JP2001501767A - 高効率電子安定器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 電源（１０２、１０４）により給電される電子安定器。本発明の安定器は、始動電圧およびウォームアップ電圧をガス放電ランプ（１１６）に供給する。本発明の要旨は、安定器の一部を形成する可変周波数方形波インバータ（１０５）にある。

Description

【発明の詳細な説明】 高効率電子安定器 背景−発明の分野 本発明はランプ安定器に関し、より詳しくは、メタルハライドランプのような ガス放電ランプの始動および作動のための電力調整およびインターフェーシング を行なう半導体を使用した電子安定器に関する。 背景−従来技術の説明 高輝度で作動するガス放電ランプ、特にメタルハライドランプは、制御された 色での高効率照明を行なう。これらのランプは、放電を開始するための高電圧と 、ランプ始動後の電流を制限する安定器とを必要とする。この機能を与えるのに 、交流（ＡＣ）電力線から作動する電圧器およびインダクタが使用されている。 磁気安定器は安価で簡単であるが、多くの欠点を有している。磁気安定器は、鉄 および銅で作られているため大形で重い。磁気安定器は、高力率を得るのに大形 の力率補正コンデンサを必要とする。磁気安定器は、ランプを始動させるのに別 の高電圧イグナイタを必要とする。一般に、磁気安定器は、電力線サイクルの一 部でほぼ飽和して鉄心を作動する。このことは効率を低下させ、熱放出量を増加 させる。磁気安定器は、ランプ電力の制御または電力線電圧変動の補償は殆ど行 なわない。大きくて重い磁気安定器は、トラックライトのような小形の天井取付 け形固定器具には使用できない。 電子安定器は、小形かつ軽量で、これらのランプのための安定化作動を行なう 。電子安定器は、磁気安定器に比べ効率が高くかつランプ電力の安定化ができる 。高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ用電子安定器は比較的最近開発されたもので、多 くの問題および欠点があるため商業的導入が制限されている。ＨＩＤランプとし て、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプおよび水銀ランプがある。こ れらのランプは、５００Ｖ〜２５ｋＶまたはこれ以上の始動電圧を必要とする。 アークを維持するには、２００〜３００Ｖの開放電圧が必要である。始動直後は 、これらの全てのランプは非常に低いアーク電圧（例えば１７Ｖ）を有し、従っ て、アーク管を最終定常状態温度にウォームアップするのに充分な電力を発生さ せるための高電流を必要とする。これらのランプの別の特徴は、スイッチング電 源から発せられるような高周波数（例えば５〜２００ｋＨｚ）で作動するとき、 アークがふらつき、不安定になる傾向を有することである。この現象は、ときど き「音響アーク共鳴（acoustic arc resonance）」と呼ばれ、同調回路における 共鳴とは全く異なる現象である。 蛍光ランプ用電子安定器は一般的に、インバータ回路を用いて高周波数の正弦 波を発生させることにより作動可能である。これらの安定器は、上記特徴のため 、ＨＩＤランプの作動には適していない。多くの電子安定器は、低周波数方形波 の発生または音響アーク共鳴が生じない狭い「窓（window）」内での高周波数で の作動等の技術を用いてこれらの問題を解決することを試みている。他の技術は 、特殊なランプ構造または互いにインターフェースするように特別設計されたラ ンプおよび安定器を必要とする。これは、これらの特定形式のランプへのこれら の安定器の適用を制限する。 ＨＩＤ用電子安定器は、高い部品コスト、低効率、信頼性の欠如および音響ア ーク共鳴等の理由から、経済的に広く成功してはいない。 コスト、サイズおよび重量を低減させるため、ＨＩＤランプをより高い周波数 で作動させる多くの試みがなされている。 従来の全ての電子安定器は、音響アーク共鳴が起こる最高周波数より低い周波 数で作動する。音響アーク共鳴を防止する種々の方法は、実用的な信頼性を証明 してはいない。高周波数安定器の設計には、３００ｋＨｚという高い周波数での ランプの共振の問題、およびこのような高周波数でのスイッチング損失によるト ランジスタの過熱の問題がある。或る安定器のトポロジーは、ランプに流れる電 力をカスケード接続をなす数段階で処理することを必要とし、このため、コスト 、電力損失および廃棄熱が大きく増大し、かつ信頼性が低下する。 一般に、電子安定器の特徴的な長所は、サイズおよび重量が小さいことである 。コンパクトな固定器具の設計は、この特別な長所を有効に利用して、ランプの 近くに安定器を配置する。安定器の部品は自己発熱し、ランプ熱が安定器温度を 一層上昇させる。温度が１０℃上昇する毎に、安定器部品の寿命は５０％低下す る。複数の電力処理（power processing）と高周波数スイッチングによる損失が 結合したとき、安定器の信頼性は極めて低くなってしまう。 電子安定器は、入力電力線に存在する高電圧遷移が存在する状態で作動しなけ ればならない。そしてこのような高電圧遷移は点灯時のように、外部電源である 高電圧点灯器によって発生する。安定器内の半導体は、高電圧から生じるこれら の原因による影響を受け易い。安定器の電気配線が、アースまたは安定器の出力 に短絡されるか、安定器の入力に不適当に接続されてしまうこともある。これら の全ての欠陥が安定器回路を破壊する原因になる。既存の殆どの安定器は、１２ ０Ｖまたは２４０Ｖ電力線に別々に接続する必要がある。幾つかの異なる電圧が 使用されている場所で使用されるポータブル機器すなわちポータブル安定器は、 不適当な電圧が加えられてしまうことがある。無負荷回路およびランプの始動に 使用される高電圧は、ランプソケットに現れ、使用者にとって危険をもたらす。 メタルハライドランプは、始動の直後に非常に大きな電圧降下（３００Ｖ以上 に達することがよくある）が生じる。始動中の安定器の無負荷電圧は、この大き な電圧降下に打ち勝って、グローモードからアークモードに遷移させるのに充分 な電流を供給する。ランプの電極は、安定アークを発生できるように、加熱され て白熱するまで充分な電流を受けなくてはならない。従来の多くの安定器では、 信頼できるランプ作動を確保できるようにするために始動直後の遷移時間中の安 定器から充分に高い開放電圧や充分なアーク電流が得られない。特に、寿命末期 のランプの始動が一層困難になる。 ランプのガス充填圧力は、ランプのウォームアップによる温度と共に増大する 。これにより、必要とされる始動電圧が大幅に増大されるため、熱せられたラン プが、電力の遮断により瞬間的に消えてしまうことがある。多くの用途、例えば 、映画用照明、安全照明等では、急速な再始動を必要とする。殆どのランプの冷 却時間は２０〜９０秒である。大形のメタルハライドランプにおいては、熱い間 では、始動電圧が１０〜５５ｋＶに上昇する。既存の安定器は、この電圧を発生 させるのに別の特殊スタータを必要とする。これは、「熱間再点弧（hot-restri ke）」能力として知られている。従来の安定器では、ランプを容易に熱間再点弧 することはできない。 １９７５年に紹介されてから２０年経過したが、商業的に製造されでいるメタ ルハライドランプ用電子安定器は、スタジオ、医療用および写真用照明に使用さ れているに過ぎない。大量で低コストな一般照明用マーケットはこれらの高価な 装置を使用する余裕がなく、従来形の磁気安定器を使用し続けている。背景−従来技術、特許の説明 Herzogの１９７６年７月１３日付米国特許第3,969,652号は、ランプに低周波 数方形波を発生させるべく、全波ブリッジを駆動するステップダウン変換器を使 用している。これは縦列に二つの電源ユニットを必要とする。 Cooperの１９７７年１月１８日付米国特許第4,004,188号には同様な構成で、 パルススタータを付加したものが開示されている。この構成も、低周波数方形波 を発生する。 Paul（共同発明者あり）の１９８０年１２月１６日付米国特許第4,240,009号 には、全波ブリッジに一定電流を駆動する、トランスに結合された安定化インバ ータが開示されている。電力計回路は、直流（ＤＣ）電源から安定化インバータ へと作動する。 Stevensの１９８１年７月７日付米国特許第4,277,728号には、インバータ（こ の出力が、直列インダクタおよび分路コンデンサからなる共振回路を介して蛍光 ランプを作動する）を駆動する力率補正回路付きスイッチング安定器が開示され ている。インバータは、一般に３０ｋＨｚの正弦波を発生する。 Nilssenの１９９１年５月１９日付米国特許第5,001,400号は、蛍光ランプを作 動するためのハーフブリッジインバータおよび直列インダクタを使用している。 