電圧の時間変化を示す波形図、図８（ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆの時間変化を示す波形図、図８（ｄ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力の時間変化を示す波形図である。尚、同図中の破線は実施形態１の放電灯点灯装置の動作を示し、実線は本実施形態の放電灯点灯装置の動作を示している。
【００５１】
このように、ランプ始動時において直流電源１の電源電圧Ｅが低い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達するまでの間、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆを低い値ｆ１に設定して、出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めるとともに、出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達した時刻ｔ１以降はスイッチング周波数ｆをｆ１から徐々に高くしているので、スイッチング周波数ｆを段階的に大きくした場合のように出力電力が急激に低下することはなく、出力電力Ｖ２の立ち上がりが緩やかになることはなく、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３をＶ３ａ又はＶ３ｂまで速やかに昇圧させることができる。
【００５２】
ここで、制御回路８では、直流電源１の電源電圧Ｅが変動する範囲内で、多段昇圧回路４の出力電圧が所定電圧（Ｖ３ａ〜Ｖ３ｂ）まで昇圧するのに必要な時間が、電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間（所定時間）となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御しているので、高電圧の始動パルスが発生するまでの時間を略一定にして、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とすることができる。
【００５３】
尚、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2を超えた時点以降に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆを変化させて、多段昇圧回路４の出力電圧の立ち上がりを速めているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1を超えた時点以降に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆを変化させて、多段昇圧回路４の出力電圧の立ち上がりを速めるようにしても良いし、またスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速くし、それによって多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速めるようにしても良い。
【００５４】
（参考例）
本発明の参考例を図９及び図１０を参照して説明する。従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置では、平滑コンデンサＣ１の両端間に抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の直列回路を接続するとともに、抵抗Ｒ１と並列にダイオードＤ２を接続して充放電回路６を構成しており、ダイオードＤ２の向きをコンデンサＣ２から放電電流が流れる向きに接続しているのに対して、本参考例では図９に示すようにダイオードＤ２の向きをコンデンサＣ２に充電電流を流す向きに接続してある。また、本参考例ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を昇圧する多段昇圧回路４を無くしている。尚、充放電回路６および多段昇圧回路４以外の構成は従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００５５】
また、図１０（ａ）は交流変換回路３の出力波形を、図１０（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力波形をそれぞれ示し、図１０（ｂ）中のイは本参考例の放電灯点灯装置の波形図、同図中のロは従来の放電灯点灯装置の波形図をそれぞれ示している。
【００５６】
上述のように、本参考例では充放電回路６の充電経路（すなわちコンデンサＣ２の充電経路）に逆流防止用のダイオードＤ２のみを設けており、実施形態１と同様、放電経路に設けた抵抗Ｒ１のインピーダンスよりも充電経路のインピーダンスを小さくすることによって、充放電回路６の充電の時定数を、放電の時定数よりも短くでき、通常点灯時に交流変換回路３の交番動作によってＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に発生する過渡的なリップルノイズを充放電回路６のコンデンサＣ２で確実に平滑することにより、従来例の放電灯点灯装置に比べてリップルノイズを低減でき、リップルノイズによる制御回路８の誤動作を防止することができる。
【００５７】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、直流電源と、直流電源の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフに応じてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を段階的に昇圧した電圧を発生する多段昇圧回路と、多段昇圧回路から電源供給され始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタと、直流電源の電源電圧およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに応じてＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備え、高圧放電灯が消灯している無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が高圧放電灯を始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧する動作を加速させるように、前記制御回路は、前記電源電圧が一定レベルよりも低下した場合は高い場合に比べてスイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数とし、且つ、オンデューティを大きくすることを特徴とし、無負荷状態において、スイッチング素子のオン・オフを制御することによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めて、一定時間内に第１の閾値電圧まで昇圧させており、出力電圧の立ち上がり特性を改善することができるという効果がある。
【００５８】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００５９】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６０】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、多段昇圧回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能な所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧又は第２の閾値電圧まで立ち上がった段階で、スイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めるとともに、昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることができるという効果がある。
【００６１】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くすることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がある程度昇圧した状態で、スイッチング周波数を高めることによって、多段昇圧回路による昇圧動作を速めて、多段昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることができるという効果がある。
