JP2006244908A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 放電灯点灯回路の構成を簡素化し、部品点数やコストを低減させるとともに、放電灯の起動後に安定した点灯状態へと確実に移行させる。
【解決手段】 直流入力電圧を受けて交流変換及び昇圧を行う直流−交流変換回路３を備え、制御手段６によって直流−交流変換回路３を制御して放電灯の点灯制御を行う。交流変換用トランス７、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌ及び共振用コンデンサ８を有し、該スイッチング素子を駆動し、コンデンサ８とトランス７のインダクタンス成分若しくはインダクタンス素子９とを直列共振させる。放電灯の点灯前に、スイッチング素子の駆動周波数を共振周波数ｆ１へと徐々に近づけて無負荷時出力を上げて、起動用信号を放電灯に供給する。そして、点灯開始後には、放電灯の点灯直前の駆動周波数よりも、予め決められた周波数変位量ΔＦだけ高い駆動周波数に規定し、点灯時の共振周波数ｆ２よりも高い周波数領域ｆｂへと移行させる。
【選択図】図２

Description

本発明は、小型化や高周波化に適した放電灯点灯回路において、放電灯の点灯維持を確実に行えるようにするための技術に関する。

自動車等の車両用の光源に用いられる、メタルハライドランプ等の放電灯の点灯回路には、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成をもった直流電源回路と、直流−交流変換回路、起動回路を備えた構成が知られている。例えば、バッテリーからの直流入力電圧を直流電源回路において所望の電圧に変換した上で、後段の直流−交流変換回路にて交流出力に変換し、これに起動用信号を重畳して放電灯に供給する（例えば、特許文献１参照。）。

放電灯の点灯制御においては、放電灯が点灯する前（消灯時）の無負荷時出力電圧（以下、「ＯＣＶ」という。）を制御するとともに、放電灯に起動用信号を印加することで該放電灯を点灯させた後、過渡投入電力を低減しながら定常点灯状態へと移行させる。

直流電源回路には、例えば、トランスを用いたスイッチングレギュレータが用いられ、また、直流−交流変換回路には、例えば、複数対のスイッチング素子を用いたフルブリッジ型構成等が挙げられる。

特開平７−１４２１８２号公報

ところで、従来の点灯回路では、直流電源回路に用いられるトランスや、起動回路を構成するトランスが必要となり、あるいは直流−交流変換回路に用いられるスイッチング素子の数が多くなる等、回路規模やコスト面で問題がある。例えば、自動車用照明光源に放電灯を用いる場合に、限られたスペースに点灯回路を配置する必要がある（例えば、灯具内に点灯回路ユニットを収容させる場合等）。

２段階の電圧変換（直流電圧変換と直流−交流変換）を行う構成形態では、回路規模が大きくなってしまい、小型化に適さなくなることへの対策として、直流−交流変換回路における１段階の電圧変換によって昇圧された出力を放電灯に供給するようにした構成が考えられる。例えば、１つのトランスと共振回路を利用し、共振電圧を昇圧した上で放電灯への電力供給を行う構成形態が挙げられる。その場合に、問題となるのは、トランスやコンデンサ等の部品に関する特性バラツキをある程度許容し、点灯性能の維持を図ること及び放電灯の起動後に安定した点灯状態へと確実にかつ速やかに移行させることである。これらの事項は、例えば、自動車用照明光源への適用において、夜間走行の安全性を充分に確保する上で必須とされる。

そこで、本発明は、放電灯点灯回路の構成を簡素化し、部品点数やコストを低減させるとともに、放電灯の起動後に安定した点灯状態へと確実に移行させることを課題とする。

本発明は、直流入力電圧を受けて交流変換を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路と、上記直流−交流変換回路の出力する電力を制御するための制御手段を備えた放電灯点灯回路において、下記に示す構成を有するものである。

（１）直流−交流変換回路が、制御手段によって駆動される複数のスイッチング素子と、インダクタンス素子又はトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有していること。

（２）放電灯の消灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「ｆ１」と記し、放電灯の点灯時における直列共振回路の共振周波数を「ｆ２」と記すとき、放電灯の点灯前には、上記スイッチング素子の駆動周波数をｆ１へと徐々に近づけるように駆動制御を行うとともに、起動回路による起動用信号を放電灯に供給すること。

（３）放電灯が点灯を開始した後には、放電灯の点灯直前における上記スイッチング素子の駆動周波数を基準として、当該駆動周波数よりも、予め決められた周波数変位量だけ高い駆動周波数に規定することにより、上記スイッチング素子の駆動周波数をｆ２よりも高い周波数領域へと移行させること。

従って、本発明では、直流−交流変換回路において、複数のスイッチング素子を用いてその駆動周波数を制御するとともに、インダクタンス素子又はトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を用いることによって回路構成の簡素化及び高周波化、高効率化等に有効である。そして、スイッチング素子の駆動周波数をｆ２よりも高い周波数領域に移行させる場合の制御において、インダクタンス素子やコンデンサの特性バラツキや温度特性等によるｆ１やｆ２の変動の影響を受け難くなる。