これは、ロアブリッジトランジスタとインダクタおよびダイオードどを結合する ことにより、インバータの下半部にある同じトランジスタを用いて力率補正を行 なう。 Liu等の１９９４年１２月６日付米国特許第5,371,440号は、１〜２ＭＨｚの出 力（該出力は２０ｋＨｚで変調される）を発生すべく高周波数インバータに接続 された力率補正器を使用している。これは、次に復調され、最終的にコミュテー タによりチョッパ波にされる。これは、干渉を低減させる低周波数ランプ電流 を発生するのに、高周波数磁気を用ることを可能にする。 Neroneの１９９５年１月１０日付米国特許第5,381,076号は、直列のインダク タおよび並列のコンデンサからなる共振回路に接続されるハーフブリッジインバ ータを作動する力率補正器を使用している。これは、ランプを始動させる高電圧 を発生し、次にインバータ周波数をシフトしてランプの作動電流を制御する。 これらの全ての技術は、効率的な低コストＨＩＤ安定器に適用するとき、多く の欠点を有している。欠点として次のようなものがある。すなわち、数段階の電 力プロセッシングを行なうことによる低効率、音響アーク共鳴を防止する充分に 高い周波数で作動できないこと、分離されたパルスイグナイタが必要なこと、高 コストであること、および／または高度に複雑な電力プロセッシングであること 等である。引用特許に開示された多くの回路は、これらの複雑さのため、大量か つ低コストで商業的に製造するには適していない。低周波数全波ブリッジを利用 する技術は、少なくとも５つの能動デバイスを必要とする。高周波数正弦波を発 生する安定器は、音響アーク共鳴を防止できずかつスイッチング損失により効率 も低い。これらの従来設計の殆どの多段階電力プロセッシングでは、いつでも２ 〜３個のトランジスタが能動状態にありかつ直列に接続されている。これらの理 由のため、効率が低く、信頼性に欠けかつ高コストである。これらの多くのテー マは、共同発明者であるPaulの２つの論文「電子安定器（The Flectronic Balla st）」（Power Conversion International 1981 Proce-edings:第４６７〜４８ ４頁）および「電子安定器の信頼性（Reliability Asp-ects of Electronic Bal lasts)」（Power Conversion International September 1983 Proceedings:第１ ８７〜１９８頁）に更に詳しく説明されている。背景−発明の目的 従って、本発明の目的は、メタルハライドランプおよび他の形式の高輝度ガス 放電ランプを始動および作動させる優れた電子安定器を提供すること、このよう な安定器を低コストで提供すること、および小形かつ軽量な安定器を提供するこ とにある。 本発明の他の目的は、ランプの音響アーク共鳴を防止できる安定器を提供する こと、およびアーク放電からグロー放電へ遷移する間に、ランプに高い無負荷回 路電圧を供する安定器を提供することにある。 本発明の他の目的は、高力率および高効率を有する安定器を提供することにあ る。 本発明の更に別の目的は、信頼性が高く、短絡回路または開放回路のような配 線欠陥により損傷を受けることがなく、かつ安定器の出力ターミナルに不意に触 れた場合に受ける電気ショックの可能性を低減させる安定器を提供することにあ る。 本発明の他の目的は、ランプ電力の簡単な制御を用いた構成の安定器を提供す ることにある。 本発明の他の目的は、広範囲の入力電圧で自動的に作動できるガス放電ランプ 用安定器を提供すること、および調節または変更をすることなく広範囲のランプ を作動できる安定器を提供することにある。 本発明の更に別の目的は、メタルハライドランプのホット再始動を行なうため のコンパクトで、簡単かつ低コストである安定器を提供することにある。図面の簡単な説明 第１図は、本発明の好ましい実施例による回路の概略構成を示す全体的ブロッ ク図である。 第２図は、電圧検出／電流検出／制御回路の詳細図である。 第３図は、インバータ／共振回路の幾つかの変更例を示す概略図である。 第４図は、第１図に付加される電力制御装置の好ましい実施例を示す概略図で ある。 第５図は、始動、ウォームアップおよび作動を示すランプインピーダンスをパ ラメータとして、周波数に対する第１図の共振回路の電圧および電流利得をプロ ットしたものである。 第６図は、第１図のランプおよび安定器の始動、イグニッション、遷移、ウォ ームアップおよび安定作動中の周波数、ランプ電圧およびランプ電流の変動を示 すタイミング図である。 第７図は、第１図の本発明のインバータ出力およびランプについてのアイドル 作動状態および始動作動状態中の種々の電圧波形および電流波形を示すものであ る。 第８図は、第１図の本発明のインバータ出力およびランプについてのウォーム アップ作動状態および安定作動状態中の種々の電圧波形および電流波形を示すも のである。発明の全体的原理 上記理由から、本発明者等は、電源とガス放電ランプとの間で接続され、ガス 放電ランプの始動および作動を行なうことができる電子安定器を開発した。本願 に開示する電子安定器は、可変周波数インバータ、高電圧始動を行なうための二 重共振網およびフィードバック制御装置、グローモードからアークモードへの遷 移、急速ウォームアップを行なうための始動後の高電流供給、および定電力定常 作動とを行なう。高周波数作動によりアーク共振が防止され、全ての作動フェー ズにソフトスイッチングを用いることにより効率が最高になる。 電源は入力電力調整器(input power conditioner)に接続されており、該調整 器は、入力電力源を、緩衝し、濾過し、整流しかつ一般に３５０〜４００Ｖの濾 過ＤＣ電圧源に変換するためのいずれかのまたは全ての要素で構成できる。電力 調整回路の構成は、入力電源に基づいて定まる。ＡＣ電力線入力の好ましい実施 例は、全波整流器に接続されたＥＭＩフィルタを使用する。ＥＭＩフィルタは、 安定器回路で発生する高周波数干渉を低減する。整流器は、入力ＡＣを全波脈動 ＤＣに変換する。脈動ＤＣはブースト力率補正器に供給され、該力率補正器の機 能は、（１）電源から供給される電流の形状を変化させてほぼ単一の力率を達成 すること、および（２）安定器用の一毅に３５０〜４００Ｖの調整されたＤＣ電 圧を供給することにある。これらの回路は、当業界で良く知られており、調整コ ンプライアンスにとって必要である。力率補正器の作動は、例えば８０〜２４０ ＶＡＣの広範囲の値の間の任意の電力線電圧に対し、濾過されかつ調整された出 力電圧の付加利益を与える。他の構成要素として、能動力率補正およびＤＣ電源 調整を必要としない１２０Ｖ電力から作動する倍電圧整流器がある。他のバリエ ーションは、受動力率補正を採用することである。 力率補正器のＤＣ出力は、ＤＣをＡＣの高周波数方形波に変化させるインバー タに供給される。ハーフブリッジ、フルブリッジその他の多くの異なる構成が可 能である。一般に、インバータには、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ ＭＯＳＦＥＴ）が使用されるが、他の形式の半導体スイッチングデバイスを使用 することもできる。インバータは、例えば８０〜５００ｋＨｚの広範囲の周波数 に亘って作動できる。インバータ出力は、各サイクルにおいてゼロからＤＣバス 電圧（例えば３５０Ｖ）へと遷移する。インバータの出力は、ランプ抵抗に基づ いて設計された共振回路に接続されており、その共振回路は２つの異なる共振周 波数を有する。好ましい構造は、インバータ出力に取り付けられた第１インダク タと、該第１インダクタと直列のコンデンサと、該コンデンサからインバータお よび電源の共通戻り回路に接続された第２インダクタとを使用している。ランプ は、第２インダクタを横切って接続される。第２インダクタは、第１インダクタ の約１０〜２０倍大きいインダクタンスを有する。ランプインピーダンスにより 、この回路網に応答して２つの共振周波数が存在する。ランプ抵抗が大きいとき （すなわち、ランプが点火（イグニッション）されないとき）、２つのインダク タおよびコンデンサは、第１周波数共振（「無負荷共振周波数」ともいう）を形 成する。ランプ抵抗が小さいとき（すなわち、ランプが小さな電圧降下を伴って 点火および作動されたとき）、第２インダクタは必然的に短絡され、第１インダ クタおよびコンデンサが第２のより高い共振周波数（「負荷共振周波数」ともい う）を形成する。インバータの周波数を変えることにより、ランプを横切る電圧 およびランプを流れる電流は広範囲に亘って変化する。 ランプの状態は、その数段階の作動中に変化する。