【００６２】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴とし、スイッチング周波数を高くするとＤＣ−ＤＣコンバータのオン時間幅が短くなるから、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が低下するが、スイッチング周波数を徐々に高めているので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が急激に低下するのを防止できるという効果がある。
【００６３】
請求項７の発明は、請求項４の発明において、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、多段昇圧回路の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請求項４の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施形態１の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【図２】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は実施形態２の放電灯点灯装置の動作を説明する説明図である。
【図４】 実施形態３の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【図５】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は実施形態４の放電灯点灯装置の動作を説明する説明図である。
【図７】 同上を構成する多段昇圧回路の出力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数との関係を示す図である。
【図８】（ａ）〜（ｄ）は同上の別の放電灯点灯装置の動作を説明する説明図である。
【図９】 参考例の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【図１０】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図である。
【図１１】 従来の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【図１２】 従来のまた別の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３ 交流変換回路
４ 多段昇圧回路
５ イグナイタ
８ 制御回路
Ｅ 電源電圧
ＬＰ 高圧放電灯
Ｑ１ スイッチング素子
Ｖ２ 出力電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば自動車のヘッドランプに用いる高圧放電灯を負荷とする放電灯点灯装置が提供されている。この種の放電灯点灯装置は、例えば図１１に示す構成を有する。
【０００３】
図示する放電灯点灯装置は、バッテリのような電源電圧が変動する直流電源１と、直流電源１の電圧を高圧放電灯ＬＰが点灯可能になる電圧まで昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力される直流電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯ＬＰに印加するフルブリッジ形のインバータ回路からなる交流変換回路３と、高圧放電灯ＬＰを始動させるためにＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧した高電圧を発生する多段昇圧回路４と、高圧放電灯ＬＰに消灯時に多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３をさらに昇圧した高電圧の始動パルスを発生するイグナイタ５と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２および交流変換回路３の動作を制御する制御回路８と、制御回路８から入力されたドライブ信号に基づいて交流変換回路３を構成する４個のスイッチング素子（図示せず）を駆動するドライブ回路７とを備える。ここに、高圧放電灯ＬＰと交流変換回路３と多段昇圧回路４とイグナイタ５とが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２に対する負荷回路として機能する。
【０００４】
直流電源１の両端間には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成するトランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。トランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間には、ダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列回路が接続される。ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１からコンデンサＣ１への充電電流を阻止する極性に接続される。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に電磁エネルギを蓄積し、この電磁エネルギをスイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１から放出し、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に充電電流を流すのである。したがって、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１との接続点がコンデンサＣ１の低電位側になり、図示例ではコンデンサＣ１の高電位側をフレームグランド（回路グランド）に接続して基準電位としている。つまり、直流電源１の負極とＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力の高電位側とが同電位になり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２は基準電位に対して負極性になる。
【０００５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２は、充放電回路６を通して交流変換回路３に入力される。交流変換回路３は例えばＭＯＳＦＥＴのような４個のスイッチング素子を備え、２個ずつのスイッチング素子の直列回路からなる２本のアームを並列接続した形でブリッジ接続されており、各アームにおける２個のスイッチング素子の接続点を出力端とし、出力端間にイグナイタ５を介して高圧放電灯ＬＰを接続してある。４個のスイッチング素子のオン・オフは、一方のアームの高電位側のスイッチング素子のオン・オフと、他方のアームの低電位側のスイッチング素子のオン・オフとが一致するように制御回路８によって制御され、高圧放電灯ＬＰに対して矩形波の交番電圧が印加されるようになっている。なお、交流変換回路３を構成するスイッチング素子のオン・オフは比較的低周波（例えば数十〜数百Ｈｚ）で行われる。
【０００６】
多段昇圧回路４は所謂コッククロフト・ウォルトン回路により構成され、従来周知の回路構成を有しているのでその説明は省略する。そして、多段昇圧回路４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子Ｑ１のオン・オフに応じて昇圧動作を行い、出力電圧が段階的に昇圧するようになっている。
【０００７】
充放電回路６は、コンデンサＣ１の両端間に、コンデンサＣ２とコンデンサＣ２の充電経路を構成する抵抗Ｒ１とを直列接続するとともに、抵抗Ｒ１と並列に放電経路を構成するダイオードＤ２を接続して構成される。したがって、平滑用のコンデンサＣ１から抵抗Ｒ１を通してコンデンサＣ２が充電される。充放電回路６は高圧放電灯ＬＰの始動時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２とともに高圧放電灯ＬＰに電流を供給することによって、高圧放電灯ＬＰを速やかに点灯させるものである。
【０００８】
消灯状態の高圧放電灯ＬＰを始動させるには、高圧放電灯ＬＰに高電圧の始動パルスを印加して、絶縁破壊を起こさせる必要があるから、始動パルスを高圧放電灯ＬＰに印加させるためのイグナイタ５が設けられている。イグナイタ５は従来周知の回路構成を有しており、多段昇圧回路４の出力端子間にコンデンサ及び抵抗の並列回路を接続し、このコンデンサの両端間にパルストランスの一次巻線とスパークギャップとを接続するとともに、パルストランスの二次巻線の両端間に高圧放電灯ＬＰを接続して構成される。而して、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３によりコンデンサが充電されて、コンデンサの両端電圧がスパークギャップのしきい値電圧に達すると、スパークギャップが導通してパルストランスの一次巻線に電流が流れる。そして、パルストランスの一次巻線に印加された電圧を昇圧した電圧が二次巻線に誘起されて、高電圧の始動パルスが高圧放電灯ＬＰに印加され、高圧放電灯ＬＰで絶縁破壊が発生し、高圧放電灯ＬＰが始動する。尚、イグナイタ５は、高圧放電灯ＬＰが点灯した後は、高電圧の始動パルスの発生を停止させるように構成されている。