本発明によれば、回路部品の特性バラツキや周囲条件の変動等の影響を緩和し、点灯性能の維持及び安定した点灯状態への確実な点灯移行を行うことが可能である。

直流−交流変換回路が、交流変換及び起動用信号に係る昇圧機能をもつトランスを有する構成形態において、共振用素子としてのコンデンサと、該トランスのインダクタンス成分若しくは該コンデンサに接続されたインダクタンス素子とにより直列共振回路を形成する。そして、該トランスの１次側回路に発生する共振電圧が該トランスにて昇圧され、２次側回路に接続される放電灯に電力を供給される構成とする。これによって、回路構成が簡素化され、複数のトランスを使用する必要がなくなり、回路装置の小型化や低コスト化等に有利である。

また、上記スイッチング素子の駆動周波数に係る制御において、入力電圧に応じた周波数信号を得るための電圧−周波数変換回路を有する構成形態では、該電圧−周波数変換回路の出力信号の周波数に従ってスイッチング素子の駆動周波数を制御する。そして、放電灯の点灯開始後には、電圧−周波数変換回路の出力量が一定量変化することにより上記予め決められた周波数変位量が規定されるようにする。これによって、制御構成や制御の複雑化等を伴うことがなく、駆動周波数の精度向上等に有効である。

放電灯に起動がかかり、放電灯が点灯を開始した場合には、上記スイッチング素子の駆動周波数をいきなり変化させることなく、点灯開始直後から予め決められた期間中に駆動周波数を固定することが、放電灯の点灯維持の確実性を高める上で好ましい。そして、当該期間中に電圧−周波数変換回路への入力量を一定量だけ変化させて、当該期間の経過後に、上記予め決められた周波数変位量をもってスイッチング素子の駆動周波数を高くして、上記ｆ２よりも高い周波数領域へと移行させれば良い。

図１は本発明に係る基本構成例を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２から電源供給を受ける直流−交流変換回路３と起動回路４を備えている。

直流−交流変換回路３は、直流電源２から直流入力電圧（図の「＋Ｂ」参照）を受けて交流変換及び昇圧を行うために設けられている。本例では、２つのスイッチング素子５Ｈ、５Ｌと、それらの駆動制御を行う制御手段６を備えている。つまり、高段側のスイッチング素子５Ｈの一端が電源端子に接続され、該スイッチング素子の他端が低段側のスイッチング素子５Ｌを介して接地されており、制御手段６によって各素子５Ｈ、５Ｌが交互にオン／オフされる。尚、図では簡単化のために素子５Ｈ、５Ｌをスイッチの記号で示しているが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチング素子が用いられる。

本発明の適用において、直流−交流変換回路３は、インダクタンス素子又はトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有する。本例では、直流−交流変換回路３が電力変換用のトランス７を有しており、その一次側において共振用コンデンサ８と、インダクタ又はインダクタンス成分との共振現象を利用した回路構成が用いられている。つまり、構成形態としては、例えば、下記の３通りが挙げられる。

（Ｉ）共振用コンデンサ８とインダクタンス素子との共振を利用した形態
（ＩＩ）共振用コンデンサ８とトランス７のリーケージ（漏れ）インダクタンスとの共振を利用した形態
（ＩＩＩ）共振用コンデンサ８と、インダクタンス素子及びトランス７のリーケージインダクタンスとの共振を利用した形態

先ず、上記（Ｉ）では、共振用コイル等のインダクタンス素子９を付設し、例えば、該素子の一端を共振用コンデンサ８に接続して、該コンデンサ８をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続する。そして、インダクタンス素子９の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続した構成が挙げられる。

また、上記（ＩＩ）では、トランス７のインダクタンス成分を利用することで、共振用コイル等の追加が不要である。つまり、共振用コンデンサ８の一端をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続し、該コンデンサ８の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続すれば良い。

上記（ＩＩＩ）では、インダクタンス素子９とリーケージインダクタンスとの直列合成リアクタンスを用いることができる。

いずれの形態でも、共振用コンデンサ８と誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタンス素子）との直列共振を利用し、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数を直列共振周波数以上の値に規定して該スイッチング素子を交互にオン／オフさせれば、トランス７の二次巻線７ｓに接続された放電灯１０（例えば、車両用灯具に用いるメタルハライドランプ等）の正弦波点灯を行うことができる。尚、制御手段６による各スイッチング素子の駆動制御において、スイッチング素子がともにオン状態とならないように相反的にそれぞれの素子を駆動する必要がある（オンデューティーの制御等に依る。）。また、直列共振周波数については、点灯前の共振周波数を「ｆ１」、点灯状態での共振周波数を「ｆ２」と記し、共振用コンデンサ８の静電容量を「Ｃｒ」、インダクタンス素子９のインダクタンスを「Ｌｒ」、トランス７の一次側インダクタンスを「Ｌｐ１」と記すとき、例えば、上記形態（ＩＩＩ）において、放電灯の点灯前では、「ｆ１＝１／（２・π・√（Ｃｒ・（Ｌｒ＋Ｌｐ１））」となる。例えば、駆動周波数がｆ１よりも低いとスイッチング素子の損失が大きくなり効率が悪化するので、ｆ１よりも高い周波数領域でのスイッチング動作が行われる。また、放電灯点灯後には、「ｆ２≒１／（２・π・√（Ｃｒ・Ｌｒ））」となる（ｆ１＜ｆ２）。この場合も、ｆ２よりも高い周波数領域でスイッチング動作が行われる。