この変化は、ランプ電圧お よび／またはランプ電流を検出することにより、およびフィードバック装置にお けるこれらの値のアナログ信号を用いることにより検出される。制御回路は電流 信号および／または電圧信号を受けかつ該信号の変化に応答してかつ、あらかじ め定められたタイミングシーケンスにより可変周波数発振器の周波数を変化させ る。制御装置の出力は、制御装置の出力を増幅しかつレベルシフトさせる駆動回 路に接続されている。また、駆動回路は、約１８０°の位相差をもつ２つの出力 信号を供給する。駆動回路のこれらの２つの出力がインバータのトランジスタを 作動させる。 インバータは、ハードスイッチングまたはソフトスイッチングで作動する。ハ ードスイッチングとは、トランジスタが、その出力ターミナル間に実質的な電圧 が存在する場合にターンオンされることを意味する。次に、これらのターミナル 間のキャパシタンス（緩衝を目的として、寄生的または意図的に設けられる）が 放電されてスイッチング損失を引き起こす。低周波数（約５０ｋＨｚまで）では 、ハードスイッチングにより引き起こされるスイッチング損失は通常許容できる が、小形ＨＩＤランプの音響アーク共鳴を防止するのに要求される高周波数では 、このスイッチング損失は非常に重要な意味をもつ。スイッチが、ハーフブリッ ジまたはフルブリッジインバータトポロジーでしばしば見られるように、その出 力に直接接続された導通ダイオードをターンオフする場合には、この損失はかな り大きい。 電力用トランジスタがソフトスイッチングで作動する場合には、ターンオン時 に該トランジスタを横切る電圧は本質的にゼロである。このため、ターンオン損 失は劇的に低減される。ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）または遷移共振（Tr ansition Resonance）と呼ばれるソフトスイッチングは、高周波数での高効率を 達成する当然の方法である。 本発明のインバータはソフトスイッチングモードで作動する。ソフトスイッチ ング技術は、インバータに付与される負荷が、ターンオン時にスイッチの電流が 負で、ターンオフ時には正になるという性質を必要とする。このような負荷は、 通常、スイッチング周波数での遅れ位相角を有する。すなわち、負荷は誘導性負 荷である。ソフトスイッチングを達成する別の方法は、スイッチの導通時間中に 電流が、前後に数回切り換わる共振負荷を持たせ、かつスイッチ電流が正である ときにスイッチにより遮断されることである。本発明者等は、この作動形式を、 「サブハーモニックソフトスイッチング」と呼ぶ。ソフトスイッチングはまた、 スイッチが電流を両方向に導通できることを必要とする。ＭＯＳＦＥＴデバイス では、トランジスタがターンオフされるときに、ボディダイオード（body diode ）が負の電流の経路を形成する。例えばバイポーラ接合トランジスタまたはIGBT 等の内部ダイオード（internal diode）を用いることなく他の形式のスイッチを 使用する場合には、インバータの各スイッチを横切る反並行ダイオード(anti-pa rallel diode)を付加してもよい。 ランプは、安定器に対し非常に広範囲の負荷インピーダンスを呈する。始動前 は、ランプは無負荷回路である。ランプ中のガスを絶縁破壊（break down）する には、高電圧を発生させなくてはならない。始動後は、ランプは非常に低い電圧 （約１７Ｖ）を有する。ランプがウォームアップすると、アーク要素が完全にイ オン化されるまで、ガス圧力および温度が多数秒の時間に亘って増大する。この ウォームアップ時間中、ランプの電圧が、７０〜１２０Ｖの最終値に達するまで 上昇する。ランプの急速ウォームアップは、ランプの定常状態電流よりも、ウォ ームアップ中に、より大きな電流（通常、５０％増加）を必要とする。安定器は 、始動サイクルおよびウォームアップサイクル中に、これらの各ランプ条件に必 要な電圧および電流を供給する。最初は、作動周波数は、低い方の共振周波数よ り高い周波数（好ましくは、高い方の共振周波数の１／３より僅かに高い周波数 ）に設定される。これは、アイドル周波数を形成する。高い方の共振周波数の１ ／３より僅かに高い周波数にアイドル周波数を設定することの利点は、ランプが その始動後に低インピーダンスになった後、コントローラが、インバータの周波 数をウォームアップ時間中のアイドル周波数にリセットすると、サブハーモニッ クソフトスイッチングが自動的に達成されることである。アイドリング作動およ びウォームアップを同じ周波数にすると、制御回路を簡単化できる。始動時に、 インバータの出力電圧（およびランプを横切る電圧）は、インバータ周波数をア イドル周波数（例えば１２５ｋＨｚ）から低い方の共振周波数（例えば８０ｋＨ ｚ）に低下させることにより上昇される。この電圧上昇は、直列コンデンサと、 直列インダクタおよび並列インダクタの合計との共振作用により増大される。ラ ンプを始動させるための１〜５ｋＶのランプ電圧は容易に達成される。ランプが 始動すると、電流センサまたは電圧センサがランプ電流の増大および／またはラ ンプ電圧の低下を検出し、かつ制御回路が、インバータ周波数をより高いウォー ムアップ値に瞬時に増大させる。上記理由のため、ウォームアップ周波数は、ア イドル周波数（すなわち、一般的な３１３ｋＨｚの第２共振周波数の１／３より 僅かに高い周波数。例えば１２５ｋＨｚ）と同じ周波数、または第２共振周波数 より僅かに高い周波数になるように選択される。いずれの場合にもソフトスイッ チングは維持される。この周波数を調節することにより、ウォームアップ中のラ ンプ電流は、任意の所望値（例えば、定常作動電流より５０％高い値）に設定で きる。 適当な時間遅延の後、またはランプ電圧が、ウォームアップ完了を表示する値 に上昇した後、制御回路は、インバータ周波数を、更に最終作動値（例えば500 ｋＨｚ）に増大させる。最終周波数は、音響アーク共鳴の最高周波数またはイン バータ負荷網の第２共振周波数のうちの高い方の周波数より高い周波数となるよ うに選択される。前述のように、低い周波数では、アークは不安定になり、揺ら ぎまたは消滅する。最高音響アーク共鳴周波数より高い周波数での作動は、この 好ましくない問題を防止する。二重共振網は、始動時のランプ電圧およびウォー ムアップ時および作動時のランプ電流の制御を可能にする。また、二重共振網は 、各作動モードについての作動周波数を適正に選択することにより、全ての作動 モード時のソフトスイッチングを可能にする。 本願に開示する電子安定器は可変周波数インバータ、二重共振網、およびフィ ードバック制御装置を使用して、高電圧始動、グローモードからアークモードへ の遷移、高電流および急速ウォームアップおよび定ワット数定常作動を行なう。 アーク共振は高周波数での作動により防止され、かつ全ての作動フェーズにおい てソフトスイッチングを使用することにより効率および信頼性が最高になる。 第１図−安定器の概略説明 第１図は、本発明の安定器の好ましい実施例を電気回路図の形態で概略的に示 すものである。電力は、入力電力調整器(input conditioner)１００に接続され たターミナル１０２、１０４に供給される。入力電力調整器１００は、用途の要 求に応じて、干渉濾過、整流および力率補正を行なう。入力電力調整器には、電 子工業分野で良く知られた技術を用いて、これらの項目のいずれかまたは全てを 行なう機能をもたせることができる。入力電力調整器１００の出力は、ほぼ100 〜４５０Ｖ、一般に３５０〜４００Ｖの電圧を有するＤＣ電源１０３である。ま た、入力電力調整器１００は直流電源１０３の安定化を行なうことにもなろう。 インバータ１０５は、ＤＣ電源１０３と局部接地戻り回路（local ground re- turn）との間で直列に接続された２つの電力ＭＯＳＦＥＴトランジスタ１０６、 １０８からなる。このトランジスタは順方向導通とは逆方向の電流を許すボディ ダイオードを含む。ＭＯＳＦＥＴは、駆動回路３００によりこれらのゲートに供 給される信号により制御されて、交互に導通する。 インバータ１０５の出力１０９における電圧は、ＤＣ電源１０３と接地戻り回 路との間で交番し、インバータ出力１０９で方形波を発生する。該方形波の周波 数は、駆動回路３００への入力１１１、１１３の周波数に等しくしてもよいし、 駆動回路３００のトグルフリップフロップ回路により前記周波数の１／２に除す こともできる。駆動回路３００は、増幅／レベルシフト回路を有している。任意 であるが、駆動回路３００に、分相回路および／または１つのＭＯＳＦＥＴのタ ーンオフと他のＭＯＳＦＥＴのターンオンとの間に短いデッドタイムを挿入する 回路（図示せず）を設けて、重畳導通（overlapping conduction）を防止するこ とができる。 