【０００９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成するスイッチング素子Ｑ１のオン・オフは制御回路８が高周波（数十ｋ〜数百ｋＨｚ）で制御しており、制御回路８ではスイッチング素子Ｑ１のオン・オフの周波数やデューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を制御し、高圧放電灯ＬＰに供給する電力を制御している。制御回路８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２および出力電流を検出する検出部９と、指令値作成部１０と、比較部１１と、発振回路部１２と、過電圧検出回路１３とを備えている。
【００１０】
検出部９は、コンデンサＣ１の両端電圧（すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２）に比例した電圧を発生するアンプＡ１と、コンデンサＣ１の一端と後段の回路との間に挿入したカレントトランス或いは検出抵抗からなる電流センサ２０の出力（すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流）に比例した電圧を発生するアンプＡ２と、アンプＡ１，Ａ２の出力を所定の周期でサンプリングして、サンプリング期間が経過するまでの間その出力を保持するサンプルホールド回路ＳＨ１，ＳＨ２とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２および出力電流を検出する。なお、点灯状態において交流変換回路３が数百Ｈｚの周期で交番しているため、交番のタイミングによってはＤＣ−ＤＣコンバータ２と負荷回路との間がオープン状態となるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は動作し続けるため、その出力電圧Ｖ２および出力電流が過渡的に変化する。したがって、検出部９では、出力電圧Ｖ２および出力電流の検出のタイミングを交流変換回路３のドライブ信号と同期させており、過渡的に変化する状態で出力電圧Ｖ２および出力電流を検出しないようになっている。
【００１１】
指令値作成部１０は、出力電力の指令値を作成する電力指令値演算部１４と、電力指令値演算部１４から入力された出力電力の指令値と検出部９から入力された出力電圧の検出値とから電流指令値を演算により求める電流指令値演算部１５と、電流指令値演算部１５から入力された電流指令値と検出部９から入力された出力電流の検出値とを比較することによりＤＣ−ＤＣコンバータ２の一次電流指令値を作成する誤差増幅部１６とで構成される。
【００１２】
比較部１１は、スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されたカレントトランス或いは検出抵抗からなる電流センサ２１の出力から求めた一次電流の検出値と、指令値作成部１０から入力された一次電流指令値とを比較するコンパレータＣＰ１により構成され、一次電流の検出値が一次電流指令値よりも大きくなるとリセット信号を出力する。
【００１３】
発振回路部１２は、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを決定するための所定周波数のクロック信号を発生する周波数発生部１７と、周波数発生部１７のクロック信号がセット端子に入力されるとともに、コンパレータＣＰ１の出力がリセット端子に入力されるセット・リセット・フリップフロップ（以下、ＳＲ−ＦＦと言う。）１８とで構成される。而して、ＳＲ−ＦＦ１８の出力は、周波数発生部１７からのクロック信号がセット端子に入力されるとセットされ、コンパレータＣＰ１からのリセット信号がリセット端子に入力されるとリセットされるようになっており、ＳＲ−ＦＦ１８の出力によってＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子Ｑ１がオン・オフされる。
【００１４】
また、検出部９の検出したＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２から高圧放電灯ＬＰの点灯状態を判別する点灯判別回路１９が設けられており、点灯判別回路１９が、ランプ始動後にグロー放電からアーク放電に移行したことを検出すると、検出信号をドライブ回路７に出力してスイッチング素子の交番動作を開始させるとともに、検出信号を周波数発生部１７に出力して、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を変化させ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作をランプ点灯時の動作に移行させる。
【００１５】
また、過電圧検出回路１３は、検出部９から入力された出力電圧の検出値と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの高低を比較するコンパレータＣＰ２を有し、出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータＣＰ２がＳＲ−ＦＦ１８のリセット端子にリセット信号を出力して、ＳＲ−ＦＦ１８の出力をＬレベルとし、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。例えば電源を投入してＤＣ−ＤＣコンバータ２が動作を開始しても、高圧放電灯ＬＰが消灯している場合には（無負荷状態）、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力が過昇圧となる場合があり、このような過昇圧を過電圧検出回路１３が検出すると、スイッチング素子Ｑ１をオフさせて、間欠発振動作を行わせており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の二次側に過大な電圧が発生するのを防止することができる。
【００１６】
また、この種の放電灯点灯装置としては、たとえば図１２に示す構成を有するものも従来より提供されている。この放電灯点灯装置は、多段昇圧回路４を備えていない点以外は上述した放電灯点灯装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符合を付して、その説明は省略する。
【００１７】
ここで、充放電回路６の機能について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２のコンデンサＣ１は、ダイオードＤ１を介してトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端間に接続されており、その充電経路にはダイオードなどが接続されていないので、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に同期して平滑動作を行うが、充放電回路６では、コンデンサＣ２と直列に抵抗Ｒ１やダイオードＤ２が接続されているので、コンデンサＣ２の充放電動作とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作とが完全に同期していない状態で動作する。
【００１８】
