JP4186801B2 - 無電極放電灯点灯装置並びに無電極放電灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、無電極放電灯点灯装置並びに無電極放電灯装置に関するものである。

従来の無電極放電灯点灯装置は、透明な球状のガラスバルブ又は内壁面に蛍光体が塗布された球状のガラスバルブ内に不活性ガス、金属蒸気などの放電ガス（例えば、水銀蒸気および希ガス）が封入された無電極放電灯の近傍に誘導コイルを配置し、この誘導コイルに数十ｋＨｚから数百ＭＨｚの高周波電流を流すことにより、誘導コイルに高周波電磁界を発生させて無電極放電灯に高周波電力を供給し、無電極放電灯のガラスバルブ内に高周波プラズマ電流を発生させて紫外線若しくは可視光を発生させるようになっている。

また、この種の無電極放電灯点灯装置は、誘導コイルに高周波電流を流すために、出力側に共振回路を有するインバータ回路を備えている。ところが、始動時における無電極放電灯がインダクタ負荷であり、蛍光灯などの電極を有する他の放電灯に比較して始動時に大きな電力を必要とするため、安定した始動、点灯を行うにはインバータ回路が有する共振回路のＱを高く設定しなければならない。しかしながら、無電極放電灯の周囲の雰囲気温度（以下、「周囲温度」と呼ぶ）の変化や、無電極放電灯への点灯装置の金属製筐体の接近などによってインバータ回路の負荷インピーダンスが変動すると高周波出力電圧も大きく変動し、安定した始動および点灯を行うことが困難になる。

上述のような課題を解決するため、無電極放電灯の始動時にインバータ回路の出力電圧を徐々に上昇させて無電極放電灯を始動する始動回路を備えた無電極放電灯点灯装置が従来より提供されている（例えば、特許文献１参照）。

この種の無電極放電灯点灯装置の一例を図１６に示す。この従来装置は、商用の交流電源ＡＣの交流出力から所望の直流出力を作成する直流電源Ｅと、直流電源Ｅの直流出力を高周波出力に変換して無電極放電灯６の近傍に配置された誘導コイル５に供給する電力変換回路９と、無電極放電灯６の始動時に電力変換回路９の出力電圧を徐々に上昇させて無電極放電灯６を始動する始動回路１３と、電力変換回路９の出力電圧（誘導コイル５の印加電圧）Ｖｘを検出する電圧検出回路１４とを備える。直流電源Ｅは、交流電源ＡＣの交流出力を整流する整流回路１０と、インダクタＬ１０、ダイオードＤ１０、スイッチング素子Ｑ６、平滑コンデンサＣ１０並びにスイッチング素子Ｑ６を駆動する駆動回路２を具備した従来周知の昇圧チョッパ回路からなる。また電力変換回路９は、直流電源Ｅの出力端間に直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を具備し、ローサイドのスイッチング素子Ｑ４にインダクタＬｓ、コンデンサＣｐ，Ｃｓからなる共振回路が接続された所謂ハーフブリッジ型のインバータ回路で構成され、電界効果トランジスタからなる一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を、駆動回路１１から出力される矩形波パルスの駆動信号Ｖ_DH，Ｖ_DLにより交互にスイッチングすることで共振回路を介して誘導コイル５に高周波出力を供給する。なお、スイッチング素子Ｑ３を駆動する駆動信号Ｖ_DHとスイッチング素子Ｑ４を駆動する駆動信号Ｖ_DLは略１８０度の位相差を有している。電圧検出回路１４は整流用のダイオード、分圧用の抵抗、平滑用のコンデンサ等からなり、出力電圧Ｖｘに応じた直流電圧である検出電圧Ｖxsを始動回路１３に出力する。

一方、始動回路１３は、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcを降圧・安定化して得られる動作電圧Ｖｄにより感温抵抗Ｒ１を介して充電されるコンデンサＣ１と、オペアンプＯＰ１に入力抵抗および帰還抵抗を接続してなり、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1と電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxsの差分を増幅する誤差増幅器と、コンデンサＣ１と並列に接続された分圧抵抗Ｒ２と、コンデンサＣ１と並列に接続された放電用のスイッチＳＷとを具備し、後述するように抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１からなる充電回路の時定数（＝抵抗Ｒ１の抵抗値とコンデンサＣ１の容量値の積）に応じて出力電圧Ｖｆが徐々に上昇するものである。そして、始動回路１３の出力電圧Ｖｆが電圧制御発振器（ＶＣＯ）からなる駆動回路１１に入力されており、駆動回路１１は始動回路１３の出力電圧Ｖｆの上昇に応じて駆動信号Ｖ_DH，Ｖ_DLの周波数を徐々に減少させている。

ここで、始動回路１３の動作を図１７〜図１９を参照してさらに詳しく説明する。図１７は横軸を駆動信号Ｖ_DH，Ｖ_DLの周波数ｆinv、縦軸を誘導コイル５に印加される高周波出力電圧Ｖｘとする電力変換回路９の出力特性を示し、曲線イが無電極放電灯６が消灯している状態（無負荷時）、曲線ロが無電極放電灯６が点灯した状態（点灯時）の特性を表している。また、図１８は駆動回路１１における入力（始動回路１３の出力電圧Ｖｆ）と出力（駆動信号Ｖ_DH，Ｖ_DLの周波数ｆinv）の関係を表している。さらに、図１９（ａ）〜（ｅ）は横軸を時間、縦軸をそれぞれ電力変換回路９の高周波出力電圧Ｖｘ、駆動信号Ｖ_DH，Ｖ_DLの周波数ｆinv、始動回路１３の出力電圧Ｖｆ、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcとしたタイムチャートを示している。