インバータ１０５の出力１０９は、直列コンデンサ１１２に接続された直列イ ンダクタ１１０からなる共振回路６００に接続されている。コンデンサ１１２の 出力は、ランプ１１６の一方のターミナルおよび並列インダクタ１１４の１次巻 線１２０に接続されている。ランプ１１６の他方のターミナルは、電流検出器５ ００を介して、並列インダクタ１１４の１次巻線１２０の第２ターミナルに接続 されている。並列インダクタ１１４および電流検出器５００の第２ターミナルは 、コンデンサ１１８を介して接地戻り回路に戻る。並列インダクタ１１４は、電 圧検出器４００に接続された２次巻線１２２を有する。インバータ出力１０９で の電圧は、可変周波数の方形波である。この方形波は、濾過されかつ共振回路６ ００を介してランプ１１６に導かれる。 インバータ１０５の周波数は、制御回路２００の制御により変化される。これ は、良く知られたアナログ回路を用いて、またはインバータ周波数を発生するた めのアナログ／デジタル変換器と関連して作動するマイクロプロセッサを用いて 実施される。最小周波数は、コンデンサ１１２、１１８およびインダクタ１１０ 、１１４の直列共振（すなわち、共振回路６００の低い方の無負荷共振周波数） であり、一般に８０ｋＨｚである。最大周波数は、コンデンサ１１２、１１８お よびインダクタ１１０の直列共振（すなわち、共振回路６００の高い方の負荷共 振周波数）およびランプ１１６の音響アーク共鳴の最大周波数のいずれか高い方 より高い。この周波数は、アーク管寸法およびランプの他の特性に基づいて定ま る。５０〜１５０Ｗのランプについては、インバータ１０５の一般的な定常作動 周波数は４００〜５００ｋＨｚである。 これらの限界間で周波数を変化させることにより、ランプ１１６での電圧およ び電流は、始動に必要な高電圧から、ウォームアップに必要な高電流に変化され 、次に定常ランプ作動のための通常の電流および電圧に変化される。 ランプの状態は、電圧検出器４００および電流検出器５００によりモニタリン グされる。これらの回路は、概略的にいえば、検出抵抗器、変圧器、整流器およ びフィルタ（これらは良く知られている）の組合せからなり、便利な値に調整さ れたランプ１１６の電圧および電流のアナログを形成する。電流検出器５００に は電流変成器を使用するのが好ましい。ランブ１１６の高周波数ＡＣ電流および 電圧は、電圧検出器４００におよび電流検出器５００に含まれた整流手段及び容 量手段により検出されかつ濾過される。電圧検出器４００の出力４０２および電 流検出器５００の出力５０２は、制御回路２００への入力として供給する。 制御回路２００は、ランプ１１６への電流およびランプ１１６を横切る電圧の 変化に応答して上記種々の周波数変化を発生する。制御回路２００は、駆動回路 ３００に接続された２つの出力１１１、１１３を発生する。出力１１１、１１３ の周波数は、幾つかのプリセット時間遅延、および、電圧検出器４００および電 流検出器５００の出力における信号により決定されるランプ１１６の状態の関数 であるシーケンスで変化される。一般に、出力１１１、１１３は同じ周波数の方 形波であり、かつ５０％より僅かに小さいデューティ比および１８０°位相シフ トをもつ、インバータ１０５の出力周波数でもある。別の構成として、インバー タ１０５の出力周波数の２倍の一般的な５０％デューティ比をもつ１つのみの方 形波出力にすることもできる。この場合には、駆動回路３００は、１／２トグル フリップフロップ回路（divide-by-two toggle flip-flop circuit）およびイン バータのトランジスタ１６、１０８の重畳導通を防止するための手段を有してい る。 第１図−作動シーケンス 安定器のターンオン時に、制御回路２００の出力周波数は「アイドル」値（一 般に、１２５ｋＨｚ）にプリセットされる。周波数は一定時間（一般に５０ミリ 秒）中に低下し、かつコンデンサ１１２、１１８およびインダクタ１１０、１１ ４の直列共振周波数に到達する。これにより、並列インダクタ１１４の巻線１２ ０を横切る高い始動電圧が発生し、ランプ１１６をイグニッションする。ランプ １１６が始動すると、電圧検出器４００の出力が低下し、電流検出器５００の出 力が増大し、かつ制御回路２００の出力が、出力１１１の周波数を、急速に「ウ ォームアップ」周波数（一般に、１２５ｋＨｚまたは４００ｋＨｚ）に増大させ る。これにより、共振回路６００の出力での高電流がランプ１１６に供給され、 急速ウォームアップが行なわれる。この周波数は、一般に１０〜４５秒の時間遅 延の間維持される。急速ウォームアップ時間の終時に、周波数は、一般に５００ ｋＨｚの定常値に再び増大される。この定常値は、所望の電流レベル、電圧レベ ルおよびワット数レベルでランプ１１６を作動するように選択される。 制御回路２００には、故障検出等の付加機能をもたせることができる。例えば 、ランプ１１６が始動し損なった場合または取り外されている場合には、制御回 路２００が電流検出器５００からの信号を受けないであろう。ランプ１１６の電 流が検出されなくて適当な時間遅延が経過した後、制御回路２００は、周波数を １２５ｋＨｚのアイドル周波数に低下させる。これにより、ソフトスイッチング が確保され、無負荷インバータ１０５の過大スイッチング損失を防止する。或い は、制御回路２００が出力１１１、１１３をターンオフして、始動の連続的試み を防止するように構成することもできる。 第２図−制御回路の詳細 第２図は、一般的実施例における制御回路２００を更に詳細に示すものである 。ランプ１１６の電圧が、インダクタ１１４の巻線１２０を横切って存在する。 インダクタ１１４の補助巻線１２２は、ランプ電圧を、容易に処理できる値に低 下させる巻数比を有する。巻線１２０対巻線１２２の巻数比は、一般に２００： １である。巻線１２２の出力はダイオード２０２、コンデンサ２０６および抵抗 器２０４により整流されかつ濾過される。このＤＣ電圧出力は、ランプ電圧のア ナログであり比較器２０８に印加される。比較器２０８は、その他方の入力に基 準電圧２１０をも受け入れる。 ランプ１１６を通る電流は、電流検出変成器２０１の１次巻線を通って流れる 。変成器２０１の２次巻線は、一般に、５０：１の比をもちランプ電流のアナロ グを供給する。この電流は、ダイオードブリッジ２１２で整流され、コンデンサ ２１６で濾過され、かつ抵抗器２１４により電圧に変換される。従って、コンデ ンサ２１６を横切る電圧は、ランプ電流のアナログである。この電圧は、比較器 ２１８の非変換入力に印加される。該比較器２１８の変換入力は基準電圧２２０ に接続される。比較器２０８、２１８の出力はＯＲゲート２２２に入力され、該 ＯＲゲートは、いずれかの信号が出力を発生することを可能にする。ＯＲゲート ２２２の出力は第２ＯＲゲート２３４に接続され、該ＯＲゲート２３４の他方の 出力は、電源電圧２２４、コンデンサ２２６、抵抗器２２８、ダイオード２３０ および抵抗器２３２からなるパワーアップリセット回路に接続されている。この 組合せは、電力が回路に供給されるとパルスを発生し、回路を補正状態に初期化 する。これは、ＯＲゲート２３４の出力を用いて行なわれ、Ｒ−Ｓフリップフロ ップ２５６を「セット」状態に設定し、出力Ｑを発生させる。 コントローラＩＣ２７８は可変周波数発振器を有し、その周波数は、タイミン グノード２８２から流出する電流に応答して変化できる。この電流は、タイミン グノード２８２および抵抗器２７５の固定電圧により決定される固定成分を有す る。Ｒ−Ｓフリップフロップ２５６の出力Ｑが、抵抗器２５８を介してトランジ スタ２６２にベース電流を供給するとき、トランジスタ２６２が「オン」に保持 されていると、通常、抵抗器２７０を通る電流の付加成分が存在する。これによ り、最初の「アイドル」周波数が設定される。Ｒ−Ｓフリップフロップ２５６が 「リセット」されると、トランジスタ２６２がターンオフされ、タイミングノー ド２８２から流出する電流は、抵抗器２７０および抵抗器２７６を流れる変化電 流によりコンデンサ２６８を横切る電圧が増大すると、徐々に減少する。抵抗器 ２７６の他端は、基準電圧２８４（該基準電圧は、通常、タイミングノード２８ ２の電圧より高い）に接続されている。これは、周波数を、最初は「アイドル」 周波数（例えば、１２５ｋＨｚ）に設定し、次に周波数を共振回路６００の無負 荷共振周波数（例えば８０ｋＨｚ）近くの値まで徐々に低下させることにより、 安定器の始動作用を与える。 Ｒ−Ｓフリップフロップ２５６のリセットは、一般的に１秒間、リセット可能 な低周波数スタータ発振器２４６の制御により周期的に行なわれる。この発振器 の出力は、コンデンサ２４８および抵抗器２５０により微分されかつダイオード ２５２を介してＲ−Ｓフリップフロップ２５６のリセット入力Ｒに供給される。 