本回路において負荷として例えばＤ２Ｒ型のＨＩＤランプからなる高圧放電灯ＬＰを用いる場合は、高圧放電灯ＬＰを始動させる前の無負荷状態において高圧放電灯ＬＰに対して３６０Ｖ以上の電圧を印加することが推奨されているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を３６０Ｖ以上とする必要がある。この時、充放電回路６ではコンデンサＣ２に電荷を蓄積しており、絶縁破壊が発生した直後に充放電回路６からインピーダンスが急激に低下した高圧放電灯ＬＰに電力を供給し、高圧放電灯ＬＰの点灯状態を維持するように動作する。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上述した放電灯点灯装置の内、前者の放電灯点灯装置では、直流電源１の電源電圧ＥによってＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力されるエネルギが変化するのであるが、直流電源１の電源電圧Ｅが低い状態と高い状態とでＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング条件（スイッチング周波数やオンデューティ）が同じであれば、電源電圧Ｅが低い場合にはＤＣ−ＤＣコンバータ２から出力されるエネルギが低くなって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が低下する。ここで、イグナイタ５の一次側には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を多段昇圧回路４により昇圧した電圧を供給しているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が低下すると、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３も低下する。したがって、ランプ始動時にイグナイタ５が高電圧の始動パルスを発生するまでの時間が長くなって、高圧放電灯ＬＰの点灯開始が遅れるという問題があった。
【００２０】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２では、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に蓄積されたエネルギを、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１の２次側に供給しているため、トランスＴ１から２次側に電流を吐き出す時間（すなわちスイッチング素子Ｑ１のオフ期間）がある程度必要になる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を固定した場合は、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティに上限があり、特に電源電圧Ｅが低い場合にはオンデューティを大きくとれないために必要なエネルギが得られなくなって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の立ち上がり時間が長くなり、その結果高圧放電灯ＬＰの点灯開始が遅れるという問題があった。
【００２１】
また、動作開始時においてＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が、高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要なＤＣ−ＤＣコンバータ２の電圧値（この電圧を第１の閾値電圧と言う。）に達した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２はこの閾値電圧を維持する動作を行うため、必要以上のエネルギを発生する必要はなくなる。しかしながら、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３はさらに高い電圧まで昇圧させる必要があり、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が低い場合は、コッククロフト・ウォルトン回路からなる多段昇圧回路４の昇圧動作が遅くなるため、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３がスパークギャップのしきい値電圧に達するのに時間がかかるという問題があった。また、トリガ素子としてスパークギャップを用いる場合、そのしきい値電圧のばらつきが大きいため、イグナイタ５から高電圧の始動パルスが出力されるまでの時間を略一定にするには、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２や多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がり時間を略一定に保つことが望ましい。なお、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がり時間を短くするには、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を高くすることが必要であるが、高圧放電灯ＬＰを点灯させるのに十分な電圧が得られた状態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング素子Ｑ１が反転する回数の多い方が（すなわちスイッチング周波数の高い方が）、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりが速くなる。
【００２２】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、無負荷状態における出力電圧の立ち上がりを改善した放電灯点灯装置を提供するにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、直流電源と、直流電源の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフに応じてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を段階的に昇圧した電圧を発生する多段昇圧回路と、多段昇圧回路から電源供給され始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタと、直流電源の電源電圧およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに応じてＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備え、高圧放電灯が消灯している無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が高圧放電灯を始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧する動作を加速させるように、制御回路は、前記電源電圧が一定レベルよりも低下した場合は高い場合に比べてスイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数とし、且つ、オンデューティを大きくすることを特徴とし、無負荷状態において、スイッチング素子のオン・オフを制御することによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めて、一定時間内に第１の閾値電圧まで昇圧させており、出力電圧の立ち上がり特性を改善することができる。
【００２４】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００２５】
請求項３の発明では、請求項１の発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００２６】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、多段昇圧回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能な所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧又は第２の閾値電圧まで立ち上がった段階で、スイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めるとともに、昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることができる。
【００２７】
請求項５の発明では、請求項４の発明において、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くすることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がある程度昇圧した状態で、スイッチング周波数を高めることによって、多段昇圧回路による昇圧動作を速めて、多段昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることができる。
【００２８】
請求項６の発明では、請求項５の発明において、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴とし、スイッチング周波数を高くするとＤＣ−ＤＣコンバータのオン時間幅が短くなるから、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が低下するが、スイッチング周波数を徐々に高めているので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が急激に低下するのを防止できる。