交流電源ＡＣから直流電源Ｅへの電源供給が開始されてスイッチＳＷがオンからオフに切り替わると（時刻ｔ＝ｔ１）、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcが立ち上がり（図１９（ｅ）参照）、動作電圧ＶｄによってコンデンサＣ１が充電されて始動回路１３の出力電圧Ｖｆが徐々に上昇する（図１９（ｃ）参照）。出力電圧Ｖｆの上昇に伴って駆動回路１１から出力される駆動信号Ｖ_DH，Ｖ_DLの周波数（電力変換回路９の動作周波数）ｆinvが初期値（始動開始周波数）ｆｓから徐々に減少する（図１９（ｂ）参照）。ここで、始動開始周波数ｆｓは、図１７に示すように無負荷時の共振周波数ｆｗよりも十分に高い周波数に設定されており、動作周波数ｆinv＝ｆｓのときの電力変換回路９の出力電圧Ｖｘは低い電圧に抑えられている。ここで、駆動回路１１では、図１８に示すように始動回路１３の出力電圧Ｖｆの上昇に伴って動作周波数ｆinvを徐々に減少させており、動作周波数ｆinvが所定の始動周波数ｆｍに達すると電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが始動電圧に達し（時刻ｔ＝ｔ２）、無電極放電灯６が点灯して特性が曲線イから曲線ロへ変化することで出力電圧Ｖｘが下降する（図１７および図１９（ａ）参照）。さらに、無電極放電灯６が点灯した後も始動回路１３は動作周波数ｆinvを始動終了周波数ｆｅまで減少させる（時刻ｔ＝ｔ３）。

このように電力変換回路９の動作周波数ｆinvを徐々に減少させることで出力電圧Ｖｘを徐々に上昇させて無電極放電灯６を始動させれば、負荷インピーダンスの変動による影響を吸収して安定した始動および点灯が可能となる。なお、始動時においては定格点灯時に比較して電力変換回路９の出力電圧Ｖｘをより大きくする必要があり、重負荷がかかるために直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcにはリップル等の電圧変動が生じやすいが、始動回路１３を構成する誤差増幅器の差動増幅動作の働きにより、出力電圧Ｖdcの変動が電力変換回路９の出力電圧Ｖｘに影響を与えないようになっている。
特開平７−６５９７８号公報

ところで、上記従来装置では無電極放電灯６の点灯後に電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが低下するため、電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxsも低下し、始動回路１３の誤差増幅器のはたらきで出力電圧Ｖｆがさらに増加して、上述のようにコンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1が分圧抵抗Ｒ２の両端電圧（一定値）に達して出力電圧ＶｆがＶｆｅまで増加する（動作周波数ｆinvが点灯周波数ｆｅに達する）まで電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが増加することになる。ここで、周囲温度変化や暗黒状態等の環境変化、あるいは回路部品の定数ばらつき等が有っても無電極放電灯６を安定して始動、点灯できるよう、電力変換回路９の出力電圧Ｖｘに余裕を持たせるために、始動終了周波数ｆｅを無負荷時の共振周波数ｆｗに近付ける必要がある。

しかしながら、始動終了周波数ｆｅが共振周波数ｆｗの近傍に設定されていると無電極放電灯６の点灯後における電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが過度に増加して回路素子に大きなストレスがかかったり、あるいは図１７に示すように始動終了周波数ｆｅが点灯後の特性（曲線ロ）のピークよりも低周波側に設定されていたとすると出力電圧Ｖｘが不足して無電極放電灯６が立ち消えする虞があった。

本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、無電極放電灯の安定した始動、点灯と回路部品へのストレスの低減が可能な無電極放電灯点灯装置並びに無電極放電灯装置を提供することにある。

請求項１の発明は、上記目的を達成するために、高周波でスイッチングされる１乃至複数のスイッチング素子並びに共振回路を具備し直流電力を高周波電力に変換して無電極放電灯に近接配置された誘導コイルに供給する電力変換回路と、スイッチング素子をスイッチングさせる駆動信号を出力する駆動回路と、誘導コイルに印加される高周波電圧を検出する電圧検出回路と、駆動回路を制御して駆動信号の周波数を徐々に減少させることにより誘導コイルの印加電圧を漸増させて無電極放電灯を始動する始動回路と、共振回路に流れる共振電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路の検出電流を参照して電力変換回路が出力する高周波電力が所望のレベルとなるように駆動回路を制御して駆動信号の周波数を変化させる制御回路とを備え、駆動回路は、始動回路が出力する第１の制御出力と、制御回路が出力する第２の制御出力とを加算した制御出力に応じて駆動信号の周波数を変化させることを特徴とする。

この発明によれば、始動回路のはたらきで無電極放電灯を安定して始動、点灯させることができるとともに、点灯後においては制御回路によりフィードバック制御が行われるために電力変換回路が出力する高周波電力が過度に増加あるいは減少することがなく、回路部品へのストレスの低減が図れる。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、無電極放電灯の始動点灯後に駆動信号の周波数を、増加させる向きにシフトする周波数シフト手段を備えたことを特徴とする。

この発明によれば、無電極放電灯の点灯後における始動回路のはたらきで電力変換回路の高周波出力が過大となることがなく、回路部品へのストレスが低減できる。

請求項３の発明は、請求項２の発明において、周波数シフト手段は、シフト後の周波数を、始動回路における駆動信号の周波数の減少を開始するときの周波数と無電極放電灯の始動点灯直後における駆動信号の周波数との間に設定することを特徴とする。