リセット信号が存在しない場合には、抵抗冊２５４が、Ｒ−Ｓフリップフロップ ２５６のリセット入力Ｒを接地に導く。 前述の電流検出器回路により検出されるランプ電流の増大により表示されるよ うに、ランプ１１６が始動すると、比較器２１８の出力が増大する。高い信号が ＯＲゲート２２２、２３４を通りかつＲ−Ｓフリップフロップ２５６を設定する 。Ｒ−Ｓフリップフロップ２５６のＱ出力が「高」になりかつベース抵抗器２５ ８を介してトランジスタ２６２をターンオンする。トランジスタ２６２はコンデ ンサ２６８を急速放電し、これによりタイミングノード２８２から流出する電流 の突然の増大をもたらす。タイミングノード電流の増大は、コントローラＩＣ２ ７８の出力１１１、１１３での周波数の増大をもたらす。インバータの出力電圧 １０９の周波数は、一般に１２５ｋＨｚのウォームアップ周波数に増大する。 比較器２１８の高い出力信号はまた、抵抗器２３６およびコンデンサ２４０か らなるウォームアップ時間遅延回路に入力される。一般に、この時間遅延は、ラ ンプ１１６がウォームアップする充分な時間である１０〜６０秒に設定される。 ダイオード２３８は、この長い時間遅延回路のための急速リセット作用を与える 。比較器２４４および基準信号２４２はコンデンサ２４０の電圧を検出し、かつ ウォームアップ時間遅延が消尽したときに、ベース抵抗器２７４を介して、トラ ンジスタ２６４をターンオンするデジタル信号を供給する。トランジスタ２６４ が、抵抗器２７２を接地することにより（これにより、コントローラＩＣ２７８ の周波数を５００ｋＨｚの最終「定常」値に増大させる）ウォームアップ時間遅 延が消尽した瞬間にターンオンすると、タイミングノード２８２から流出する電 流に付加電流が付加される。 比較器２４４の高出力は、リセット可能なスタータ発振器２４６の始動を不可 能にする。 ランプ１１６が始動する前に、インバータ１０５の徐々に低下する出力周波数 により、並列インダクタ１１４を横切る電圧が徐々に増大する。該電圧の一部が 、インダクタ１１４の第２巻線１２２、ダイオード２０２、コンデンサ２０６お よび抵抗器２０４によりピーク検出される。例えば、ランプ１１６が熱過ぎるこ とによりランプ１１６が始動に失敗すると、コンデンサ２０６を横切る電圧は、 比較器２０８の閾電圧２１０に到達するまで、インバータ１０５の周波数の低下 により増大し続ける。比較器２０８の出力は「高」に増大し、かつＯＲゲート２ ２２、234を介してＲ−Ｓフリップフロップ２５６を設定する。Ｒ−Ｓフリップ フロップ２５６のＱ出力はベース抵抗器２５８を介してトランジスタ２６２をタ ーンオンし、これによりインバータ１０５の周波数が１２５ｋＨｚのアイドル値 に増大される。Ｒ−Ｓフリップフロップ２５６は、リセット可能なスタータ発振 器２４６がＲ−Ｓフリップフロップ２５６をリセットするまでセット状態に留ま り、ランプ１１６のための新たな始動を試みる。この始動の試みは、ランプ１１ ６が始動するか、任意に設けるタイミング回路（図示せず）がインバータ１０５ をターンオフするまで反復される。 第３図−出力回路の変更例 第３（ａ）図〜第３（ｅ）図は、第１図に示した出力回路についての多くの変 更例を示す。 第３（ａ）図は、単一の直列コンデンサ１１２を示し、第２直列コンデンサ１ １８は省略されている。直列インダクタ１１０は、ここでは、ランプ１１６と直 列に直接配置されている。この接続は、一層高い始動電圧を発生させるため、直 列インダクタ１１０と接続できる特殊パルスイグナイタの使用を可能にする。１ ０〜５５ｋＶの始動パルスの使用により、幾つかのランプの瞬間的再始動を行な うことができる。この形式の用途では、直列インダクタ１１０が直列インジェク ションパルススタータとして利用される。直列インダクタ１１０の巻線はタップ 巻線を有し、ステップアップ自動変成器を形成している。高電圧コンデンサ９３ ０はスパークギャップ９２０と直列に接続されており、該スパークギャップ９２ ０は、直列インダクタ１１０のタップ９１０に接続されている。始動中に、並列 インダクタ１１４を横切って、例えば５ｋＶの高電圧が発生する。この電圧は高 電圧ダイオード９４０により整流されかつコンデンサ９３０に印加される。充電 電流は抵抗器９５０により制限され、該抵抗器９５０はまた、充電コンデンサ９ ３０の時定数を設定する。コンデンサ９３０を横切る充分な電圧が発生すると、 スパークギャップ９２０が放電しかつコンデンサ９３０の電荷をタップ巻線９１ ０にダンプする。これにより、コンデンサ９３０の電圧の数倍の高電圧パルスを 直列インダクタ１１０に発生する。このパルスは、安定器により通常発生される 電圧と直列に発生しかつホット再始動中でもランプ１１６の充填ガスをブレーク ダウンする作用をする。この作用は、ランプ１１６が始動するまで、抵抗器９５ ０およびコンデンサ９３０により決定される周波数で反復される。インバータ１ ０５には、高電圧始動パルスがインバータ１０５に影響を与えないようにするた めの付加クランプダイオードまたは他の保護回路手段を設けることができる。 第３（ｂ）図は、直列コンデンサ１１１とコンデンサ１１８との間でキャパシ タンスが等しく分割された好ましい接続例を示す。これらのコンデンサは比較的 容量が小さく、接地への配線またはアークが故障した場合に流れることがある電 力線周波数電流からの絶縁を形成する。これは、ランプ１１６のターミナルに触 れた場合の電気ショックから保護するための優れた信頼性および手段を形成する 。なぜならば、電力線周波数電流が小形コンデンサ１１２、１１８により遮断さ れるからである。 第３（ｃ）図は、直列インダクタ１１０の巻線を、共通磁気コア上の２つの巻 線１３０、１３２で置換することにより、直列イングクタ１１０の形態を変形し たものであり、巻線１３０はインバータ１０５の出力１０９での電流経路内にあ り、巻線１３２は接地回路への戻り経路内にある。インダクタ１１０の巻線は、 回路作動に必要なインダクタンスである通常モード電流の直列インダクタンスを 形成する。インダクタ１１０に存在する共通モードインダクタンスは、安定器か ら流出して配線およびランプ１１６に流入することがある共通モード干渉電流を 減少させ、これにより共通モード干渉を低減させる。 第３（ｄ）図は、共振網６００が、４つのトランジスタ１０６、１０８、１４ ０、１４２からなるフルブリッジの出力に接続されているフルブリッジ構成を示 す。この構成によればは、ハーフブリッジインバータ構成により得られるよりも 高い電力出力が得られる。この技術により、マルチキロワット安定器（multi-ki low-att ballasts）を構成できる。駆動回路３００は４つの出力を発生し、トラ ンジスタ１０８、１４０は１対の位相で駆動され、トランジスタ１０６、１４２ は逆位相で駆動される。 第３（ｅ）図は基本構成の変更例であり、共振網６００のキャパシタンスが、 ＤＣバス１０３から回路の接地戻り回路に接続された２つの直列コンデンサ１１ ２、１１８により形成されている。コンデンサ１１２、１１８は、ＤＣバスの高 周波数バイパスと、共振キャパシタンスとの二重機能を有する。 第４図−説明、ワット数制御 ここで第４図には、コスト高の高周波数乗算器回路を用いることなく、ランプ １１６のワット数を検出する技術が示されている。インバータ１０５は高周波数 で作動しかつランプ１１６の電力と比較して無視できる電力を消費する。従って 、インバータ１０５へのＤＣ入力での平均電力は、作動ランプ１１６の電力とほ ぼ等しい。低電力ＭＯＳＦＥＴ１０８の電源と接地戻り回路との間には、インバ ータ１０５に供給される電流を測定するための電流検出抵抗器１２４が接続され ている。入力電力調整器１００は、ＤＣバス１０３の調整された電圧をインバー タ１０５に供給するように設計しなければならず、従って抵抗器１２４を通る平 均電流は、ランプ１１６の始動後のランプワット数に比例する。 抵抗器１２４を横切って測定される電圧降下は、フィードバック信号として使 用される。この信号は、直列抵抗器６０４を通って、演算増幅器６１０の反転入 力に入る。演算増幅器６１０の非反転入力は、所望ワット数を表す固定電圧基準 ６０６に接続される。フィードバックコンデンサ６０８は、抵抗器１２４を横切 って得られた電流信号のフィードバックループ安定化および平均化を行なう。抵 抗器６１２を通る増幅器６１０の出力は、タイミングノード２８２から流出する 電流を変化させ、これにより、ランプ１１６の定常フェーズ中に、コントローラ ＩＣ２７８の出力１１１、１１３での出力周波数を変化させる。制御回路出力１ １１、１１３の変化する周波数は、インバータ１０５の出力周波数の変化を引き 起こし、これにより、共振網６００の周波数共振作用によるランプ電流の変化が 引き起こされる。