【００２９】
請求項７の発明では、請求項４の発明において、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、多段昇圧回路の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請求項４の発明と同様の作用を奏する。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３１】
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置の回路図を図１に示す。本実施形態では、従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置において、直流電源１の電源電圧Ｅを検出する電源電圧検出回路２２を設けており、電源電圧検出回路２２により検出された直流電源１の電源電圧Ｅと、検出部９により検出されたＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２および出力電流とに基づいて、制御回路８がスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数やオンデューティを変化させている。尚、放電灯点灯装置の基本的な構成は、従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置と略同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００３２】
電源電圧検出回路２２は、直流電源１の両端間に接続された抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路と、抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点にアノードが接続されたダイオードＤ５と、カソードがダイオードＤ５のカソードに接続されるとともにアノードが回路のグランドに接続されたツェナダイオードＺＤ１とで構成され、直流電源１の電源電圧Ｅを抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した電圧（すなわちダイオードＤ５とツェナダイオードＺＤ１との接続点の電圧）が制御回路８の周波数発生部１７に出力される。なお、ツェナダイオードＺＤ１のツェナ電圧は、抵抗Ｒ５の両端電圧の最大値よりも高い電圧に設定されている。
【００３３】
また、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ２を、トランスＴ１と、直流電源１の両端間にトランスＴ１の１次巻線ｎ１を介して接続されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と、トランスＴ１の２次巻線ｎ２の一端と直流電源１の負極との間に接続されたダイオードＤ１と、２次巻線ｎ２の他端と直流電源１の負極との間に接続されたインダクタＬ１および平滑コンデンサＣ１の直列回路と、トランスＴ１の１次巻線ｎ１およびスイッチング素子Ｑ１の接続点と２次巻線ｎ２の他端との間に接続されたコンデンサＣ３とで構成している。このＤＣ−ＤＣコンバータ２では、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、直流電源１→トランスＴ１の１次巻線ｎ１→スイッチング素子Ｑ１→直流電源１の経路で電流が流れて、トランスＴ１にエネルギが蓄積される。次にスイッチング素子Ｑ１がオフになると、トランスＴ１に蓄積されたエネルギにより、トランスＴ１の２次巻線ｎ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ０→トランスＴ１の１次巻線ｎ１→コンデンサＣ３→トランスＴ１の２次巻線ｎ２の経路で電流が流れて、コンデンサＣ３にエネルギが蓄積される（昇圧動作）。その後、スイッチング素子Ｑ１が再度オンになると、トランスＴ１にエネルギが蓄積されるととともに、コンデンサＣ３に蓄積されたエネルギにより、コンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ３の経路で電流が流れて、コンデンサＣ１にエネルギが移行する（降圧動作）。上記の動作を繰り返し行うことによって、コンデンサＣ１には負電位の直流電圧が生成される。
【００３４】
また、充放電回路６は、平滑コンデンサＣ１の両端間にダイオードＤ３と抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とを直列に接続するとともに、ダイオードＤ３及び抵抗Ｒ２の直列回路の両端間にダイオードＤ４及び抵抗Ｒ３の直列回路を接続して構成される。ここにおいて、ダイオードＤ３は、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２に充電電流を流す向きに接続され、ダイオードＤ４は、抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ２から放電電流を流す向きに接続されており、充電経路に設けた抵抗Ｒ２の抵抗値を放電経路に設けた抵抗Ｒ３の抵抗値よりも小さくしている。而して、充放電回路６の充電の時定数を、放電の時定数よりも短くでき、通常点灯時に交流変換回路３の交番動作によってＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に発生する過渡的なリップルノイズを充放電回路６のコンデンサＣ２で平滑することにより、リップルノイズによる制御回路８の誤動作を防止することができる。
【００３５】
ここで、高圧放電灯ＬＰの始動時における制御回路８の動作を説明する。上述のように電源電圧検出回路２２は、直流電源１の電源電圧Ｅを抵抗Ｒ４，Ｒ５で分圧した電圧を周波数発生部１７に出力しており、周波数発生部１７では直流電源１の電源電圧Ｅに応じてクロック信号の周波数（つまりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆ）を変化させている。
【００３６】
図２（ａ）は直流電源１の電源電圧Ｅとスイッチング周波数ｆとの関係を、図２（ｂ）は直流電源１の電源電圧ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力との関係をそれぞれ示しており、同図中の破線はスイッチング周波数ｆを固定した場合の特性を、実線はスイッチング周波数ｆを変化させた本実施形態の場合の特性をそれぞれ示している。ここで、スイッチング周波数ｆを固定した場合、従来例で説明したようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティに上限があるため、直流電源１の電源電圧Ｅが低下すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力も低下し、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要が電力を確保することができず、高圧放電灯ＬＰの始動開始が遅くなっていた。それに対して、本実施形態では直流電源１の電源電圧Ｅに応じて周波数発生部１７がスイッチング周波数ｆを変化させており、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低下した場合は、スイッチング周波数ｆを低下させているので、スイッチング周期を長くすることによってオンデューティを大きくとることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｅを一定時間内に高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧させることができ、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要な電力Ｐ１を確保できる。また、多段昇圧回路４はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めることによって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりも速めることができる。したがって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３を昇圧させるのに要する時間を短くでき、高圧放電灯ＬＰの始動開始にかかる時間を短縮できる。
【００３７】