起動回路４は、放電灯１０に起動用信号を供給するために設けられており、起動時における起動回路４の出力電圧がトランス７にて昇圧されて放電灯１０に印加される（交流変換された出力に対して起動用信号が重畳されて放電灯１０に供給される。）。本例では、起動回路４の出力端子の一方をトランス７の一次巻線７ｐの途中に接続し、他方の出力端子を一次巻線７ｐの一端（グランド側端子）に接続した形態を示している。これに限らず、例えば、トランス７の二次側から起動回路への入力電圧を得る形態や、インダクタンス素子９とともにトランスを構成する補助巻線（後述の巻線１１）を設けて、該補助巻線から起動回路への入力電圧を得る形態等が挙げられる。

図１のように、直流−交流変換回路３で直流入力から交流への変換及び昇圧を行って、放電灯の電力制御を行う回路形態において、放電灯１０に流れる電流や放電灯１０にかかる電圧を検出する場合には、例えば、共振用のインダクタンス素子９に対して巻線を追加し、また、トランス７に巻線を追加することによって、放電灯の電流検出値及び電圧検出値を得ることができる。

図１に示す例では、インダクタンス素子９とともにトランスを形成する補助巻線１１が放電灯１０に流れる電流の相当電流を検出するために設けられており、該補助巻線１１の出力が電流検出回路１２に送られる。つまり、放電灯の電流検出については、インダクタンス素子９及び補助巻線１１を用いて行われ、その検出結果が制御手段６に送出され、放電灯１０の電力制御や点消灯の判別に利用される。

また、放電灯１０にかかる電圧検出については、例えば、トランス７に設けられた検出用巻線７ｖの出力に基づいて行われる。本例では、検出用巻線７ｖの出力が電圧検出回路１３に送られ、該回路によって放電灯１０にかかる電圧に相当する検出電圧が得られる。そして、これが制御手段６に送出されて放電灯１０の電力制御等に利用される。

尚、放電灯の電流検出法や電圧検出法に関しては各種形態を採用可能であり（例えば、トランス７の２次側回路に電流検出用抵抗を設ける等）、回路構成の如何は問わない。

図２は制御形態について説明するための概略的なグラフ図であり、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸には点灯回路の出力電圧「Ｖo」をとって、放電灯の消灯時の直列共振曲線「ｇ１」及び点灯時の直列共振曲線「ｇ２」を示している。

尚、放電灯の消灯時にはトランス７の二次側が高インピーダンスであり、該トランスの一次側のインダクタンス値が高く、共振周波数ｆ１の共振曲線ｇ１が得られる。また、放電灯の点灯時には、トランス７の二次側のインピーダンスが低く（数十乃至数百Ω程度）、一次側のインダクタンス値が低くなり、共振周波数ｆ２の共振曲線ｇ２が得られる（点灯時には電圧の変化量が比較的小さく、主として電流が大きく変化する。）。

図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「ｆａ１」＝「ｆ＜ｆ１」の周波数領域（「ｆ＝ｆ１」の左側に位置する容量性領域あるいは進相領域）
・「ｆａ２」＝「ｆ＞ｆ１」の周波数領域（「ｆ＝ｆ１」の右側に位置する誘導性領域あるいは遅相領域）
・「ｆｂ」＝「ｆ＞ｆ２」の周波数領域（点灯時の周波数領域であり、「ｆ＝ｆ２」の右側に位置する誘導性領域内である。）
・「ｆocv」＝点灯前（消灯時）における出力電圧の制御範囲（以下、これを「ＯＣＶ制御範囲」という。これはｆａ２内においてｆ１の近傍域に位置する。）
・「Ｌmin」＝放電灯の点灯維持が可能な出力レベル
・「Ｐ１」＝電源投入前の動作点
・「Ｐ２」＝電源投入直後の初期動作点（領域ｆｂ内）
・「Ｐ３」＝消灯時にＯＣＶの目標値への到達時点を示す動作点（ｆocv内）
・「Ｐ４」＝点灯後の動作点（領域ｆｂ内）

放電灯に係る点灯移行制御の流れを箇条書きで示すと、例えば、以下のようになる。

（１）回路電源を投入する（Ｐ１→Ｐ２）
（２）ＯＣＶ制御範囲にて電力を投入する（Ｐ２→Ｐ３）
（３）起動パルスを発生させて放電灯に印加する（Ｐ３）
（４）放電灯が点灯を開始した後に点灯周波数（スイッチング素子の駆動周波数）の値を一定期間（以下、「周波数固定期間」という。））に亘って固定する（Ｐ３）
（５）ｆｂ内での電力制御へと移行させる（Ｐ３→Ｐ４）