当業者に知られているように、ＤＣバス１０３が調整されてい ない場合には、ＤＣバス１０３の電圧に抵抗器１２４を横切る電流信号を乗じる ことにより、インバータ１０５の入力電力のＤＣバス１０３の電圧に比例する信 号を容易に発生できる。リニア近似法を使用しかつ抵抗器１２４を横切る電流信 号からＤＣバス１０３の電圧の一部を減じることにより一層簡単化される。この 結果は、ＤＣバス１０３の電圧変化が小さい場合には、インバータ１０５の入力 電力にほぼ比例する信号となる。 第５図−説明、共振網のプロット 第５（ａ）図は、インバータ１０５の電圧出力からランプ１１６を横切る電圧 までの共振網６００の伝達関数をプロットしたものである。周波数は、横軸上に １０ｋＨｚから１ＭＨｚまで表示され、利得は、縦軸上に−６０から−Ｈ４０ｄ Ｂまで示されている。それぞれ、１０Ωから１００ｋΩまで１０倍ずつの間隔の 種々のランプインピーダンスについての一群の曲線がプロットされている。直列 共振周波数は、共振網６００の直列インダクタ１１０および直列コンデンサ１１ ２、１１８の作用による３２３ｋＨｚの周波数でのピークを表示する。このピー クは、ウォームアップ中のランプ１１６を表す１０Ωのランプインピーダンスに ついての曲線の特徴である。作動の軌跡は、ランプ１１６が非作動状態から、始 動、次にウォームアップ、最後に定常作動へと移行するときの周波数および伝達 関数の変化に従って得られる。この軌跡は、安定器のアイドル周波数である点Ａ から出発する経路上で矢印により示されている。回路のターンオン後、周波数は 、この経路上で、点Ａから無負荷共振周波数の近くの点Ｂまで徐々に減少される 。この周波数（一般に、８０ｋＨｚ）で、共振回路６００は非常に高い利得（３ ０ ｄＢ）を有しかつランプ１１６を始動させる高電圧を与える。この高電圧はラン プ１１６に急速なブレークダウンを引き起こし、このため、ランプインピーダン スに、点Ｂでの無負荷回路から１０Ωインピーダンスへの急激な変化が生じる。 前述のように、この作用は、安定器の制御回路２００により検出される。インバ ータ１０５の周波数は、点Ｃでの約１２５ｋＨｚの「ウォームアップ」周波数ま で増大される。ランプ１１６がウォームアップするのに充分な遅延時間が経過し た後、安定器は、周波数を、直列共振周波数より高い周波数すなわち点Ｄ（この 点Ｄは、５００ｋＨｚの定常周波数である）まで上昇させる。この点で、ランプ １１６はウォームアップされており、そのインピーダンスはほぼ１００Ωである 。第５（ｂ）図は第５（ａ）図と同様な図面であるが、この図面は、ランプ電流 伝達関数に対するインバータ電圧出力１０５を示すものである。曲線は、１００ ｋΩから１０Ωまでの種々のランプ１１６のインピーダンスについでの伝達関数 を示すものである。横軸は第５（ａ）図と同じ周波数キャリブレーションを有し かつ縦軸は−１２０ｄＢから−２０ｄＢまでである。「アイドル」点Ａは軌跡の 開始点であり、電流は、点Ｂから点Ｃへと移動するときにランプ１１６内に流れ 始める。「ウォームアップ」中の電流が点Ｃに示されており、「定常」電流が点 Ｄに示されている。点Ｂから僅かに左方のピーク（８０ｋＨｚ）は、共振網６０ ０の無負荷共振周波数を表し、かつ点Ｄの左方のピーク（３２３ｋＨｚ）は、共 振網６００の負荷共振周波数を表す。 第６図−タイミングの説明 第６図はタイミング図である。第６（ａ）図はインバータ１０５の周波数、第 ６（ｂ）図はランプ１１６の電圧、第６（ｃ）図は、ランプ１１６および安定器 の幾つかの作動状態中のランプ１１６の電流を示す。より詳しくは、安定器の始 動が第６図の左側に示されている。ランプ１１６の状態は、点火、グローからア ークへの遷移、ウォームアップ、および最終の定常状態である。第６（ａ）図の 周波数曲線を参照すると、電力のターンオン後、安定器は１２５ｋＨｚのアイド ル周波数で作動する。始動時間中、周波数は８０ｋＨｚの無負荷共振周波数の近 くの値まで減少する。これにより、ランプ１１６を横切る電圧が、第６（ｂ）図 の電圧曲線により示すように急速に上昇される。ランプ１１６が点火されると、 その電流は、第６（ｃ）図の電流曲線に示す「遷移」時間中に急速に増大する。 始動後、インバータ１０５の周波数は、負荷共振周波数の１／３より僅かに高い 値または直列共振周波数より高い周波数に増大される。これらのいずれの値もラ ンプ１１６の急速ウォームアップに使用でき、両周波数ともインバータ１０５の ソフトスイッチング作動を可能にする。ランプ電流は、定常電流より約５０％高 い値に増大される。インバータ周波数は、ウォームアップ中またはウォームアッ プ後に、５００ｋＨｚの値に増大される。これは、制御回路１００のタイムアウ ト作用の結果である。ウォームアップ時間中、ランプ１１６の温度および圧力が 増大し、このためランプ電圧は、約１７Ｖから最終値９０Ｖに徐々に上昇する。 ランプ１１６がウォームアップされると、電流が徐々に減少する。 第７図−説明、波形 第７図は、インバータ出力１０９およびランプ１１６での作動の種々の波形を 示す。第７（ａ）図の電圧および第７（ｂ）図の電流は、安定器が最初にターン オンされかつ周波数が１２５ｋＨｚであるときのアイドル時間中の状態を示す。 ブリッジの出力電圧のプロットは、ソフトスイッチングによる比較的遅い遷移を 行なうほぼ方形波を示す。第７（ｂ）図では、インバータ出力１０９の電流は三 角形波であり、点火されていないランプ１１６の電圧は丸頂方形波（頂部が丸い 方形波）である。第７（ｂ）図は、インバータ出力１０９の電流が、ロアブリッ ジトランジスタ１０８のターンオン中に正であること（このことは、ソフトスイ ッチングを行なう上で必要である）を示している。 始動中、周波数は第７（ｃ）図に示すように低下し、この場合にも、インバー タ出力１０９の電圧は方形波である。第７（ｄ）図は、共振網６００の無負荷共 振により発生される非常に高いランプ電圧を示す。８０ｋＨｚのこの周波数で、 インバータ出力１０９の電流はインバータ出力１０９の電圧を遅延させ、かつ、 インバータ１０５のトップトランジスタ１０６がターンオフされると正になる（ これは、ソフトスイッチングに必要な条件である）。 第８図−説明、波形 第８図は、ウォームアップ中および定常作動中のインバータ出力１０９の電圧 および電流の同様なプロットである。ウォームアップ中のインバータ出力１０９ の電圧が第８（ａ）図に示されている。第８（ｂ）図に示すインバータ出力１０ ９の電流は、この周波数での回路のソフトスイッチングを満足できる形状を有す る。インバータ出力１０９の電流の５００ｋＨｚでの高周波数作動が第８（ｃ） 図に示されている．。第７図および第８図のプロットは、安定器の全ての作動状 態について、ソフトスイッチング、高効率かつ低損失作動が維持されることを示 している。 要約、分枝および範囲 以上から、本発明により、メタルハライドランプおよび他の種々の高輝度ガス 放電ランプを始動させかつ作動させる高効率電子安定器が提供されることが理解 されよう。本発明の安定器は電力処理トランジスタの個数を減少でき、従って信 頼性および効率を高めることができる。また、本発明はあらゆるランプ形式およ び電源と互換性がありかつ種々の電力線から種々のランプを広範囲に作動させる ことができる。また、本発明の高効率電子安定器は、他に次のような長所を有す る。 ・低コストで電子安定器を提供できる。 ・小形かつ軽量の安定器である。 ・ランプの音響アーク共鳴を防止できる安定器である。 ・高い開放電圧を有する安定器である。 ・高い力率を有する安定器である。 ・電気ショックの可能性を低減できる安定器である。 ・ランプ電力を簡単に制御できる安定器である。 ・電源および配線の故障から保護できる安定器である。 ・低コストかつコンパクトな形態をなすホット再始動可能な安定器である。 上記説明には多くの特定事項が含まれているが、これらの特定事項は本発明の 範囲を限定するものと解釈すべきではなく、本発明の現に好ましい実施例の幾つ かを示すに過ぎないと解釈すべきである。例えば、簡単なアナログ回路により実 施されるものとして示したコントローラ１００は、内蔵形アナログ／デジタル変 換器または比較器からの入力およびインバータ駆動周波数をデジタル的に発生す る出力をもつマイクロコントローラのようなデジタル回路で置換できる。 本発明の他の変更例は、極めて高い始動電圧を必要とする高キロワット数ラン プを作動させる２つの対称的な対向直列インダクタを用いたフルブリッジインバ ータおよびホット再ストライクパルススタータを使用することである。 