この発明によれば、回路部品へのストレスがさらに低減できる。

請求項４の発明は、請求項１の発明において、制御回路は、電流検出回路の検出値と所定の基準値の差分を増幅して第２の制御出力とする差動増幅器と、差動増幅器の検出値が入力される入力端と第２の制御出力が出力される出力端の間に接続される積分回路とを具備し、積分回路の時定数を、電力変換回路による高周波電力の出力が開始されてから無電極放電灯が始動点灯するまでに要する時間よりも大きくしたことを特徴とする。

この発明によれば、積分回路のはたらきで電力変換回路による高周波電力の出力が開始されてから無電極放電灯が始動点灯するまでの間は制御回路による駆動信号の周波数制御が行われず、始動回路のみで駆動信号の周波数を調整して電力変換回路の出力電圧が制御可能であり、安定して無電極放電灯を始動させることが可能となる。

請求項５の発明は、請求項１の発明において、制御回路は、電流検出回路の検出値と所定の基準値の差分を増幅して第２の制御出力とする差動増幅器と、基準値を調整する調整手段とを具備し、電力変換回路による高周波電力の出力が開始されてから無電極放電灯が始動点灯するまでの間は調整手段により基準値を調整して第２の制御出力を略ゼロとすることを特徴とする。

この発明によれば、調整手段により基準値を調整して第２の制御出力を略ゼロとすることにより、電力変換回路による高周波電力の出力が開始されてから無電極放電灯が始動点灯するまでの間は制御回路による駆動信号の周波数制御が行われず、始動回路のみで駆動信号の周波数を調整して電力変換回路の出力電圧が制御可能であり、安定して無電極放電灯を始動させることが可能となる。

請求項６の発明は、請求項１〜５の何れかの発明において、始動回路が動作周波数の減少を終了した後は、制御回路のみで駆動回路を制御することを特徴とする。

この発明によれば、無電極放電灯の点灯時における制御回路の制御が簡単になる。

請求項７の発明は、請求項１〜６の何れかの発明において、始動回路が動作周波数の減少を終了するときの駆動信号の周波数を、無電極放電灯の点灯時において電力変換回路の高周波電力が最大となる周波数の近傍に設定したことを特徴とする。

この発明によれば、始動時における駆動信号の周波数の調整範囲を拡大できるために周囲温度等の環境変化があった場合でも無電極放電灯を始動、点灯できる可能性が高くなる。

請求項８の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、始動回路は、電流検出回路の検出値と所定の基準値の差分を増幅して第１の制御出力とする差動増幅器を具備することを特徴とする。

請求項９の発明は、上記目的を達成するために請求項１〜８の何れかに記載の無電極放電灯点灯装置と、放電ガスがバルブ内に封入されてなる無電極放電灯と、無電極放電灯に近接配置されて電力変換回路から高周波電力が供給される誘導コイルとを備えたことを特徴とする。

この発明によれば、請求項１〜８の何れかの発明と同様の作用を奏する無電極放電灯装置が提供できる。

本発明によれば、始動回路のはたらきで無電極放電灯を安定して始動、点灯させることができるとともに、点灯後においては制御回路によりフィードバック制御が行われるために電力変換回路が出力する高周波電力が過度に増加あるいは減少することがなく、回路部品へのストレスの低減が図れる無電極放電灯点灯装置並びに無電極放電灯装置が提供できるという効果がある。

以下、図面を参照して本発明を実施形態により詳細に説明する。但し、以下の各実施形態において従来例と共通の構成要素には同一の符号を付して適宜説明を省略する。

（実施形態１）
図１に本実施形態の回路構成を示す。本実施形態は、共振回路に流れる共振電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路の検出電流を参照して電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが所望のレベルとなるように駆動回路１６を制御して駆動信号Ｖ_DH，Ｖ_DLの周波数（動作周波数）ｆinvを変化させる制御回路１７を備え、駆動回路１６が、始動回路１３が出力する第１の制御出力（第１の制御電流Ｉsw）と、制御回路１７が出力する第２の制御出力（第２の制御電流Ｉfb）とを加算した制御出力（制御電流）Ｉｏに応じて動作周波数ｆinvを変化させる点に特徴がある。

電流検出回路は、電力変換回路９を構成するローサイドのスイッチング素子Ｑ４と回路のグランドとの間に接続された検出抵抗Ｒｄからなり、スイッチング素子Ｑ４に流れる高周波電流（共振回路に流れる共振電流）に応じた検出電圧Ｖ_Rdを制御回路１７に出力している。

制御回路１７は、オペアンプＯＰ２に入力抵抗等を接続してなり、基準電圧Ｖrefと電流検出回路の検出電圧Ｖ_Rdの差分を増幅する誤差増幅器（差動増幅器）と、抵抗を介してオペアンプＯＰ２の出力端子にカソードが接続されたダイオードＤ２とを具備する。オペアンプＯＰ２は、基準電圧Ｖrefが非反転端子に入力されるとともに、反転端子と出力端子の間に抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１１の並列回路からなる遅延回路が接続されている。また、始動回路１３の誤差増幅器を構成するオペアンプＯＰ１の出力端子にも抵抗を介してダイオードＤ１のカソードが接続されており、これら２つのダイオードＤ１，Ｄ２のアノードが駆動回路１６の入力端子に並列接続されている。ここで、駆動回路１６の入力端子には定電圧（入力端子電圧）が印加されており、始動回路１３の誤差増幅器の出力電圧（オペアンプＯＰ１の出力端子電圧）が駆動回路１６の入力端子電圧よりも小さいときにダイオードＤ１が導通してその電位差に応じた第１の制御電流Ｉswが流れるとともに、制御回路１７の誤差増幅器の出力電圧（オペアンプＯＰ２の出力端子電圧）が駆動回路１６の入力端子電圧よりも小さいときにダイオードＤ２が導通してその電位差に応じた第２の制御電流Ｉfbが流れる。故に、駆動回路１６の入力端子から流れ出る制御電流Ｉｏの大きさは第１および第２の制御電流Ｉsw，Ｉfbの和となる。