電源投入直後や、放電灯が一旦点灯してから消灯した直後において、駆動周波数を周波数領域ｆｂへと移行させる（Ｐ１→Ｐ２）。つまり、一時的に周波数を高くしてから、徐々に周波数を下げてｆ１に近づけていく（Ｐ２→Ｐ３）。

ｆocv内でＯＣＶの制御を行い、放電灯への起動用信号を発生させ、該信号の印加により放電灯を点灯させる。例えば、ＯＣＶの制御において、周波数を下げて共振周波数ｆ１へと高周波側から近づけていくと、出力電圧が次第に大きくなっていき、動作点Ｐ３で目標値に到達する。尚、放電灯が点灯する前の消灯時に領域ｆａ１でＯＣＶの制御を行う方法では、スイッチング損失がかなり大きくなって回路効率が悪化すること、そして、領域ｆａ２においてＯＣＶの制御を行う方法において、無負荷時に回路を連続して動作させる期間が必要以上に長くならないようにすることに注意を要する。

動作点Ｐ３において、起動回路４によって放電灯１０の起動がかかり、点灯が開始されると一定期間だけ周波数が固定された後に、領域ｆｂへと移行する。尚、領域ｆocvから領域ｆｂへの移行については、これを１回で行う方法と、数回に分けて周波数を増加させていく方法が挙げられる。

放電灯１０の点灯開始直後に領域ｆｂへと直ちに周波数を移行させるのではなく、上記（４）に示すように、周波数固定期間を経ることによって、放電灯の立ち消えや点灯状態の不安定化等を伴うことなく定常点灯状態へと確実に移行させることが可能である。

尚、消灯指示を除く何らかの原因で放電灯が消灯した場合には、再び上記した点灯移行制御に入ることになる（基本的にはＰ２に戻り、Ｐ２→Ｐ３→Ｐ４へと推移するが、例えば、直流入力電圧の低下時には周波数を下げて、Ｐ３へと移行させる。）。

上記した領域ｆｂでの制御条件に関しては、次の２つを満たす必要がある。

（ｉ）ｆｂが共振曲線ｇ２における誘導性領域内であること
（ｉｉ）ｆｂ内において出力電圧が「Ｖo≧Ｌmin」を満たすこと（あるいは、ｆｂにおいて「Ｖo＝Ｌmin」を満たす上限周波数を「ｆ３」と記すとき、周波数がｆ３以下であること）

尚、条件（ｉ）は、電力制御の容易性に関係する。つまり、点灯時の回路特性において出力インピーダンスの誘導性領域では、放電灯の電流変動を抑制する方向の制御作用が働き、放電灯の電流を安定させるのに有効であり、電力制御し易い（これに対して、容量性領域（ｆ２の左側領域）では、放電灯の電流変動に対して敏感に追従する制御となり、電力が不安定化し易い。）。

また、条件（ｉｉ）は、ｆｂ内での周波数上限を規定するものであり、ｆｂにおいて周波数をｆ３よりも高くすると放電灯への投入電力が低下し、延いては消灯に陥ることになる。

周波数をｆocvからｆｂに移行させる場合に、例えば、下記に示す方法が考えられる。

（Ａ）上記（ｉ）、（ｉｉ）の条件を満たすｆｂ内の周波数を事前に決めておいて、動作点Ｐ３での周波数から当該周波数へと切り換える方法
（Ｂ）周波数が容量性領域内であるか又は誘導性領域内であるかを判別し、共振周波数ｆ２から点灯時の投入電力制御を開始する方法。

先ず、方法（Ａ）では、部品公差、特性のバラツキ、温度特性の影響を受けて共振周波数ｆ１、ｆ２の値が変動することへの対応が困難である。例えば、部品のバラツキを極力低減したとしても、車両用灯具等のように、周囲環境変化の著しい用途では、各種の変動要因について考慮することが必要とされ、また、特性等の経年変化の影響を受け難いこと等が要求される。

また、上記方法（Ｂ）では、高周波化への適用において、容量性、誘導性の判別が不可能となる。あるいは、仮にその判別が可能であり、点灯時に周波数がｆ２以下とならないような制御を実現できるとしても、高周波回路の場合には、コンパレータやロジック素子等の応答の遅れが無視できなくなるため、実現性が低いか又は制御やコスト面（高速で高価な素子等が必要になる）で問題が残る。

そこで、本発明では、放電灯の点灯前の制御（ＯＣＶ制御）において、スイッチング素子の駆動周波数をｆ１へと徐々に近づけることで、出力電圧を大きくする駆動制御を行って、起動用信号を放電灯に供給する。そして、放電灯が点灯し始めた後には、放電灯の点灯直前における駆動周波数（図２ではＰ３での周波数に相当する。）を基準として、当該駆動周波数よりも、予め決められた周波数変位量（図２の「ΔＦ」参照。）だけ高い駆動周波数に規定することにより、駆動周波数をｆ２よりも高い周波数領域ｆｂへと移行させる。

前記したように、共振周波数ｆ１、ｆ２は、例えば、上記形態（ＩＩＩ）において、「ｆ１＝１／（２・π・√（Ｃｒ・（Ｌｒ＋Ｌｐ１））」、「ｆ２≒１／（２・π・√（Ｃｒ・Ｌｒ））」である。つまり、ｆ１、ｆ２の各値は、コンデンサ８の静電容量「Ｃｒ」とインダクタンス素子９のインダクタンス「Ｌｒ」の変動の影響を受けるとともに、ｆ１値はさらにＬｐ１の変動の影響をも受ける。