ここで、直流電源１としてカーバッテリを用いる場合には負荷変動などによって電源電圧Ｅが変動することが考えられるが、制御回路８では、直流電源１の電源電圧Ｅが変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間になるように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御しているので、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とすることができる。
【００３８】
（実施形態２）
本発明の実施形態２を図３を参照して説明する。図３（ａ）は直流電源１の電源電圧ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力Ｐとの関係を、図３（ｂ）は電源電圧Ｅとスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆとの関係を、図３（ｃ）は電源電圧Ｅとスイッチング素子Ｑ１のオンデューティＤＴとの関係をそれぞれ示しており、図中の破線はスイッチング周波数ｆを固定し、オンデューティＤＴのみを可変とした従来例の特性を、実線はスイッチング周波数ｆおよびオンデューティＤＴを共に可変とした本実施形態の特性をそれぞれ示す。尚、本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成は実施形態１と同様であるので、図示及び説明は省略する。
【００３９】
実施形態１で説明したＤＣ−ＤＣコンバータ２において、一定電力Ｐを得るためのスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔonは、以下の式（１）および式（２）から求めることができる。但し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数をｆ、直流電源１の電源電圧をＥとする。
【００４０】
Ｔon∝（Ｐ／ｆ）１／２ …（１）
Ｔon∝１／Ｅ …（２）
ここで、制御回路８では、電源電圧検出回路２２から入力された電源電圧Ｅの検出結果に基づいて、スイッチング周波数ｆおよびオンデューティＤＴを決定しており、直流電源１の電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低下した場合は、図３（ｂ）に示すようにスイッチング周波数ｆを低下させるとともに、図３（ｃ）に示すようにオンデューティＤＴを大きくして、オン時間を長くしており、図３（ａ）に示すようにスイッチング周波数ｆを固定した場合に比べてＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力Ｐを大きくすることができる。このように、ランプ始動時において直流電源１の電源電圧Ｅが低い場合には、スイッチング周波数ｆを低下させるとともに、オンデューティＤＴを大きくすることによって、出力電力Ｐを大きくして出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めているので、高圧放電灯ＬＰの立ち上げに必要な電力を確保することができる。
【００４１】
また、多段昇圧回路４ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２を昇圧しているので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めることによって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりも速めることができる。したがって、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３を昇圧させるのに要する時間を短くでき、高圧放電灯ＬＰの始動開始にかかる時間を短縮できる。
【００４２】
尚、制御回路８では、直流電源１の電源電圧Ｅが変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間になるように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御しているので、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とすることができる。
【００４３】
（実施形態３）
本発明の実施形態３を図４及び図５を参照して説明する。実施形態１では、過電圧検出回路１３のコンパレータＣＰ２が過電圧を判定する基準電圧Ｖｒｅｆを一定としているのに対して、本実施形態では、電源電圧検出回路２２の検出結果に応じた基準電圧Ｖｒｅｆを発生する過電圧基準発生回路２３を設けている。尚、過電圧基準発生回路２３以外の構成は実施形態１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００４４】
図５（ａ）は直流電源１の電源電圧Ｅと基準電圧Ｖｒｅｆとの関係を示しており、図中の破線は基準電圧Ｖｒｅｆを一定とした場合の特性を、実線は基準電圧Ｖｒｅｆを電源電圧Ｅに応じて変化させた本実施形態の特性を示している。本実施形態では、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも高い場合は過電圧基準発生回路２３が基準電圧Ｖｒｅｆを一定とし、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低下した場合は、過電圧基準発生回路２３が基準電圧をＶｒｅｆ１まで徐々に増加させている。
【００４５】
ここで、高圧放電灯ＬＰの消灯時（無負荷状態）におけるＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は、直流電源１の電源電圧Ｅによって出力エネルギが変化するために、立ち上がり時間が異なってくるが、本実施形態ではランプ始動時において電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低い場合、過電圧検出の基準電圧Ｖｒｅｆを高くすることによって、過電圧検出回路２３が過電圧を検出してＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作が間欠発振動作となるのを防止しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ２に連続して発振動作を行わせることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧の立ち上がりを速めている。図５（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを示しており、図中の実線は電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも低い場合の特性を、一点鎖線は電源電圧Ｅが一定レベルＥ１よりも高い場合の特性をそれぞれ示しており、電源電圧Ｅが一定レベルＥ１より低い場合は、出力電圧Ｖ２の上限値（すなわち過電圧の検出レベル）を大きくして出力電圧の立ち上がりを速めている。
【００４６】
（実施形態４）
本発明の実施形態４を図６（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。尚、本実施形態の放電灯点灯装置の回路構成は実施形態１と同様であるので、図示及び説明は省略する。
【００４７】
図６（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の時間変化を示す波形図、図６（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２と多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３との和の電圧の時間変化を示す波形図、図６（ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆの時間変化を示す波形図である。ここで、同図中の破線は実施形態１の放電灯点灯装置の動作を示し、実線は本実施形態の放電灯点灯装置の動作を示している。
【００４８】