一方、駆動回路１６は発振器を具備しており、入力端子から始動回路１３並びに制御回路１７の出力端子へ流れる制御電流Ｉｏに応じて発振器の発振周波数を変化させ、制御電流Ｉｏに比例して駆動信号Ｖ_DH，Ｖ_DLの周波数（動作周波数）ｆinvを増減している。したがって、始動回路１３並びに制御回路１７の誤差増幅器の出力電圧が大きくなるほど駆動回路１６の動作周波数ｆinvは減少することになる。

次に、本実施形態の動作を図２および図３を参照して詳細に説明する。図２（ａ）〜（ｈ）は横軸を時間、縦軸をそれぞれ電力変換回路９の高周波出力電圧Ｖｘ、動作周波数ｆinv、制御電流Ｉｏ、第１の制御電流Ｉsw、第２の制御電流Ｉfb、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1、オペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎ、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcとしたタイムチャートを示している。また、図３は横軸を動作周波数ｆinv、縦軸を誘導コイル５に印加される高周波出力電圧Ｖｘとする電力変換回路９の出力特性を示し、曲線イが無電極放電灯６が消灯している状態（無負荷時）、曲線ロが無電極放電灯６が点灯した状態（点灯時）の特性を表している。

交流電源ＡＣから直流電源Ｅへの電源供給が開始されてスイッチＳＷがオンからオフに切り替わると（時刻ｔ＝ｔ１）、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcが立ち上がり（図２（ｈ）参照）、動作電圧ＶｄによってコンデンサＣ１が充電されてオペアンプＯＰ１の出力電圧が徐々に上昇し、それに伴って第１の制御電流Ｉswが徐々に減少する（図２（ｄ）参照）。一方、時刻ｔ＝ｔ１では電力変換回路９の出力電流（共振電流）は略ゼロであるからその検出電圧Ｖ_Rdも略ゼロとなり、制御回路１７の誤差増幅器を構成するオペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｎは基準電圧Ｖrefに応じた初期値（最大値）となる（図２（ｇ）参照）。そして、時間の経過とともに電力変換回路９の出力電流が増加して検出電圧Ｖ_Rdも増加し、それに合わせてオペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎが減少するが、抵抗Ｒ１０およびコンデンサＣ１１からなる遅延回路のはたらきで誤差増幅器の出力電圧は初期値（略ゼロ）から増加せず、制御回路１７の第２の制御電流Ｉfbもほぼゼロとなる（図２（ｅ）参照）。したがって、オペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎが駆動回路１６の入力端子電圧よりも高電圧である間は第２の制御電流Ｉfbが略ゼロとなり、制御出力Ｉｏが第１の制御出力Ｉswとほぼ一致するため、制御回路１７による動作周波数ｆinvのフィードバック制御が行われず、従来例で説明したように始動回路１３から出力される第１の制御電流Ｉswによって動作周波数ｆinvを徐々に減少させる制御のみが行われる。

そして、始動回路１３により駆動回路１６の動作周波数ｆinvが徐々に減少して始動周波数ｆｍに達すると、電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが始動電圧に達し（時刻ｔ＝ｔ２）、無電極放電灯６が点灯して特性が曲線イから曲線ロへ変化することで出力電圧Ｖｘが下降する（図３および図２（ａ）参照）。さらに、無電極放電灯６が点灯した後も始動回路１３は動作周波数ｆinvを始動終了周波数ｆｅまで減少させる（時刻ｔ＝ｔ３）。ここで、制御回路１７における遅延回路の遅延時間は無電極放電灯６が始動点灯するまでに要する時間（時刻ｔ＝ｔ１からｔ３までの経過時間）程度に設定されており、時刻ｔ＝ｔ３以降はオペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎと駆動回路１６の入力端子電圧の電位差に応じて第２の制御電流Ｉfbが流れるため、制御電流Ｉｏの増加とともに動作周波数ｆinvも増加し、電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが減少することになる。なお、駆動回路１６の動作周波数ｆinvは、共振電流が無電極放電灯６の定格点灯持における所望のレベルに一致するとき、すなわち、検出電圧Ｖ_Rdが基準電圧Ｖrefと一致するときの周波数（定格点灯周波数）ｆｘに落ち着くことになる（図３参照）。これ以降、制御回路１７は共振電流（電力変換回路９の出力電流）を基準電圧Ｖrefで決まる所望のレベルに一致させるように駆動回路１６の動作周波数ｆinvをフィードバック制御して無電極放電灯６を安定点灯させる。なお、始動回路１３のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1は、動作電圧Ｖｄを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧までしか増加しないので、この分圧電圧と無電極放電灯６の点灯時における電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxsとの電位差が駆動回路１６の入力端子電圧よりも高電圧となるようにしておけば、始動回路１３が動作周波数ｆinvの減少を終了した後は制御回路１７のみで駆動回路１６を制御することとなり、無電極放電灯６の点灯時における制御回路１７の制御が簡単になるという利点がある。