従って、本発明の範囲は、実施例として説明されたものではなく、請求の範囲 の記載およびこれらの法的均等物により決定すべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 レッドル，リチャード スイス国，シーエイチ−1756 オニーン ズ，デリ−ラ カブチェ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．直流電源とガス放電ランプとの間を接続するための電子安定器において、 可変周波数で交流電圧を発生させるための、前記直流電源に接続できるイン バータと、 第１および第２ターミナルを備えたコンデンサと、 入口ポートおよび出口ポートを備えかつ実質的な誘導性部品からなる回路網 とを有し、 前記インバータが第１および第２出力ターミナルを備え、前記回路網の前記 入力ポートが第１および第２ターミナルを備え、 前記コンデンサの前記第１ターミナルが前記インバータの前記第１出力ター ミナルに接続され、 前記コンデンサの前記第２ターミナルが前記回路網の前記入力ポートの前記 第１ターミナルに接続され、 前記回路網の前記入力ポートの前記第２ターミナルが前記インバータの前記 第２出力ターミナルに接続され、 前記回路網の前記出力ポートが前記ガス放電ランプに接続され、 前記出力ポートが短絡回路状態にあるとき、前記回路網の前記入力ポートが 第１インダクタンス値を有し、 前記出力ポートが無負荷回路状態にあるとき、前記回路網の前記入力ポート が、前記第１インダクタンス値より実質的に大きい第２インダクタンス値を有 することを特徴とする電子安定器。 ２．前記インバータに接続された制御回路手段と、入力および出力を備えた検出 手段とを更に有し、該検出手段の前記入力は前記ガス放電ランプに接続され、 前記検出手段は前記制御回路手段に接続され、前記検出手段は前記ガス放電ラ ンプの状態を検出するように構成され、前記制御回路手段は、前記検出手段の 前記出力の関数として前記インバータの周波数を制御するように構成されてい ることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子安定器。 ３．前記検出手段は、前記ガス放電ランプの始動を検出できるように前記ガス放 電ランプに接続されたモニタリング手段を備えていることを特徴とする請求の 範囲第２項に記載の電子安定器。 ４．前記直流電源と前記インバータとの間に接続された、前記インバータに印加 される電圧を変化させる電力変換器を更に有することを特徴とする請求の範囲 第１項に記載の電子安定器。 ５．前記インバータに供給される平均電力を有効に検出する電力検出手段と、該 電力検出手段に応答して、前記インバータの周波数を有効に変化させるフィー ドバック回路手段とを更に有し、前記ガス放電ランプに供給される電力が所定 レベル近くに維持されることを特徴とする請求の範囲第１項仁記載の電子安定 器。 ６．前記回路網は、前記入力ポートの前記第１ターミナルに接続された第１ター ミナルおよび前記出力ポートの前記第１ターミナルに接続された第２ターミナ ルを備えた第１インダクタと、前記入力ポートの前記第１ターミナルに接続さ れた第１ターミナルおよび前記入力ポートの前記第２ターミナルに接続された 第２ターミナルを備えた第２インダクタとを更に有し、該第２インダクタが前 記第１インダクタのインダクタンスより大きいインダクタンスを有することを 特徴とする請求の範囲第１項に記載の電子安定器。 ７．前記第１インダクタは第２巻線を更に有し、該第２巻線はパルス電圧源に接 続され、該パルス電圧源は、前記直流電源が供給されるときに作動するように 構成され、前記第１巻線は前記第２巻線より多い巻数を有し、前記第１巻線は 前記ガス放電ランプを始動させるのに充分な電圧を発生することを特徴とする 請求の範囲第６項に記載の電子安定器。 ８．前記直流電源は交流電源に接続された力率補正回路手段であり、該力率補正 回路手段は、力率を増大させ、前記交流電源の高調波電流を減少させ、かつ前 記インバータへの直流電源を制御することを特徴とする請求の範囲第１項に記 載の電子安定器。 ９．直流電源と、グローモードまたはアークモードで作動できるガス放電ランプ との間に接続される電子安定器において、 可変周波数で交流電圧を発生させるための、前記直流電源に接続できるイン バータと、 第１ターミナルおよび第２ターミナルを備えたコンデンサと、 入力ポートおよび出力ポートを備えかつ実質的な誘導部品からなる回路網と を有し、 前記インバータが第１および第２出力ターミナルを備え、前記回路網の前記 入力ポートが第１および第２ターミナルを備え、 前記コンデンサの前記第１ターミナルが前記インバータの前記第１出力ター ミナルに接続され、 前記コンデンサの前記第２ターミナルが前記回路網の前記入力ポートの前記 第１出力ターミナルに接続され、 前記回路網の前記入力ポートの前記第２ターミナルが前記インバータの前記 第２出力ターミナルに接続され、 前記回路網の前記出力ポートが前記ガス放電ランプに接続され、 前記回路網の前記入力ポートは、前記出力ポートが短絡回路状態にあるとき 、第１インダクタンス値を有し、 前記回路網の前記入カポートは、前記出力ポートが無負荷回路状態にあると き、前記第１インダクタンス値より実質的に大きい第２インダクタンス値を有 し、 前記インバータ夕は、前記ガス放電ランプが始動する前に第１周波数で作動 するように構成され、前記第１周波数は、前記第２インダクタンスと前記コン デンサのキャパシタンスとの共振周波数に等しい第２周波数より高いけれども 、前記第１インダクタンスと前記コンデンサのキャパシタンスとの共振周波数 に等しい第３周波数より低く、 前記インバータは、前記ガス放電ランプが始動するまでおよび始動した後に 、前記第２周波数に近づくように低下する周波数で連続的に作動するように構 成され、 前記インバータは、少なくとも前記ガス放電ランプの作動が前記グローモー ドから前記アークモードに変化するまで、前記第１周波数近くの周波数に近づ くように低下する周波数で作動するように構成され、 前記インバータは、前記ガス放電ランプの作動が前記グローモードから前記 アークモードに変化した後、前記第３周波数より高い周波数で作動するように 構成され、 前記ガス放電ランプが、始動され、前記グローモードからアークモードに遷 移し、かつ定常状態で作動することを特徴とする電子安定器。 10．直流電源とガス放電ランプとの間に接続される電子安定器において、 可変周波数で交流電圧を発生させるための、前記直流電源に接続できるイン バータを有し、該インバータが第１および第２出力ターミナルを備え、 前記インバータの前記第１出力ターミナルに接続された第１ターミナルと、 第２ターミナルとを備えたコンデンサと、 該コンデンサの前記第２ターミナルに接続された第１ターミナルと、第２タ ーミナルとを備えた第１インダクタと、 前記第１インダクタの前記第２ターミナルに接続された第１ターミナルと、 前記インバータの前記第２出力ターミナルに接続された第２ターミナルとを備 えた第２インダクタとを有し、 前記ガス放電ランプが、前記第２インダクタの前記第１ターミナルに接続さ れた第１ターミナルと、前記第２インダクタの前記第２ターミナルに接続され た第２ターミナルとを備え、 前記第２インダクタは、前記第１インダクタのインダクタンスより大きいイ ンダクタンスを有することを特徴とする電子安定器。 11．前記ガス放電ランプはグローモードまたはアークモードで作動でき、 前記インバータは前記ガス放電ランプが始動する前に第１周波数で作動する ように構成され、前記第１周波数は、前記第１インダクタのインダクタンスと 第２インダクタのインダクタンスとの合計と前記コンデンサのキャパシタンス との間の共振により決定される第２周波数より高く、しかしながら、前記第１ インダクタのインダクタンスと前記コンデンサのキャパシタンスとの間の共振 により決定される第３周波数より低く、前記インバータは、前記ガス放電ラン プが始動するまで前記第２周波数に近づくように抵下する周波数で作動するよ うに構成され、 前記インバータは、前記ガス放電ランプの始動後に、前記第１周波数近くの 周波数に近づくように増大する周波数で、前記ガス放電ランプが前記グローモ ードから前記アークモードに変化するまで作動するように構成され、 前記インバータは、前記ガス放電ランプが前記グローモードから前記アーク モードに変化した後、上記第３周波数より高い周波数で作動するように構成さ れ、 前記ガス放電ランプが、始動され、前記グローモードからアークモードに遷 移し、かつ定常状態で作動することを特徴とする電子安定器。 12．前記直流電源は、交流電圧源に接続された整流回路手段であることを特徴と する請求の範囲第１０項に記載の電子安定器。 13．