実施形態１では、ランプ始動時において直流電源１の電源電圧Ｅが一定レベルよりも低い場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1に達するまでの間、スイッチング周波数ｆを低下させるとともに、オンデューティＤＴを大きくすることによって、出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めており、出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めることによって多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速くしている。ところで、図７は多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３とＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆとの関係を示しており、コッククロフト・ウォルトン回路からなる多段昇圧回路４はスイッチング素子Ｑ１のオン・オフに応じて昇圧動作を行っているので、スイッチング周波数ｆが高いほど昇圧動作が速やかに行われ、出力電圧Ｖ３が高くなる傾向を有している。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めるためにスイッチング周波数ｆを低くした場合は多段昇圧回路４の昇圧動作が遅くなるため、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２がある程度昇圧した時点で、すなわち出力電圧Ｖ２が上記第１の閾値電圧Ｖth1よりも低い第２の閾値電圧Ｖth2に達した時点で、スイッチング周波数ｆをｆ１からｆ２に段階的に切り替えており（ｆ１＜ｆ２）、スイッチング周波数ｆを高くすることによって多段昇圧回路４による昇圧動作を速め、その出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速めている。
【００４９】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1に達する時刻ｔ２よりも前の時刻ｔ１でスイッチング周波数ｆを高くしているので、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３が高圧放電灯ＬＰを始動させるのに必要な電圧Ｖ３ａ〜Ｖ３ｂに達する時刻を、ｔ５からｔ４、ｔ７からｔ６にそれぞれ短縮することができ、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速めることによって、イグナイタ５が高電圧の始動パルスを発生するまでの時間を短縮し、高圧放電灯ＬＰの始動開始を早めることができる。
【００５０】
ところで、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達した時刻ｔ１において、スイッチング周波数ｆをｆ１からｆ２に段階的に切り替えているため、この時点でＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力が急激に低下するが、図８（ｃ）に示すように時刻ｔ１よりも後の時刻ｔ２においてスイッチング周波数ｆを徐々に高めるようにしても良い。ここで、図８（ａ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の時間変化を示す波形図、図８（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２と多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３との和の電圧の時間変化を示す波形図、図８（ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆの時間変化を示す波形図、図８（ｄ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電力の時間変化を示す波形図である。尚、同図中の破線は実施形態１の放電灯点灯装置の動作を示し、実線は本実施形態の放電灯点灯装置の動作を示している。
【００５１】
このように、ランプ始動時において直流電源１の電源電圧Ｅが低い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達するまでの間、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆを低い値ｆ１に設定して、出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速めるとともに、出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2に達した時刻ｔ１以降はスイッチング周波数ｆをｆ１から徐々に高くしているので、スイッチング周波数ｆを段階的に大きくした場合のように出力電力が急激に低下することはなく、出力電力Ｖ２の立ち上がりが緩やかになることはなく、多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３をＶ３ａ又はＶ３ｂまで速やかに昇圧させることができる。
【００５２】
ここで、制御回路８では、直流電源１の電源電圧Ｅが変動する範囲内で、多段昇圧回路４の出力電圧が所定電圧（Ｖ３ａ〜Ｖ３ｂ）まで昇圧するのに必要な時間が、電源電圧Ｅが最も高い状態での時間と略同じ時間（所定時間）となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフを制御しているので、高電圧の始動パルスが発生するまでの時間を略一定にして、高圧放電灯ＬＰの点灯開始を略一定とすることができる。
【００５３】
尚、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第２の閾値電圧Ｖth2を超えた時点以降に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆを変化させて、多段昇圧回路４の出力電圧の立ち上がりを速めているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２が第１の閾値電圧Ｖth1を超えた時点以降に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチング周波数ｆを変化させて、多段昇圧回路４の出力電圧の立ち上がりを速めるようにしても良いし、またスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧Ｖ２の立ち上がりを速くし、それによって多段昇圧回路４の出力電圧Ｖ３の立ち上がりを速めるようにしても良い。
【００５４】
（参考例）
本発明の参考例を図９及び図１０を参照して説明する。従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置では、平滑コンデンサＣ１の両端間に抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２の直列回路を接続するとともに、抵抗Ｒ１と並列にダイオードＤ２を接続して充放電回路６を構成しており、ダイオードＤ２の向きをコンデンサＣ２から放電電流が流れる向きに接続しているのに対して、本参考例では図９に示すようにダイオードＤ２の向きをコンデンサＣ２に充電電流を流す向きに接続してある。また、本参考例ではＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を昇圧する多段昇圧回路４を無くしている。尚、充放電回路６および多段昇圧回路４以外の構成は従来例で説明した図１１に示す放電灯点灯装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【００５５】
また、図１０（ａ）は交流変換回路３の出力波形を、図１０（ｂ）はＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力波形をそれぞれ示し、図１０（ｂ）中のイは本参考例の放電灯点灯装置の波形図、同図中のロは従来の放電灯点灯装置の波形図をそれぞれ示している。
【００５６】
上述のように、本参考例では充放電回路６の充電経路（すなわちコンデンサＣ２の充電経路）に逆流防止用のダイオードＤ２のみを設けており、実施形態１と同様、放電経路に設けた抵抗Ｒ１のインピーダンスよりも充電経路のインピーダンスを小さくすることによって、充放電回路６の充電の時定数を、放電の時定数よりも短くでき、通常点灯時に交流変換回路３の交番動作によってＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に発生する過渡的なリップルノイズを充放電回路６のコンデンサＣ２で確実に平滑することにより、従来例の放電灯点灯装置に比べてリップルノイズを低減でき、リップルノイズによる制御回路８の誤動作を防止することができる。