而して、本実施形態によれば、無電極放電灯６の始動点灯後に電力変換回路９の高周波出力が過大となる期間が時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３の間のみとなるから、従来例に比較して回路部品へのストレスを低減できるという利点がある。また、第１および第２の制御電流Ｉsw，Ｉfbの和（制御電流Ｉｏ）に応じて駆動回路１６の動作周波数ｆinvを調整する構成としているため、制御回路１７から出力する第２の制御電流Ｉfbで動作周波数ｆinvを素早く制御することができ、回路部品へのストレスがさらに低減できるものである。なお、無電極放電灯６の始動期間（時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ３）には制御回路１７によるフィードバック制御を停止しているため、始動回路１３のみで駆動回路１６の動作周波数ｆinvを調整して電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが制御可能であり、安定して無電極放電灯６を始動させることが可能である。

なお、始動回路１３が動作周波数ｆinvの減少制御を終了する始動終了周波数ｆｅは、
無電極放電灯６の点灯時において電力変換回路９の高周波出力（出力電圧Ｖｘ又は出力電流）が最大となる周波数、すなわち、図４に示すように無負荷時の共振周波数ｆｗの近傍であって共振周波数ｆｗよりも低くない周波数に設定すれば、始動時における動作周波数ｆinvの調整範囲を拡大できるために周囲温度等の環境変化があった場合でも無電極放電灯６を始動、点灯できる可能性が高くなり、さらに、点灯後に周波数特性のピークよりも低周波数側の領域に動作周波数ｆinvが入る確率が低減できるため、無電極放電灯６が立ち消えする確率が低くなるという利点がある。

（実施形態２）
本実施形態は、始動回路１３による無電極放電灯６の始動期間に制御回路１７のフィードバック制御を停止する停止手段の構成に特徴があり、その他の構成および動作については実施形態１と共通である。

図５に示すように、制御回路１７のオペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子の間には抵抗Ｒ１０のみが接続され、さらに出力端子にはダイオードＤ３のカソードが接続されている。そして、このダイオードＤ３のアノードは停止信号出力回路１８に接続されている。すなわち、停止信号出力回路１８から出力される停止信号ＶpsがＨレベルのときにダイオードＤ３が導通し、制御回路１７の誤差増幅器の出力電圧が駆動回路１６の入力端子電圧よりも高電圧に保持されることで第２の制御電流Ｉfbが略ゼロとなり、制御回路１７によるフィードバック制御が停止する。反対に、停止信号出力回路１８から出力される停止信号ＶpsがＬレベルのときにはダイオードＤ３が導通しないから、制御回路１７によるフィードバック制御は停止しない。

次に、本実施形態の動作を図６を参照して詳細に説明する。図６（ａ）〜（ｈ）は横軸を時間、縦軸をそれぞれ電力変換回路９の高周波出力電圧Ｖｘ、動作周波数ｆinv、制御電流Ｉｏ、第１の制御電流Ｉsw、第２の制御電流Ｉfb、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1、停止信号Ｖps、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcとしたタイムチャートを示している。

交流電源ＡＣから直流電源Ｅへの電源供給が開始されてスイッチＳＷがオンからオフに切り替わると（時刻ｔ＝ｔ１）、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcが立ち上がり（図６（ｈ）参照）、動作電圧ＶｄによってコンデンサＣ１が充電されてオペアンプＯＰ１の出力電圧が徐々に上昇し、それに伴って第１の制御電流Ｉswが徐々に減少する（図６（ｄ）参照）。一方、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcが立ち上がった時刻ｔ＝ｔ１以降、停止信号出力回路１８が停止信号ＶpsをＨレベルとし（図６（ｇ）参照）、制御回路１７の誤差増幅器の出力電圧を駆動回路１６の入力端子電圧よりも高電圧に保持して第２の制御電流Ｉfbを略ゼロとする。このため、制御出力Ｉｏが第１の制御出力Ｉswとほぼ一致し、制御回路１７による動作周波数ｆinvのフィードバック制御が行われず、始動回路１３から出力される第１の制御電流Ｉswによって動作周波数ｆinvを徐々に減少させる制御のみが行われる。

そして、始動回路１３により駆動回路１６の動作周波数ｆinvが徐々に減少して始動周波数ｆｍに達すると、電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが始動電圧に達し（時刻ｔ＝ｔ２）、無電極放電灯６が点灯して特性が曲線イから曲線ロへ変化することで出力電圧Ｖｘが下降する（図６（ａ）参照）。さらに、無電極放電灯６が点灯した後も始動回路１３は動作周波数ｆinvを始動終了周波数ｆｅまで減少させる（時刻ｔ＝ｔ３）。そして、時刻ｔ＝ｔ３で停止信号出力回路１８が停止信号ＶpsをＨレベルからＬレベルに切り換え（図６（ｇ）参照）、時刻ｔ＝ｔ３以降はオペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎと駆動回路１６の入力端子電圧の電位差に応じた第２の制御電流Ｉfbが流れ、制御電流Ｉｏの増加とともに動作周波数ｆinvも増加して電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが減少し、検出電圧Ｖ_Rdが基準電圧Ｖrefと一致するときの定格点灯周波数ｆｘに落ち着く。