Ｌｐ１の変動を無視した場合において、Ｃｒ又はＬｒの変動は、ｆ１、ｆ２に同じ傾向の変動を齎すことに注意すると、ｆocvからｆｂへの移行時においてＯＣＶ制御時の周波数から一定の周波数ΔＦだけ周波数を高めてｆｂの範囲内へと移行させる制御が、前記方法（Ａ）よりも精度面で好ましいことが分かる。即ち、Ｃｒ又はＬｒの値が小さく（又は大きく）なった場合に、ｆ１、ｆ２の値が上式に従ってともに大きく（又は小さく）なる傾向を示す。ｆ１、ｆ２の一方の変化と他方の変化とが同相関係とされることから、例えば、ｆ１が低くなったとしても、ｆ２が低くなるため、ΔＦをｆ１、ｆ２の変化に依存しない値に設定することができる。但し、Ｌｐ１値の変動に対してはｆ１値のみが変化してしまうので、部品公差や温度特性等の各種条件を考慮した上でΔＦ値や条件設定を行うことが必要である。

放電灯が点灯を開始した後に、スイッチング素子の駆動周波数を、点灯前の周波数よりも予め決められた周波数ΔＦだけ高めて誘導性領域（「ｆ＞ｆ２」）内の領域ｆｂへと移行させる制御では、上記方法（Ｂ）のような、容量性、誘導性の判別が不要であり、高周波化（例えば、駆動周波数２メガヘルツ以上）への対応が可能である。あるいは、高周波化への対応において制御やコスト面で有利となる。また、上記方法（Ａ）では、共振周波数ｆ１、ｆ２の変動によって、上記（ｉ）、（ｉｉ）の条件を満たさなくなる場合が起きるといった不具合が問題となるが、本発明に係る点灯移行制御によれば、ｆ１、ｆ２の変動に起因する弊害を排除し又は受け難くすること（つまり、ΔＦ分の変位量をもってｆocvからｆｂへと移行させる制御を行ったときに、例えば、ΔＦ値の不足によって周波数ｆがｇ２の容量性領域に入ったり、あるいはΔＦ値が大きいために周波数ｆがｆ３を超える領域に入ってしまうといったことが極力起こらないように防止できる。）。

次に、本発明を適用した回路構成の一例を、図３、図４に従って説明する。

図３は主に制御手段６の回路構成を例示しており、入力電圧に依存して周波数が変化する電圧−周波数変換回路（以下、「Ｖ−Ｆ変換回路」という。）を用いた構成例を示している。尚、図中の「Ｖin」は、Ｖ−Ｆ変換回路６ａの入力電圧を示し、「Ｆout」はＶ−Ｆ変換回路６ａによって変換された出力電圧の周波数を示している。

本例において、Ｖ−Ｆ変換回路６ａは、Ｖinが高い程Ｆoutが低くなる制御特性を有しており、その出力電圧が後段のブリッジ駆動部６ｂに送られ、その出力信号がスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの制御端子にそれぞれ送出される。例えば、上記周波数領域ｆｂにおいて、Ｖinの値が大きいほどＦoutの値が低くなり、その結果、出力電力（あるいは電圧）が増大する方向に制御が行われ、逆に、Ｖinの値が小さいほどＦoutの値が高くなり、出力電力（あるいは電圧）が減少する方向に抑制される。

ＯＣＶ制御部６ｃは、放電灯１０が点灯する前の無負荷時出力電圧を制御するための回路部であり、その出力信号が制御部６ｄに送出される。尚、ＯＣＶ制御部６ｃは、ＯＣＶの制御において周波数低下につれて放電灯への投入電力を増加させる機能を有し、例えば、上記電圧検出回路１３による放電灯の電圧検出信号（これを「Ｓｖ」と記す。）を入力信号とする演算増幅器を用いて構成される。

放電灯１０に供給される電力を制御するための電力演算部６ｅは、放電灯が点灯して上記領域ｆｂに移行した場合や定常状態における投入電力について制御するための回路構成を有しており、その出力信号が制御部６ｄに送出される。尚、本発明の適用上、電力演算部６ｅについての構成の如何を問わないが、例えば、放電灯に係る電圧検出信号Ｓｖや、上記電流検出回路１２による電流検出信号（これを「ＳＩ」と記す。）を入力信号として電力値を算出する演算増幅器や、放電灯の点灯時に駆動周波数ｆが共振周波数ｆ２よりも低下しないように制御出力を制限するためのリミッタ等が設けられる。

制御部６ｄは、ＯＣＶ制御部６ｃ及び電力演算部６ｅの出力信号を受け、Ｖ−Ｆ変換回路６ａに対する電圧を出力する。その具体的な回路構成については後述するが、エラーアンプ及びサンプル・ホールド回路等を備えている。