前記インバータは、前記直流電源に接続された２つの電力用トランジスタス イッチの直列接続により形成され、各電力用トランジスタスイッチは、第２タ ーミナルから第３ターミナルに流れる電流を制御する第１ターミナルを備え、 各電力用トランジスタスイッチは、前記第３ターミナルから第２ターミナルに 流れる電流を導くことができることを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の 電子安定器。 14．前記第１インダクタの第１ターミナルか前記インバータの前記第１出力ター ミナルに接続され、前記第２インダクタの第１ターミナルが前記第１インダク タの第２ターミナルおよび前記ガス放電ランプの前記第１ターミナルに接続さ れ、前記第２インダクタの第２ターミナルが前記ガス放電ランプの第２ターミ ナルに接続され、第１コンデンサの第１ターミナルが前記直流電源の正のター ミナルに接続され、前記第１コンデンサの第２ターミナルが前記ガス放電ラン プの前記第２ターミナルに接続され、第２コンデンサの第１ターミナルが前記 ガス放電ランプの前記第２ターミナルに接続され、前記第２コンデンサの第２ ターミナルが前記直流電源の負のターミナルに接続されていることを特徴とす る請求の範囲第１３項に記載の電子安定器。 15．前記電力用トランジスタスイッチは、該スイッチの各々を横切る電圧が実質 的にゼロであるときにターンオンされることを特徴とする請求の範囲第１３項 に記載の電子安定器。 16．前記直流電源は正のターミナルおよび負のターミナルを有し、前記インバー タは２対の電力用トランジスタスイッチで形成され、各電力用トランジスタス イッチは、第２ターミナルから第３ターミナルに流れる電流を制御する第１タ ーミナルを備え、前記各電力用トランジスタスイッチは、前記第３ターミナル から第２ターミナルに流れる電流を導くことができ、前記各電力用トランジス タスイッチは前記正のターミナルと負のターミナルとの間で直列に接続され、 前記インバータの出力ターミナルは前記対をなす各電力用トランジスタスイッ チの接続部により形成されていることを特徴とする請求の範囲第１０項に記載 の電子安定器。 17．前記第２インダクタは第１巻線および第２巻線を備えた２巻線インダクタで あり、前記第１巻線は、前記第１イングクタの前記第２ターミナルに接続され た第１ターミナルと、前記インバータの第２出力ターミナルに接続された前記 第１巻線の第２ターミナルとを有し、前記ガス放電ランプの前記第１ターミナ ルは前記第２巻線の第１ターミナルに接続され、前記ガス放電ランプの前記第 ２ターミナルは前記第２巻線の第２ターミナルに接続されていることを特徴と する請求の範囲第１０項に記載の電子安定器。 18．前記インバータの前記可変周波数は、前記ガス放電ランプが前記アークモー ドになった後、前記ガス放電ランプの最高の音響アーク共振周波数より高いこ とを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の電子安定器。 19．前記第１インダクタは第１巻線および第２巻線を有し、前記第１インダクタ の前記第１巻線は、前記コンデンサの前記第２ターミナルと前記ガス放電ラン プとの間に接続されており、前記第２巻線は前記インバータの前記第２出力タ ーミナルと前記ガス放電ランプとの間に接続されていることを特徴とする請求 の範囲第１０項に記載の電子安定器。 20．直流電源とガス放電ランプとの間に接続される電子安定器において、 １）第１および第２出力ターミナルに、ランプの作動条件に応答する可変周 波数で交流電圧を発生させるための、前記直琉電源に接続できるインバータと 、 ２）第１および第２ターミナルを備えたコンデンサと、 入口ポートおよび出口ポートを備えかつ実質的な導電性部品からなる回路網 とを有し、 前記回路網の前記入力ポートが第１および第２ターミナルを備え、 前記コンデンサは、前記インバータの前記第１出力ターミナルに接続された 第１ターミナルと、前記回路網の前記入力ポートの前記第１ターミナルに接続 された第２ターミナルとを備え、 前記回路網の前記入力ポートの前記第２ターミナルが前記インバータの前記 第２出力ターミナルに接続され、 前記出力ポートが短絡回路状態にあるとき、前記回路網の前記入力ポートが 第１インダクタンス値を有し、前記出力ポートが無負荷回路状態にあるとき、 前記回路網の前記入力ポートが第２インダクタンス値を有し、 前記回路網の前記出力ポートが前記ガス放電ランプに接続され、 前記ガス放電ランプの始動、グローからアークへの遷移、ウォームアップお よび安定作動を行なう方法が、 前記ガス放電ランプが始動する前に第１周波数で前記インバータを作動させ るステップを有し、前記第１周波数は、前記回路網の前記出力ポートが無負荷 回路状態にあるときには、前記コンデンサと前記回路網のインダクタンスとの 間の共振周波数により決定される第２周波数より高いけれども、前記回路網の 前記出力ポートが短絡回路状態にあるときには、前記コンデンサのキャパシタ ンスと前記回路網の前記入力ポートのインダクタンスとの間の共振により決定 される第３周波数より低く、 前記ガス放電ランプが始動するまで、前記第１周波数から前記第２周波数に 近づくように低下する周波数で前記インバータを作動させるステップと、 前記ガス放電ランプの前記グローからアークへの遷移が生じるまで、前記第 １周波数の近くにに向かって増大する周波数で前記インバータを作動させるス テップと、 前記ガス放電ランプが安定作動状態になる前記第３周波数より高い第４周波 数で前記インバータを作動させるステップとを更に有することを特徴とする方 法。 21．前記ガス放電ランプの最高の音響アーク共振周波数より高い前記第４周波数 を確立するステップを有することを特徴とする請求の範囲第２０項に記載の方 法。 22．前記ガス放電ランプを通る電流およびガス放電ランプを横切る電圧を検出し かつ前記インバータの可変周波数を次のように、すなわち、 １）前記ガス放電ランプを通る電流が電流閾値を超えるか、前記ガス放電ラ ンプを横切る電圧が電圧閾値を超えるまで、前記インバータの周波数が、前記 第１周波数から前記第２周波数に近づくように低下し、次に、 ２）周波数が、前記電流閾値を超える前記ガス放電ランプの前記電流に応答 して前記第１周波数の近くの周波数に向かって増大し、次に、周波数は、少な くとも前記ガス放電ランプの前記グローからアークへの遷移が生じるまで、前 記第１周波数の近くの周波数に留まり、次に、前記インバータの周波数は前記 第４周波数まで増大し、または、 ３）周波数が、前記電圧閾値を超える前記ガス放電ランプの前記電圧に応答 して前記第１周波数の近くの周波数に向かって増大し、一定時間の経過後、前 記インバータの周波数が再び前記第２周波数に近づくように低下するように、 制御することを特徴とする請求の範囲第２０項に記載の方法。 23．直流電源とガス放電ランプとの間に接続される電子安定器においで、 １）ランプの作動条件に応答する可変周波数で交流電圧を発生させるための 、前記直流電源に接続できるインバータと、 ２）該インバータに接続される共振回路とを有し、該共振回路は入力ポート および出力ポートを備え、 前記共振回路の入力ポートが電圧源に接続されかつ前記共振回路の出力ポー トが無負荷回路になると、前記共振回路の前記出力ポート電圧は第２周波数で の共振ピークを有し、 前記共振回路の入力ポートが電圧源に接続されかつ前記共振回路の出力ポー トが短絡回路になると、前記共振回路の前記出力ポート電流は第２周波数より 高い第３周波数での共振ピークを有し、 前記共振回路の前記入力ポートが前記インバータに接続され、 前記共振回路の前記出力ポートが前記ガス放電ランプに接続され、 前記ガス放電ランプの始動、グローからアークへの遷移、ウォームアップお よび安定作動を行なう方法が、 前記ガス放電ランプが始動する前に第１周波数で前記インバータを作動させ るステップを有し、前記第１周波数は、前記第２周波数より高いけれども、前 記第３周波数より低く、 前記ガス放電ランプが始動するまで、前記第１周波数から前記第２周波数に 近づくように低下する周波数で前記インバータを作動させるステップと、 前記ガス放電ランプの前記グローからアークへの遷移が生じるまで、前記第 １周波数の近くにに向かって増大する周波数で前記インバータを作動させるス テップと、 前記ガス放電ランプが安定作動状態になる前記第３周波数より高い第４周波 数で前記インバータを作動させるステップとを更に有することを特徴とする電 子安定器。 24．前記第４周波数は前記ガス放電ランプの最高の音響アーク共振周波数より高 いことを特徴とする請求の範囲第２３項に記載の電子安定器。 25．前記ガス放電ランプを通る電流の変化およびガス放電ランプを横切る電圧の 変化が、前記方法により前記インバータの可変周波数を変化させることを特徴 とする請求の範囲第２３項に記載の電子安定器。