而して、本実施形態によれば、実施形態１と同様に無電極放電灯６の始動期間（時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ３）には停止信号出力回路１８によって制御回路１７によるフィードバック制御を停止しているため、始動回路１３のみで駆動回路１６の動作周波数ｆinvを調整して電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが制御可能であり、安定して無電極放電灯６を始動させることが可能である。しかも、停止信号Ｖpsを誤差増幅器の出力端子に直接印加するため、実施形態１のように停止手段として抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１１からなる遅延回路（積分回路）を用いる場合に比較して、制御回路１７によるフィードバック制御を確実に停止できるという利点がある。

なお、停止信号出力回路１８が停止信号ＶpsをＨレベルからＬレベルに切り換えるタイミングは少なくとも無電極放電灯６の始動期間よりも後であればよく、例えば、無電極放電灯６の始動期間に相当する時間をカウントするタイマを設けたり、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1や電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxsから始動回路１３による動作周波数ｆinvの調整（減少）が終了したことを検出する手段を設けたり、あるいは、その他の手段を用いることも可能である。

また、停止信号出力回路１８から出力する停止信号ＶpsをオペアンプＯＰ２の出力端子に入力する代わりに、図７に示すように基準電圧Ｖrefよりも十分に大きいレベルとした停止信号ＶpsをオペアンプＯＰ２の非反転端子に入力することで第２の制御電流Ｉfbを略ゼロとして制御回路１７によるフィードバック制御を停止するようにしても構わない。この場合には停止信号出力回路１８が基準電圧Ｖrefを調整する調整手段となる。

（実施形態３）
本実施形態は、無電極放電灯６の始動点灯後、始動回路１３により動作周波数ｆinvを減少させる向きと逆向き、すなわち、動作周波数ｆinvを増加させる向きにシフトする周波数シフト手段を備えた点に特徴がある。なお、これ以外の基本構成並びに動作は実施形態１と共通である。

周波数シフト手段は、図８に示すように電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxsに基づいて無電極放電灯６の点灯を検出する点灯検出回路１９と、点灯検出回路１９の出力端子に抵抗Ｒ１１を介してカソードが接続されるとともにアノードがオペアンプＯＰ２の出力端子に接続されたダイオードＤ５とで構成される。点灯検出回路１９は、無電極放電灯６の点灯を検出していないときに出力端子の端子電圧（出力電圧）Ｖplを略ゼロのＬレベルとし、無電極放電灯６の点灯を検出した時点から所定期間Ｔ１だけ出力電圧ＶplをＨレベル（オペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎよりも高い電圧）とする。

次に、本実施形態の動作を図９および図１０を参照して詳細に説明する。図９（ａ）〜（ｊ）は横軸を時間、縦軸をそれぞれ電力変換回路９の高周波出力電圧Ｖｘ、動作周波数ｆinv、制御電流Ｉｏ、第１の制御電流Ｉsw、第２の制御電流Ｉfb、電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxs、点灯検出回路１９の出力電圧Ｖpl、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1、オペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎ、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcとしたタイムチャートを示している。また、図１０は無電極放電灯６の消灯時（曲線イ）および点灯時（曲線ロ）の電力変換回路９の出力特性を示している。

交流電源ＡＣから直流電源Ｅへの電源供給が開始されてスイッチＳＷがオンからオフに切り替わると（時刻ｔ＝ｔ１）、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcが立ち上がり（図９（ｊ）参照）、動作電圧ＶｄによってコンデンサＣ１が充電されてオペアンプＯＰ１の出力電圧が徐々に上昇し、それに伴って第１の制御電流Ｉswが徐々に減少する（図９（ｄ）参照）。一方、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcが立ち上がった時刻ｔ＝ｔ１以降、点灯検出回路１９は出力電圧ＶplをＨレベルとし（図９（ｇ）参照）、制御回路１７の誤差増幅器の出力電圧を駆動回路１６の入力端子電圧よりも高電圧に保持して第２の制御電流Ｉfbを略ゼロとする。このため、制御出力Ｉｏが第１の制御出力Ｉswとほぼ一致し、制御回路１７による動作周波数ｆinvのフィードバック制御が行われず、始動回路１３から出力される第１の制御電流Ｉswによって動作周波数ｆinvを徐々に減少させる制御のみが行われる。

始動回路１３により駆動回路１６の動作周波数ｆinvが徐々に減少することで電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが徐々に増加し、電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxsも出力電圧Ｖｘの増加に伴って増加する。ここで、点灯検出回路１９では検出電圧Ｖxsが第１のしきい値Ｖth1を超えたことで始動回路１３が動作周波数ｆinvの調整を行っていることを確認している（図９（ｆ）参照）。そして、動作周波数ｆinvが始動周波数ｆｍに達して無電極放電灯６が点灯すると（時刻ｔ＝ｔ２）、電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが始動電圧から大きく減少するから（図９（ａ）参照）、点灯検出回路１９では検出電圧Ｖxsが第２のしきい値Ｖth2を下回ることで無電極放電灯６の点灯を検出し（図９（ｆ）参照）、直ちに出力電圧ＶplをＨレベルからＬレベルに切り換える（図９（ｇ）参照）。点灯検出回路１９の出力電圧ＶplがＬレベルになるとダイオードＤ５が導通して第２の制御電流Ｉfbが増加するため（図９（ｅ）参照）、図１０に示すように駆動回路１６の動作周波数ｆinvが始動周波数ｆｍから高周波側の動作周波数ｆｎにシフトする。そして、無電極放電灯６の点灯を検出してから所定期間Ｔ１が経過した時点（時刻ｔ＝ｔ３）で点灯検出回路１９が出力電圧ＶplをＬレベルからＨレベルに切り換えると（図９（ｇ）参照）、それ以降はオペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎと駆動回路１６の入力端子電圧の電位差に応じた第２の制御電流Ｉfbが流れ、制御電流Ｉｏの増加とともに動作周波数ｆinvも増加して電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが減少し、検出電圧Ｖ_Rdが基準電圧Ｖrefと一致するときの定格点灯周波数ｆｘに落ち着く。