Ｖ−Ｆ変換回路６ａの入力電圧Ｖinは、スイッチング素子（５Ｈ、５Ｌ）の周波数制御に係る制御電圧であり、本例では、ＯＣＶ制御部６ｃや電力演算部６ｅから制御部６ｄを介した出力電圧として規定される。そして、該出力電圧を変換することによって得られる周波数Ｆoutの出力信号が、ブリッジ駆動部６ｂを経た後、各スイッチング素子５Ｈ、５Ｌへの制御信号としてそれぞれ送出される。

上記したように放電灯１０の点灯時には領域ｆｂ内の駆動周波数をもってスイッチング素子５Ｈ、５Ｌが交互に駆動されて、放電灯の電力制御が行われる。図示のようにトランス７及びコンデンサ８を有する構成において、コンデンサ８とトランス７の１次側漏れインダクタンス若しくは該コンデンサ８に接続されたインダクタンス素子９とにより直列共振回路が形成される。そして、トランス７の１次側回路において発生する共振電圧が該トランスにて昇圧されるとともに、該トランスの２次側回路に接続される放電灯１０に電力が供給される。

図４は上記制御部６ｄの回路構成例を示しており、電力演算部の後段に設けられたエラーアンプ１４と、その後段のサンプル・ホールド回路（以下、「Ｓ／Ｈ回路」と略記する。）１５を備えている。

ＯＣＶ制御部６ｃや電力演算部６ｅの出力信号は抵抗１６を介してエラーアンプ１４の負入力端子に供給され、該端子とエラーアンプ１４の出力端子にはコンデンサ１７及び抵抗１８が並列接続の状態で介挿されている。そして、エラーアンプ１４の正入力端子には、所定の基準電圧「Ｖref」（図には定電圧電源として示す。）が供給されている。

Ｓ／Ｈ回路１５には、図示しない信号生成回路からの信号（サンプル・ホールド信号）が供給される。例えば、放電灯の電流検出信号ＳＩのレベルを予め決められた基準値と比較することによって放電灯が点灯したことが検出された場合に、所定のパルス幅をもったサンプル・ホールド信号が生成されてＳ／Ｈ回路１５に供給され、該サンプル・ホールド信号がＨレベルである期間（上記の周波数固定期間に相当する。）において信号保持が行われる。

Ｓ／Ｈ回路１５の出力信号は、その後段のバッファアンプ１９の正入力端子に送られ、該アンプの出力電圧が上記「Ｖin」としてＶ−Ｆ変換回路６ａに送出される。

エラーアンプ１４の出力信号と、バッファアンプ１９の出力信号は、演算増幅器２０を用いた差動アンプ２１に入力される。つまり、エラーアンプ１４からの信号が、抵抗２２を介して負入力端子（反転入力端子）に供給され、バッファアンプ１９からの信号が、抵抗２３を介して正入力端子（非反転入力端子）に供給される。尚、演算増幅器２０の負入力端子（反転入力端子）と出力端子との間に抵抗２４が介挿されている。

差動アンプ２１の出力信号は、抵抗２５を介して差動アンプ２６に送出される。つまり、差動アンプ２６は演算増幅器２７を用いて構成され、その負入力端子には差動アンプ２１の出力信号が入力され、正入力端子には、上記ΔＦに対応する電圧（これを「ΔＶ」と記す。）が供給されている（図には定電圧源として示す。）。尚、演算増幅器２７の負入力端子（反転入力端子）と出力端子との間に抵抗２８が介挿されている。

差動アンプ２６の出力端子は、アナログスイッチ素子２９及び抵抗３０を介してエラーアンプ１４の負入力端子に接続されている。尚、アナログスイッチ素子２９は上記サンプル・ホールド信号を受けてオン／オフ制御され、本例において、該サンプル・ホールド信号がＨレベルの場合に当該素子がオン状態となる。

本回路構成において、差動アンプ２１、２６を含む回路部は、上記周波数固定期間に相当するサンプル・ホールド信号のＨレベル期間にのみエラーアンプ１４の入力を操作する。つまり、エラーアンプ１４の出力と、Ｓ／Ｈ回路１５の出力の差信号が一定値「ΔＶ」となるように、エラーアンプ１４の入力に対するフィードバックループを形成することにより、放電灯の点灯開始直後の一定期間（周波数固定期間）にＶ−Ｆ変換回路６ａへの入力量を変化させている。周波数固定期間の経過後にはＶinのレベルがΔＶ分だけ低下することにより、周波数変位量ΔＦだけ駆動周波数が上がり、その結果、前記したようにｆocvからｆｂへの移行制御、即ち、放電灯の点灯後において共振周波数ｆ２の右側領域（誘導性領域）に駆動周波数が確実に入るように制御される。

図５は、各部の信号波形を例示したものであり、図中に示す信号や記号の意味は、下記の通りである。

・「Ｓ／Ｈ信号」＝Ｓ／Ｈ回路１５及びアナログスイッチ素子２９に供給されるサンプル・ホールド信号
・「Ｓ／Ｈ出力」＝Ｓ／Ｈ回路１５の出力信号
・「ＥＡ出力」＝エラーアンプ１４の出力信号
・「Ｔ１」＝点灯前におけるＯＣＶ制御範囲での期間
・「Ｔ２」＝周波数固定期間
・「Ｔ３」＝周波数固定期間後の上記領域ｆｂでの電力制御期間
・「ｔｓ」＝放電灯の点灯開始時点