【００５７】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、直流電源と、直流電源の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフに応じてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を段階的に昇圧した電圧を発生する多段昇圧回路と、多段昇圧回路から電源供給され始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタと、直流電源の電源電圧およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに応じてＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備え、高圧放電灯が消灯している無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が高圧放電灯を始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧する動作を加速させるように、前記制御回路は、前記電源電圧が一定レベルよりも低下した場合は高い場合に比べてスイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数とし、且つ、オンデューティを大きくすることを特徴とし、無負荷状態において、スイッチング素子のオン・オフを制御することによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めて、一定時間内に第１の閾値電圧まで昇圧させており、出力電圧の立ち上がり特性を改善することができるという効果がある。
【００５８】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００５９】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６０】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、多段昇圧回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能な所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧又は第２の閾値電圧まで立ち上がった段階で、スイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティを変化させることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の立ち上がりを速めるとともに、昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることができるという効果がある。
【００６１】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くすることを特徴とし、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がある程度昇圧した状態で、スイッチング周波数を高めることによって、多段昇圧回路による昇圧動作を速めて、多段昇圧回路の出力電圧の立ち上がりを速めることができるという効果がある。
【００６２】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、制御回路は、何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴とし、スイッチング周波数を高くするとＤＣ−ＤＣコンバータのオン時間幅が短くなるから、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が低下するが、スイッチング周波数を徐々に高めているので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が急激に低下するのを防止できるという効果がある。
【００６３】
請求項７の発明は、請求項４の発明において、直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、多段昇圧回路の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とし、請求項４の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施形態１の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【図２】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図である。
【図３】（ａ）〜（ｃ）は実施形態２の放電灯点灯装置の動作を説明する説明図である。
【図４】 実施形態３の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【図５】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は実施形態４の放電灯点灯装置の動作を説明する説明図である。
【図７】 同上を構成する多段昇圧回路の出力電圧とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数との関係を示す図である。
【図８】（ａ）〜（ｄ）は同上の別の放電灯点灯装置の動作を説明する説明図である。
【図９】 参考例の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【図１０】（ａ）（ｂ）は同上の動作を説明する説明図である。
【図１１】 従来の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【図１２】 従来のまた別の放電灯点灯装置の回路ブロック図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
３ 交流変換回路
４ 多段昇圧回路
５ イグナイタ
８ 制御回路
Ｅ 電源電圧
ＬＰ 高圧放電灯
Ｑ１ スイッチング素子
Ｖ２ 出力電圧
Claims (7)
- 直流電源と、直流電源の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによって、所望の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯に供給する極性反転回路と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフに応じてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を段階的に昇圧した電圧を発生する多段昇圧回路と、多段昇圧回路から電源供給され始動時において高電圧の始動パルスを高圧放電灯に印加するイグナイタと、直流電源の電源電圧およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と出力電流とに応じてＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備え、高圧放電灯が消灯している無負荷状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が高圧放電灯を始動させるのに必要な第１の閾値電圧まで昇圧する動作を加速させるように、前記制御回路は、前記電源電圧が一定レベルよりも低下した場合は高い場合に比べてスイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数とし、且つ、オンデューティを大きくすることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が第１の閾値電圧を超えた時点、又は、第１の閾値電圧よりも低い第２の閾値電圧を超えた時点の内、何れかの時点よりも後に、多段昇圧回路の出力電圧が所定時間内に高圧放電灯を始動可能な所定電圧まで昇圧するよう、制御回路がスイッチング素子のスイッチング周波数又はオンデューティの何れかを変化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 制御回路は、前記何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を高くすることを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
- 制御回路は、前記何れかの時点以降にスイッチング素子のスイッチング周波数を徐々に高くすることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
- 直流電源の電源電圧が変動する範囲内で、多段昇圧回路の出力電圧が所定電圧まで昇圧するのに必要な時間が、直流電源の電源電圧が最も高い状態での時間と同じ時間になるように、制御回路がスイッチング素子のオン・オフを制御することを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
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