実施形態１では、無電極放電灯６が点灯した後も始動回路１３が動作周波数ｆinvを始動終了周波数ｆｅまで減少させるため、電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが点灯時における特性（図１０の曲線ロ参照）のピークを超えてしまい、回路部品にストレスがかかっている。しかしながら、本実施形態では、周波数シフト手段によって無電極放電灯６が点灯した後は動作周波数ｆinvを増加方向へシフトしているため、電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが点灯時における特性のピークを超えることがなく、回路部品へのストレスを低減することができる。

なお、図１１に示すように点灯検出回路１９の出力端子をダイオードＤ６を介してオペアンプＯＰ２の反転入力端子に接続し、無電極放電灯６の点灯を検出していないときに点灯検出回路１９の出力電圧Ｖplを略ゼロのＬレベルとし、無電極放電灯６の点灯を検出した時点から所定期間Ｔ１だけ出力電圧ＶplをＨレベルとすれば（図１２参照）、無電極放電灯６が点灯した後に第２の制御電流Ｉfbを一定値だけ増加させて駆動回路１６の動作周波数ｆinvを始動周波数ｆｍから高周波側の動作周波数ｆｎにシフトさせることができて同様の作用効果を奏し得る。

（実施形態４）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して適宜図示並びに説明を省略する。

図１３に示すように、点灯検出回路２０は電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxsに基づいて無電極放電灯６の点灯を検出するものであって、その出力端子がダイオードＤ８のカソードに接続されるとともに、ダイオードＤ８のアノードが始動回路１３における抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続されている。さらに、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点とコンデンサＣ１との間にダイオードＤ７が接続されている。点灯検出回路２０は、無電極放電灯６の点灯を検出していないときに出力端子の端子電圧（出力電圧）Ｖplを略ゼロのＬレベルとし、無電極放電灯６の点灯を検出した時点から所定期間Ｔ１だけ出力電圧ＶplをＨレベル（動作電圧Ｖｄを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧よりも高い電圧）とする。

次に、本実施形態の動作を図１４および図１５を参照して詳細に説明する。図１４（ａ）〜（ｊ）は横軸を時間、縦軸をそれぞれ電力変換回路９の高周波出力電圧Ｖｘ、動作周波数ｆinv、制御電流Ｉｏ、第１の制御電流Ｉsw、第２の制御電流Ｉfb、電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxs、点灯検出回路２０の出力電圧Ｖpl、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1、オペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎ、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcとしたタイムチャートを示している。また、図１５は無電極放電灯６の消灯時（曲線イ）および点灯時（曲線ロ）の電力変換回路９の出力特性を示している。

交流電源ＡＣから直流電源Ｅへの電源供給が開始されてスイッチＳＷがオンからオフに切り替わると（時刻ｔ＝ｔ１）、直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcが立ち上がる（図１４（ｊ）参照）。直流電源Ｅの出力電圧Ｖdcが立ち上がった時刻ｔ＝ｔ１以降、点灯検出回路２０が出力電圧ＶplをＨレベルとし（図１４（ｇ）参照）、ダイオードＤ８を不導通とするから、動作電圧ＶｄによってコンデンサＣ１が充電されてオペアンプＯＰ１の出力電圧が徐々に上昇し、それに伴って第１の制御電流Ｉswが徐々に減少する（図１４（ｄ）参照）。ここで、オペアンプＯＰ２の反転入力端子と出力端子の間に接続された遅延回路（抵抗Ｒ１０およびコンデンサＣ１１の並列回路）のはたらきにより、オペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎが駆動回路１６の入力端子電圧よりも高電圧である間は第２の制御電流Ｉfbが略ゼロとなり、制御出力Ｉｏが第１の制御出力Ｉswとほぼ一致するため、制御回路１７による動作周波数ｆinvのフィードバック制御が行われず、実施形態１で説明したように始動回路１３から出力される第１の制御電流Ｉswによって動作周波数ｆinvを徐々に減少させる制御のみが行われる。

始動回路１３により駆動回路１６の動作周波数ｆinvが徐々に減少することで電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが徐々に増加し、電圧検出回路１４の検出電圧Ｖxsも出力電圧Ｖｘの増加に伴って増加する。ここで、点灯検出回路２０では検出電圧Ｖxsが第１のしきい値Ｖth1を超えたことで始動回路１３が動作周波数ｆinvの調整を行っていることを確認している（図１４（ｆ）参照）。そして、動作周波数ｆinvが始動周波数ｆｍに達して無電極放電灯６が点灯すると（時刻ｔ＝ｔ２）、電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが始動電圧から大きく減少するから（図１４（ａ）参照）、点灯検出回路２０では検出電圧Ｖxsが第２のしきい値Ｖth2を下回ることで無電極放電灯６の点灯を検出し（図１４（ｆ）参照）、直ちに出力電圧ＶplをＨレベルからＬレベルに切り換える（図１４（ｇ）参照）。点灯検出回路２０の出力電圧ＶplがＬレベルになるとダイオードＤ８が導通して動作電源ＶｄによるコンデンサＣ１の充電が停止し、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖc1がその停止時点におけるレベルに固定される（図１４（ｈ）参照）から、第１の制御電流Ｉswの減少も停止し（図１４（ｄ）参照）、駆動回路１６の動作周波数ｆinvが無電極放電灯６の点灯時の周波数ｆｍに固定されることになる（図１５参照）。