図示ように、Ｓ／Ｈ出力は、そのレベルがｔｓから一定期間（Ｔ２）に亘って固定され、該期間の経過後、Ｓ／Ｈ信号がＨレベルからＬレベルへと変化する際に、「ΔＶ」だけ下がる。つまり、この電圧分だけＶinが低くなり、その結果として、ΔＦの周波数分だけ駆動周波数が上昇して期間Ｔ３での電力制御へと引き継がれる。

エラーアンプ１４の出力に応じてＶ−Ｆ変換回路６ａの出力周波数Ｆoutが変化するようにした構成形態において、アンプ１９後の出力電圧を一時的に調整したり、あるいはＶ−Ｆ変換回路６ａにおいて上記ΔＦに相当する周波数変位量を加算する方法では、その後のエラーアンプ１４によるフィードバック制御へと繋げることができない（例えば、一過性の調整等では、制御上の安定化に支障を来たす虞が生じる。）。そこで、本例のように、差動アンプ２１、２６を用いて、周波数固定期間「Ｔ２」中にエラーアンプ１４の入力を操作して該エラーアンプの出力をΔＶだけ下げておき、当該期間の経過後に、ΔＦだけ周波数が高くされた前記ｆｂ内での周波数から電力制御を開始させることが好ましい。

図６はＶ−Ｆ変換回路６ａの構成例について要部を示したものである。

制御部６ｄからの電圧Ｖinは、抵抗３１を介して演算増幅器３２の反転入力端子に供給される。演算増幅器３２の非反転入力端子には、所定の基準電圧「ＥREF」が供給され、演算増幅器３２の出力信号が抵抗３３を介して電圧可変容量ダイオード３４に印加される。尚、抵抗３５が演算増幅器３２の反転入力端子と出力端子との間に介挿されており、抵抗３６はその一端が演算増幅器３２の出力端子に接続され、その他端が接地されている。

電圧可変容量ダイオード３４は、そのカソードが抵抗３３とコンデンサ３７との間に接続され、そのアノードが接地されている。そして、シュミット・トリガ型のＮＯＴゲート３８は、その入力端子がコンデンサ３７を介して電圧可変容量ダイオード３４のカソードに接続されており、ＮＯＴゲート３８に対して抵抗３９が並列に接続されている。これらの素子によって周波数可変の発振回路が形成され、ＮＯＴゲート３８の出力パルスが後段のブリッジ駆動部６ｂに送出される。

本例において、Ｖinのレベルが高く（低く）なると、演算増幅器３２の出力電圧が下（上）がって、電圧可変容量ダイオード３４の静電容量が大きく（小さく）なる。よって、出力パルスの周波数が下（上）がる。

図７は上記した制御動作を説明するための概略的なグラフ図である。尚、上図には図２と同様、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸に出力電圧「Ｖo」をとって共振曲線ｇ１、ｇ２を示しており、下図はＶ−Ｆ変換回路６ａの入出力特性を示し、横軸にＶ−Ｆ変換回路の出力周波数「Ｆout」をとり、縦軸に入力電圧「Ｖin」をとっている。

上図において、ｇ１上でｆ１の高周波寄りに位置する動作点Ｐが点灯前の状態を示し、ｇ２上で領域ｆｂ内に位置する動作点Ｑが点灯後の状態を示している。

ΔＦは、動作点Ｐ、Ｑにおける各周波数の差であり、ΔＶに相当する値とされる。つまり、本例において、Ｖ−Ｆ変換回路６ａの入出力特性は右下がりのほぼ線形性を有しており、上記したように周波数固定期間内に、エラーアンプ１４の入力を操作して該アンプの出力電圧をΔＶ分だけ下げれば、当該期間の経過後に、Ｖ−Ｆ変換回路６ａの出力信号周波数ＦoutがΔＦだけ上がり、領域ｆｂ内での制御へと移行させることができる。

尚、本発明の適用においては、Ｖ−Ｆ変換回路の入出力特性において、Ｖinの増加に伴って周波数Ｆoutが低下するようにした例に限定されることはなく（Ｖinの増加に伴って周波数Ｆoutが増加する形態等も可能である。）、上記の周波数固定期間中にＶ−Ｆ変換回路への入力量を一定量だけ変化させて、当該期間の経過後に、予め決められた周波数変位量ΔＦをもって、上記ｆ２よりも高い周波数領域（ｆｂ）へと移行させれば良い。

以上に説明した点灯方法、つまり、トランスと複数のスイッチング素子及びコンデンサを用いて直流−交流変換を行う際に、該トランス若しくはインダクタンス素子及びコンデンサを含む直列共振を利用する場合の放電灯点灯方法においては、下記の手順に従って点灯移行制御が行われる。

（１）放電灯の点灯前＝＞直流−交流変換回路を構成するスイッチング素子の駆動周波数を上記「ｆ１」（消灯時における上記直列共振回路の共振周波数）へと徐々に近づけるように当該素子の駆動制御を行う。そして、点灯可能なＯＣＶ値への到達後、放電灯に起動用信号を供給して起動させる。

（２）放電灯の点灯開始後＝＞先ず、一定期間、点灯直前の周波数（ＯＣＶ制御時の駆動周波数）に固定する。そして、この期間中に上記エラーアンプ１４の入力を操作してΔＶの変化量を与えておく。放電灯の点灯直前における上記スイッチング素子の駆動周波数を基準として、当該駆動周波数よりも、予め決められた周波数変位量ΔＦだけ高い駆動周波数に規定することにより、スイッチング素子の駆動周波数を上記「ｆ２」（点灯時における上記直列共振回路の共振周波数）よりも高い周波数領域（ｆｂ）へと移行させる。ここで、該領域ｆｂは点灯時の共振曲線における誘導性領域であって、出力電圧が上記Ｌmin以上とされる周波数領域である。

尚、上記の例では、図３において制御部６ｄの出力を後段のＶ−Ｆ変換回路６ａに対して直接供給する構成としたが、本発明に適用上ではこれに限らず、例えば、制御部６ｄとＶ−Ｆ変換回路６ａとの間に時定数回路（ＣＲ積分回路等）を設け、時定数の設定により上記領域ｆｂへの移行速度を規定して、より確実な点灯制御を行えるようにするといった各種構成での実施が可能である。

以上に説明した構成によれば、下記に示す各種の利点が得られる。

・消灯時のＯＣＶ制御範囲から点灯時の周波数領域ｆｂへの周波数移行において、放電灯の確実な点灯制御を実現できること
・共振周波数を決める素子部品の特性バラツキ等によって上記周波数移行の制御に大きな影響が及ばないこと、あるいは、共振周波数ｆ１、ｆ２の変動の影響を殆ど受けずに周波数変位量ΔＦを決定できること
・高周波化への対向において回路構成の複雑化やコストの著しい上昇等を伴わないこと
・電力演算部（６ｅ）とＯＣＶ制御部（６ｃ）に対して共通のエラーアンプを設けることで回路構成を簡素化できること
・一対のスイッチング素子（５Ｈ、５Ｌ）と、交流変換及び起動用信号の昇圧に兼用されるトランス（７）を用いた回路構成により、小型化、低コスト化に有利であること。

本発明に係る基本構成例を示す図である。 制御形態について説明するための図である。 制御手段の回路構成例を示す図である。 制御手段の要部を示す回路図である。 図４の各部の信号波形を概略的に示す図である。 Ｖ−Ｆ変換回路の構成例を示す図である。 制御動作を説明するための図である。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、３…直流−交流変換回路、４…起動回路、５Ｈ、５Ｌ…スイッチング素子、６…制御手段、７…トランス、８…コンデンサ、９…インダクタンス素子、１０…放電灯

Claims (4)

1. 直流入力電圧を受けて交流変換を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路と、上記直流−交流変換回路の出力する電力を制御するための制御手段を備えた放電灯点灯回路において、
   上記直流−交流変換回路が、上記制御手段によって駆動される複数のスイッチング素子と、インダクタンス素子若しくはトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有しており、
   上記放電灯の消灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「ｆ１」と記し、上記放電灯の点灯時における上記直列共振回路の共振周波数を「ｆ２」と記すとき、上記放電灯の点灯前には、上記スイッチング素子の駆動周波数を上記ｆ１へと徐々に近づけるように駆動制御を行うとともに上記起動用信号を上記放電灯に供給し、
   上記放電灯が点灯を開始した後には、上記放電灯の点灯直前における上記スイッチング素子の駆動周波数を基準として、当該駆動周波数よりも、予め決められた周波数変位量だけ高い駆動周波数に規定することにより、上記スイッチング素子の駆動周波数を上記ｆ２よりも高い周波数領域へと移行させる
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
   上記直流−交流変換回路が、交流変換及び上記起動用信号に係る昇圧機能をもつトランスを有しており、上記コンデンサと、該トランスのインダクタンス成分若しくは該コンデンサに接続されたインダクタンス素子とにより直列共振回路が形成され、該トランスの１次側回路に発生する共振電圧が該トランスにて昇圧されることにより、該トランスの２次側回路に接続される上記放電灯に電力が供給される
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
   上記制御手段が、入力電圧に応じた周波数信号を得るための電圧−周波数変換回路を有しており、該回路の出力信号の周波数に従って上記スイッチング素子の駆動周波数が制御されること、
   そして、上記放電灯が点灯を開始した後には、上記電圧−周波数変換回路の出力量が一定量変化することにより上記予め決められた周波数変位量が規定される
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
4. 請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
   上記放電灯の点灯開始直後から予め決められた期間中に、上記スイッチング素子の駆動周波数が固定されるとともに、当該期間中に上記電圧−周波数変換回路への入力量が一定量だけ変化し、当該期間の経過後に、上記予め決められた周波数変位量をもって上記スイッチング素子の駆動周波数が上昇して上記ｆ２よりも高い周波数領域へと移行する
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。

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