そして、無電極放電灯６の点灯を検出してから所定期間Ｔ１が経過した時点（時刻ｔ＝ｔ３）で点灯検出回路２０が出力電圧ＶplをＬレベルからＨレベルに切り換えると（図１４（ｇ）参照）、それ以降は再びコンデンサＣ１が充電されて両端電圧Ｖc1が増加し（図１４（ｈ）参照）、それに伴って第１の制御電流Ｉswも再び減少する（図１４（ｄ）参照）。一方、制御回路１７では遅延回路の遅延動作が終了し、オペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｎと駆動回路１６の入力端子電圧の電位差に応じた第２の制御電流Ｉfbが流れ、制御電流Ｉｏの増加とともに動作周波数ｆinvも増加して電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが減少し、検出電圧Ｖ_Rdが基準電圧Ｖrefと一致するときの定格点灯周波数ｆｘに落ち着く。

上述のように本実施形態では、実施形態３と同様に電力変換回路９の出力電圧Ｖｘが点灯時における特性のピークを超えることがなく、回路部品へのストレスを低減することができる。

実施形態１を示す回路図である。 同上の動作説明用のタイムチャートである。 同上の動作説明図である。 同上の動作説明図である。 実施形態２の要部の回路図である。 同上の動作説明用のタイムチャートである。 同上の要部の他の構成を示す回路図である。 実施形態３を示す回路図である。 同上の動作説明用のタイムチャートである。 同上の動作説明図である。 同上の要部の他の構成を示す回路図である。 同上の動作説明用のタイムチャートである。 実施形態４を示す回路図である。 同上の動作説明用のタイムチャートである。 同上の動作説明図である。 従来例を示す回路図である。 同上の動作説明図である。 同上の動作説明図である。 同上の動作説明用のタイムチャートである。

符号の説明

９ 電力変換回路
１３ 始動回路
１４ 電圧検出回路
１６ 駆動回路
１７ 制御回路
Ｉｏ 制御電流
Ｉsw 第１の制御電流
Ｉfb 第２の制御電流

Claims (9)

1. 高周波でスイッチングされる１乃至複数のスイッチング素子並びに共振回路を具備し直流電力を高周波電力に変換して無電極放電灯に近接配置された誘導コイルに供給する電力変換回路と、スイッチング素子をスイッチングさせる駆動信号を出力する駆動回路と、誘導コイルに印加される高周波電圧を検出する電圧検出回路と、駆動回路を制御して駆動信号の周波数を徐々に減少させることにより誘導コイルの印加電圧を漸増させて無電極放電灯を始動する始動回路と、共振回路に流れる共振電流を検出する電流検出回路と、電流検出回路の検出電流を参照して電力変換回路が出力する高周波電力が所望のレベルとなるように駆動回路を制御して駆動信号の周波数を変化させる制御回路とを備え、駆動回路は、始動回路が出力する第１の制御出力と、制御回路が出力する第２の制御出力とを加算した制御出力に応じて駆動信号の周波数を変化させることを特徴とする無電極放電灯点灯装置。
2. 無電極放電灯の始動点灯後に駆動信号の周波数を、増加させる向きにシフトする周波数シフト手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の無電極放電灯点灯装置。
3. 周波数シフト手段は、シフト後の周波数を、始動回路における駆動信号の周波数の減少を開始するときの周波数と無電極放電灯の始動点灯直後における駆動信号の周波数との間に設定することを特徴とする請求項２記載の無電極放電灯点灯装置。
4. 制御回路は、電流検出回路の検出値と所定の基準値の差分を増幅して第２の制御出力とする差動増幅器と、差動増幅器の検出値が入力される入力端と第２の制御出力が出力される出力端の間に接続される積分回路とを具備し、積分回路の時定数を、電力変換回路による高周波電力の出力が開始されてから無電極放電灯が始動点灯するまでに要する時間よりも大きくしたことを特徴とする請求項１記載の無電極放電灯点灯装置。
5. 制御回路は、電流検出回路の検出値と所定の基準値の差分を増幅して第２の制御出力とする差動増幅器と、基準値を調整する調整手段とを具備し、電力変換回路による高周波電力の出力が開始されてから無電極放電灯が始動点灯するまでの間は調整手段により基準値を調整して第２の制御出力を略ゼロとすることを特徴とする請求項１記載の無電極放電灯点灯装置。
6. 始動回路が動作周波数の減少を終了した後は、制御回路のみで駆動回路を制御することを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の無電極放電灯点灯装置。
7. 始動回路が動作周波数の減少を終了するときの駆動信号の周波数を、無電極放電灯の点灯時において電力変換回路の高周波電力が最大となる周波数の近傍に設定したことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の無電極放電灯点灯装置。
8. 始動回路は、電流検出回路の検出値と所定の基準値の差分を増幅して第１の制御出力とする差動増幅器を具備することを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の無電極放電灯点灯装置。
9. 請求項１〜８の何れかに記載の無電極放電灯点灯装置と、放電ガスがバルブ内に封入されてなる無電極放電灯と、無電極放電灯に近接配置されて電力変換回路から高周波電力が供給される誘導コイルとを備えたことを特徴とする無電極放電灯装置。

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